TWI844134B - 切換式電源轉換器及其轉換控制電路 - Google Patents

Abstract

一種轉換控制電路適於控制一切換式電源轉換器，轉換控制電路包括觸發訊號產生電路、導通時間控制電路及邏輯驅動電路。觸發訊號產生電路用以產生一導通觸發訊號。導通時間控制電路用以產生一關斷觸發訊號以決定脈寬調變訊號之導通時間及/或不導通時間，並根據輸入電壓及輸出電壓以調整導通時間及/或不導通時間，使得切換頻率隨著該輸出電壓與輸入電壓間的轉換比適應性調整。邏輯驅動電路用以根據導通觸發訊號及關斷觸發訊號而產生脈寬調變訊號，其中導通觸發訊號用以致能該脈寬調變訊號，關斷觸發訊號用以禁能脈寬調變訊號。

Description

切換式電源轉換器及其轉換控制電路

本發明係有關一種切換式電源轉換器，特別是指一種可適應性調整切換頻率的切換式電源轉換器。本發明也有關一種適於切換式電源轉換器之轉換控制電路。

請參照圖1，圖1是先前技術中，一切換式電源轉換器(例如為一降壓轉換器)之一輸入電源與一輸出電源之間的轉換效率示意圖，其中圖1之橫軸為轉換比CR，其中轉換比CR為所述輸出電源之一輸出電壓Vout除以所述輸入電源之一輸入電壓Vin；圖1之縱軸為所述輸入電源與所述輸出電源之間的一轉換效率CE。此先前技術係採用一定頻固定導通時間之脈寬調變控制，如圖1所示，當轉換比CR之值介於一第一轉換比閾值Dth1與一第二轉換比閾值Dth2之間時，轉換效率CE可維持在一水準之上。然而，當轉換比CR之值高於第一轉換比閾值Dth1或低於第二轉換比閾值Dth2時，轉換效率CE皆會變差。

有鑑於此，發明人提出一種切換式電源轉換器及其轉換控制電路，可適應性根據轉換比而調整切換式電源轉換器之切換頻率，進而提高轉換效率。

本發明提供了一種轉換控制電路，適於用以將一輸入電源轉換為一輸出電源之一切換式電源轉換器，其中該切換式電源轉換器包括複數開關，該轉換控制電路包含：一觸發訊號產生電路，用以根據相關於該輸出電源之一回授訊號而產生一導通觸發訊號；一導通時間控制電路，用以產生一關斷觸發訊號以決定一脈寬調變訊號之一導通時間及/或一不導通時間，其中該脈寬調變訊號用以控制該些開關，使得該些開關中的至少之一根據該導通時間及/或該不導通時間以週期性地導通；以及一邏輯驅動電路，用以根據該導通觸發訊號及該關斷觸發訊號而產生該脈寬調變訊號，其中該導通觸發訊號用以致能該脈寬調變訊號，該關斷觸發訊號用以禁能該脈寬調變訊號；其中，該導通時間控制電路係根據該輸入電源之一輸入電壓及該輸出電源之一輸出電壓以調整該導通時間之長度及/或該不導通時間之長度，當該輸出電壓與該輸入電壓之間的一轉換比高於一第一轉換比閾值時，該脈寬調變訊號之一切換頻率隨著該轉換比之提高而降低，及/或當該轉換比低於一第二轉換比閾值時，該切換頻率隨著該轉換比之降低而降低；其中，該輸出電壓之值低於該輸入電壓之值，該轉換比為該輸出電壓之值除以該輸入電壓之值，該第一轉換比閾值高於該第二轉換比閾值；其中，該切換頻率反比於該導通時間及該不導通時間的總和。

在一些實施例中，上述該觸發訊號產生電路包括：一誤差放大電路，用以放大該回授訊號與一第一參考電壓之間的差值而產生一誤差放大訊號；一斜坡訊號產生電路，用以產生一第一斜坡訊號；以及一第一比較電路，用以比較該第一斜坡訊號與該誤差放大訊號而產生該導通觸發訊號。

在一些實施例中，上述該導通時間控制電路包括：一積分電流源，用以產生一積分電流；一積分電容器，用以根據該積分電流而產生一第二斜坡訊號；一重置開關，用以於該脈寬調變訊號禁能時重置該第二斜坡訊號；一第二比較電路，用以比較該第二斜坡訊號與一第二參考電壓而產生該關斷觸發訊號，進而決定該導通時間之長度及/或該不導通時間之長度；以及一調整電流源，耦接該積分電容器，該調整電流源用以產生一調整電流以調整該導通時間之長度及/或該不導通時間之長度，其中該調整電流之位準係由該輸入電壓與該輸出電壓所決定。

在一些實施例中，當該轉換比低於該第一轉換比閾值及/或高於該第二轉換比閾值，且該積分電流正比於該輸入電壓及該第二參考電壓正比於該輸出電壓時，該切換頻率為一定值。

在一些實施例中，當該轉換比高於該第一轉換比閾值及/或該轉換比低於該第二轉換比閾值時，該調整電流係根據該轉換比之變化以調整該導通時間之長度及/或該不導通時間之長度。

在一些實施例中，當該轉換比低於該第一轉換比閾值及/或該轉換比高於該第二轉換比閾值時，該調整電流之值為0。

在一些實施例中，當該轉換比高於該第一轉換比閾值時，該調整電流源根據對應於該輸入電壓之一第一預設轉導值及對應於該輸出電壓之一第二預設轉導值而決定該調整電流，進而調整該導通時間及/或該不導通時間以滿足以下任一項之關係，使得該切換頻率隨著該轉換比之提高而降低：該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值皆大於0；該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值的其中之一為0且其中之另一大於0；或該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值的其中之一為正且其中之另一 為負，其中具有正值之該微分值大於具有負值之該微分值的絕對值；其中，當該轉換比低於一第二轉換比閾值時，該調整電流源根據對應於該輸出電壓之一第三預設轉導值及對應於該輸入電壓之一第四預設轉導值而決定該調整電流，進而調整該導通時間及/或該不導通時間以滿足以下任一項之關係，使得該切換頻率隨著該轉換比之降低而降低：該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值皆小於0；該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值的其中之一為0且其中之另一小於0；或該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值的其中之一為正且其中之另一為負，其中具有負值之該微分值的絕對值大具有正值之該微分值。

在一些實施例中，當該轉換比高於該第一轉換比閾值時，該不導通時間之長度為一定值。

在一些實施例中，當該轉換比低於該第二轉換比閾值時，該導通時間之長度為一定值。

在一些實施例中，上述該調整電流源包括一第一子電流源及/或一第二子電流源，該第一子電流源用以產生一第一子電流，該第二子電流源用以產生一第二子電流，其中該第一子電流用以於該轉換比高於該第一轉換比閾值時調整該切換頻率，使得該切換頻率隨著該轉換比之提高而降低；該第二子電流用以於該轉換比低於該第二轉換比閾值時調整該切換頻率，使得該切換頻率隨著該轉換比之降低而降低。

在一些實施例中，上述該第一子電流源包括：一第一轉導電路，用以根據該輸入電壓而產生一第一轉導電流；一第二轉導電路，用以根據該輸出電壓而產生一第二轉導電流；以及一第一鏡像電路，用以根據該第二轉導電流與該第一轉導電流之間的差值而鏡像產生該第一子電流；其中， 當該第二轉導電流之值高於該第一轉導電流之值時，該第一子電流之值正比於該第二轉導電流與該第一轉導電流之間的差值；當該第二轉導電流之值低於該第一轉導電流之值時，該第一子電流之值為0；其中，該第二子電流源包括：一第三轉導電路，用以根據該輸出電壓而產生一第三轉導電流；一第四轉導電路，用以根據該輸入電壓而產生一第四轉導電流；以及一第二鏡像電路，用以根據該第四轉導電流及該第三轉導電流之間的差值而鏡像產生該第二子電流；其中，當該第四轉導電流之值高於該第三轉導電流之值時，該第二子電流之值正比於該第四轉導電流與該第三轉導電流之間的差值；當該第四轉導電流之值低於該第三轉導電流之值時，該第二子電流之值為0。

在一些實施例中，上述該第一轉換比閾值為該第一子電流之值轉為0時之轉換比，該第二轉換比閾值為該第二子電流之值轉為0時之轉換比。

在一些實施例中，上述該轉換控制電路係可操作於一深度休眠模式，該深度休眠模式包括：於該電感器之一電感電流轉為0且該輸出電壓高於一深度休眠閾值時休眠；以及於休眠時停止提供一偏置電流給該誤差放大電路、該斜坡訊號產生電路或該第一比較電路中的至少之一。

在一些實施例中，於該輸出電源之一輸出電流小於一預設輕載位準之前提下，當該轉換比高於該第一轉換比閾值及/或低於該第二轉換比閾值且該切換頻率之降低幅度高於一調整閾值，使得該電感電流轉為0時，該輸出電壓之值高於該深度休眠閾值。

本發明也提供了一種切換式電源轉換器，包含：一功率級電路，用以將一輸入電源轉換為一輸出電源，該功率級電路包括複數開關以及一電感器；如上述任一所述之轉換控制電路，用以根據一回授訊號而產生一 脈寬調變訊號，並根據該脈寬調變訊號之一導通時間以控制該些開關之切換，進而操作該輸入電源與該輸出電源之間的轉換；以及一回授電路，用以根據該輸出電源而產生該回授訊號。

以下將藉由具體實施例詳加說明，以更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。

10:切換式電源轉換器

10’:切換式電源轉換器

100:功率級電路

200:轉換控制電路

200’:轉換控制電路

210:觸發訊號產生電路

211:誤差放大電路

212:斜坡訊號產生電路

213:第一比較電路

220:導通時間控制電路

221:第二比較電路

222:第一轉導電路

223:第二轉導電路

224:第一鏡像電路

225:第三轉導電路

226:第四轉導電路

227:第二鏡像電路

230:邏輯驅動電路

240:第三比較電路

250:或閘

300:回授電路

400:深度休眠控制電路

Cint:積分電容器

Co:輸出電容器

CE:轉換效率

CR:轉換比

Dth1:第一轉換比閾值

Dth2:第二轉換比閾值

Fs:切換頻率

Gm:轉導值

Iad:調整電流

Iint:積分電流

Iout:輸出電流

Isink1:第一子電流

Isink2:第二子電流

Itr1:第一轉導電流

Itr2:第二轉導電流

Itr3:第三轉導電流

Itr4:第四轉導電流

IL:電感電流

Inet:淨積分電流

ISad:調整電流源

ISint:積分電流源

ISsub1:第一子電流源

ISsub2:第二子電流源

k1-k2:比例係數

K:常數

L:電感器

m1/R1:第一預設轉導值

m2/R1:第二預設轉導值

m3/R1:第三預設轉導值

m4/R1:第四預設轉導值

PIN:輸入電源

POUT:輸出電源

Q1:開關

Q2:開關

Q220-Q222:電晶體

Q230:電晶體

Q241-Q242:電晶體

Q250:電晶體

Q260:電晶體

Q271:電晶體

Qm1-Qm4:電晶體

Qre:重置開關

R1:電阻值

R22:電阻器

R23:電阻器

Rfb1:電阻器

Rfb2:電阻器

Rg1-Rg3:區間

Sdsm:深度睡眠控制訊號

Sea:誤差放大訊號

Spwm:脈寬調變訊號

Spwm’:反相調變訊號

Sr1:第一斜坡訊號

Sr2:第二斜坡訊號

Stoff:關斷觸發訊號

Ston:導通觸發訊號

Ston’:導通觸發訊號

Tdsm:深度休眠區間

Toff:不導通時間

Ton:導通時間

Tpwm:切換週期

THdsm:深度休眠閾值

Vfb:回授訊號

Vin:輸入電壓

Vout:輸出電壓

Vref1:第一參考電壓

Vref2:第二參考電壓

W1-W4:波形

圖1是先前技術中，切換式電源轉換器之輸入電源與輸出電源之間的轉換效率示意圖。

圖2A是本發明之一實施例中，切換式電源轉換器的模組方塊圖。

圖2B是本發明之一實施例中，切換式電源轉換器的電路示意圖。

圖3是本發明之一實施例中，切換式電源轉換器的訊號波形圖。

圖4是本發明之一實施例中，功率級電路的電路示意圖。

圖5是本發明之一實施例中，觸發訊號產生電路的電路示意圖。

圖6是本發明之一實施例中，導通時間控制電路的電路示意圖。

圖7是本發明之一實施例中，調整電流源的電路示意圖。

圖8是本發明之一實施例中，第一子電流源的電路示意圖。

圖9是本發明之一實施例中，第二子電流源的電路示意圖。

圖10A是本發明之一實施例中，調整電流的電流波形圖。

圖10B是本發明之一實施例中，脈寬調變訊號之切換頻率的頻率波形圖。

圖11A是本發明之一實施例中，積分電流的電流波形圖。

圖11B是本發明之一實施例中，第二參考電壓的電壓波形圖。

圖12是本發明之一實施例中，回授電路的電路示意圖。

圖13是本發明之一實施例中，功率級電路之輸入電源與輸出電源之間的轉換效率示意圖。

圖14是本發明之另一實施例中，切換式電源轉換器的電路示意圖。

圖15是本發明之另一實施例中，切換式電源轉換器的訊號波形圖。

本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。

請參照圖2A、2B及圖3，圖2A是本發明之一實施例中，切換式電源轉換器10的模組方塊圖；圖2B是本發明之一實施例中，切換式電源轉換器10的電路示意圖；圖3是本發明之一實施例中，切換式電源轉換器10的訊號波形圖。如圖2A及圖2B所示，切換式電源轉換器10包含一功率級電路100、一轉換控制電路200及一回授電路300，其中轉換控制電路200包括一觸發訊號產生電路210、一導通時間控制電路220及一邏輯驅動電路230。以下將詳細解釋功率級電路100、觸發訊號產生電路210、導通時間控制電路 220、邏輯驅動電路230及回授電路300各自的結構與功能，並透過圖3中的訊號波形以說明各電路之間的運作方式。

請參照圖4，圖4是本發明之一實施例中，功率級電路100的電路示意圖。在一些實施例中，功率級電路100用以將一輸入電源PIN轉換為一輸出電源POUT，其中輸入電源PIN包括一輸入電壓Vin，輸出電源POUT包括一輸出電壓Vout，且輸出電壓Vout之值低於輸入電壓Vin之值。如圖4所示，在一些實施例中，功率級電路100包括複數開關及一電感器L，其中開關Q1之二端分別耦接輸入電源PIN及電感器L之一端，開關Q2之二端分別耦接電感器L之一端及接地，電感器L之另一端耦接輸出電源POUT及一輸出電容器Co。在一些實施例中，功率級電路100為一降壓轉換器(Buck converter)，其中所述降壓轉換器之結構與功能係為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所習知，故不贅述。

請參照圖5，圖5是本發明之一實施例中，觸發訊號產生電路210的電路示意圖。在一些實施例中，觸發訊號產生電路210用以根據相關於輸出電源POUT之一回授訊號Vfb而產生一導通觸發訊號Ston。如圖5所示，在一些實施例中，觸發訊號產生電路210包括一誤差放大電路211、一斜坡訊號產生電路212及一第一比較電路213，其中誤差放大電路211用以放大回授訊號Vfb與一第一參考電壓Vref1之間的差值而產生一誤差放大訊號Sea，斜坡訊號產生電路212用以產生一第一斜坡訊號Sr1，第一比較電路213用以比較第一斜坡訊號Sr1與誤差放大訊號Sea而產生導通觸發訊號Ston。在一些實施例中，誤差放大電路211為一誤差放大器(Error amplifier)，第一比較電路213為一比較器(Comparator)，其中所述誤差放大器及所述比較器之結構與功能係為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所習知，故不贅述。

請參照圖3及圖6，圖6是本發明之一實施例中，導通時間控制電路220的電路示意圖。在一些實施例中，導通時間控制電路220用以產生一關斷觸發訊號Stoff以決定一脈寬調變訊號Spwm之一導通時間Ton(如圖3所示)，其中脈寬調變訊號Spwm用以控制功率級電路100之複數開關，使得該些開關中的至少之一(例如圖4之開關Q1)根據導通時間Ton以週期性地導通。具體而言，在一實施例中，於導通時間Ton內，開關Q1控制為導通，開關Q2控制為不導通，且於不導通時間Toff內，開關Q1控制為不導通，開關Q2控制為導通。

請繼續參照圖3及圖6，在一些實施例中，導通時間控制電路220包括一積分電流源ISint、一積分電容器Cint、一重置開關Qre及一第二比較電路221，其中積分電容器Cint之二端分別耦接積分電流源ISint及接地，重置開關Qre之二端分別耦接積分電流源ISint及接地。在一些實施例中，積分電流源ISint用以產生一積分電流Iint，積分電容器Cint用以根據積分電流Iint而積分產生一第二斜坡訊號Sr2，重置開關Qre用以於反相調變訊號Spwm’致能時重置第二斜坡訊號Sr2(如圖3之時點t2所示)，其中反相調變訊號Spwm’為脈寬調變訊號Spwm之反相訊號。也就是說，當脈寬調變訊號Spwm為高電位時，反相調變訊號Spwm’為低電位；當脈寬調變訊號Spwm為低電位時，反相調變訊號Spwm’為高電位。在一些實施例中，反相調變訊號Spwm’用以控制功率級電路100之該些開關中的至少之一(例如圖4之開關Q2)。

在一些實施例中，第二比較電路221用以比較第二斜坡訊號Sr2與一第二參考電壓Vref2而產生關斷觸發訊號Stoff，進而決定導通時間Ton之長度。其中脈寬調變訊號Spwm之切換週期Tpwm為導通時間Ton與不導通時間Toff之和，而切換頻率Fs之值為切換週期Tpwm之倒數。其中導通 時間Ton係根據積分電容器Cint之電容值、第二參考電壓Vref2之值以及淨積分電流Inet所決定，其細節將詳述於後。

在一些實施例中，於轉換比CR之至少一範圍內，切換頻率Fs不隨著轉換比CR之變化而變化，亦即，於轉換比CR之至少一範圍內，切換頻率Fs為固定值。在一些實施例中，積分電流Iint之值配置為正比於輸入電壓Vin之值，且第二參考電壓Vref2之值為正比於輸出電壓Vout，藉此，可使得切換頻率Fs為固定值，其相關細節實施例將詳述於後。

如前所述，為了提高當轉換比CR之值高於第一轉換比閾值Dth1或低於第二轉換比閾值Dth2時之轉換效率CE，本發明之切換式電源轉換器可適應性根據轉換比CR而調整切換式電源轉換器之切換頻率，進而提高轉換效率。

請繼續參照圖3及圖6，根據本發明，在一些實施例中，導通時間控制電路220還包括調整電流源ISad，耦接於積分電容器Cint，在一些實施例中，調整電流源ISad用以產生一調整電流Iad以調整導通時間Ton之長度，其中調整電流Iad之位準係由輸入電壓Vin與輸出電壓Vout所決定，藉此切換頻率Fs可適應性根據轉換比CR而調整。在一較佳實施例中，當轉換比CR之值高於第一轉換比閾值Dth1，切換頻率Fs隨轉換比CR提高而降低，及/或，當轉換比CR之值時低於第二轉換比閾值Dth2時，切換頻率Fs隨轉換比CR降低而降低，以提高轉換比CR較高或較低時的轉換效率，其細節將詳述於後。

需說明的是，上述實施例係以控制導通時間Ton為例進行說明，然而根據本發明之意旨，亦可通過上述相同概念控制不導通時間Toff而達成，此為本領域之技術人員可類推，不予贅述。

請參照圖7，圖7是本發明之調整電流源ISad的一具體實施例的電路示意圖。在一些實施例中，調整電流源ISad包括一第一子電流源及/或一第二子電流源。以圖7為例，在本實施例中，調整電流源ISad包括第一子電流源ISsub1及第二子電流源ISsub2，其中第一子電流源ISsub1與第二子電流源ISsub2之間並聯耦接。在一些實施例中，第一子電流源ISsub1用以產生一第一子電流Isink1，第二子電流源ISsub2用以產生一第二子電流Isink2，在一些實施例中，調整電流Iad包括第一子電流Isink1及第二子電流Isink2，在一些實施例中，調整電流Iad之值為第一子電流Isink1之值加上第二子電流Isink2之值。具體而言，前述之淨積分電流Inet為積分電流Iint與調整電流Iad之差值，因此，在一些實施例中，當調整電流Iad提高(亦即，第一子電流Isink1及/或第二子電流Isink2提高)時，淨積分電流Inet將降低，而使得導通時間Ton增加。需說明的是，在導通時間Ton增加的前提下，當不導通時間Toff為固定值，或同時增加，或減少率低於導通時間Ton的增加率的情況下，則將使得切換週期Tpwm增加，亦即切換頻率Fs將降低。其中藉由調整導通時間Ton及/或調整不導通時間Toff而降低切換頻率Fs之細節，將詳述於後。

請同時參閱圖10A，在一實施例中，當轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1時，第一子電流Isink1大於0，當轉換比CR低於第一轉換比閾值Dth1，第一子電流Isink1之值為0，藉此，當轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1時，前述之淨積分電流Inet降低而使得導通時間Ton增加(如波形W1所示)。在一實施例中，當轉換比CR低於第二轉換比閾值Dth2時，第二子電流Isink2大於0，當轉換比CR高於第二轉換比閾值Dth2，第二子電流Isink2之值為0，藉此，當轉換比CR低於第二轉換比閾值Dth2時，前述之淨積分電流Inet降低而使得導通時間Ton增加(如波形W2所示)。

請參照圖8，圖8是本發明之一具體實施例中，第一子電流源ISsub1的電路示意圖。如圖8所示，在一些實施例中，第一子電流源ISsub1包括一第一轉導電路222、一第二轉導電路223及一第一鏡像電路224。

在一些實施例中，第一轉導電路222用以根據輸入電壓Vin而產生一第一轉導電流Itr1，第二轉導電路223用以根據輸出電壓Vout而產生一第二轉導電流Itr2，第一鏡像電路224用以根據第二轉導電流Itr2與第一轉導電流Itr1之間的差值而鏡像產生第一子電流Isink1，其中當第二轉導電流Itr2之值高於第一轉導電流Itr1之值時，第一子電流Isink1之值正比於第二轉導電流Itr2與第一轉導電流Itr1之間的差值；當第二轉導電流Itr2之值低於第一轉導電流Itr1之值時，第一子電流Isink1之值為0。

請繼續參照圖8，在一些實施例中，第一轉導電路222包括電晶體Q220、電晶體Q221與電晶體Q222，以及電阻器R22(其電阻值為R1)，其中電晶體Q220與電阻器R22配置為源極隨耦電路，以根據輸入電壓Vin而於電晶體Q220產生一轉導電流，電晶體Q221與電晶體Q222配置為鏡像電路，將轉導電流鏡像而產生第一轉導電流Itr1。具體而言，第一轉導電流Itr1與輸入電壓Vin之關係如下：公式1-1：Itr1=(Vin*m1-VGS220)/R1

其中VGS220為電晶體Q220之閘源極電壓，m1為一正實數，其中m1/R1可視為輸入電壓Vin轉換為第一轉導電流Itr1之第一預設轉導值。

在一些實施例中，第二轉導電路223包括電晶體Q230以及電阻器R23(其電阻值為R1)，其中電晶體Q230與電阻器R23配置為源極隨耦電路，以根據輸出電壓Vout而於電晶體Q230產生第二轉導電流Itr2。具體而言，第二轉導電流Itr2與輸出電壓Vout之關係如下：公式1-2：Itr2=(Vout*m2-VGS230)/R1

其中VGS230為電晶體Q230之閘源極電壓，m2為一正實數，其中m2/R1可視為輸出電壓Vout轉換為第二轉導電流Itr2之第二預設轉導值。

在一些實施例中，第一鏡像電路224包括電晶體Q241、電晶體Q242、電晶體Qm1以及電晶體Qm2，其中電晶體Q241配置為二極體式耦接，用以接收第二轉導電流Itr2與第一轉導電流Itr1之間的差值，並藉由電晶體Q242、電晶體Qm1以及電晶體Qm2鏡像所述的差值而產生第一子電流Isink1。

在一些實施例中，當電晶體Q220與電晶體Q230之物理尺寸適當配置時，可使得閘源極電壓VGS230接近於閘源極電壓Q220，藉此，第二轉導電流Itr2與第一轉導電流Itr1之間的差值中，閘源極電壓VGS230與閘源極電壓Q220之成分將彼此抵銷，換言之，第一子電流Isink1與輸出電壓Vout及輸入電壓Vin之關係如下：公式1-3：Isink1=k1*(Itr2-Itr1)=k1* (Vout*m2-Vin*m1)/R1

其中k1為一正實數。

值得注意的是，由於電晶體Q241配置為二極體式耦接，因此，當第二轉導電流Itr2大於第一轉導電流Itr1時，第一子電流Isink1之值將符合公式1-3之關係，另一方面，當第二轉導電流Itr2小於第一轉導電流Itr1時，第一子電流Isink1之值將為0。

請參照圖9，圖9是本發明之一具體實施例中，第二子電流源ISsub2的電路示意圖。如圖9所示，在一些實施例中，第二子電流源ISsub2包括一第三轉導電路225、一第四轉導電路226及一第二鏡像電路227。

在一些實施例中，第三轉導電路225用以根據輸出電壓Vout而產生一第三轉導電流Itr3，第四轉導電路226用以根據輸入電壓Vin而產生 一第四轉導電流Itr4，第二鏡像電路227用以根據第四轉導電流Itr4與第三轉導電流Itr3之間的差值而鏡像產生第二子電流Isink2，其中當第四轉導電流Itr4之值高於第三轉導電流Itr3之值時，第二子電流Isink2之值正比於第四轉導電流Itr4與第三轉導電流Itr3之間的差值；當第四轉導電流Itr4之值低於第三轉導電流Itr3之值時，第二子電流Isink2之值為0。

圖9所示的第三轉導電路225，第四轉導電路226以及第二鏡像電路227之操作方式分別相似於圖8所示的第一轉導電路222、第二轉導電路223以及第一鏡像電路224，因此，根據與前述相似的操作分析可得到以下第三轉導電流Itr3、第四轉導電流Itr4與第二子電流Isink2之關係式：公式2-1：Itr3=(Vout*m3-VGS250)/R1

公式2-2：Itr4=(Vin*m4-VGS260)/R1

公式2-3：Isink2=k2*(Itr4-Itr3)=(Vin*m4-Vout*m3)/R1

其中VGS250為電晶體Q250之閘源極電壓，m3為一正實數，VGS260為電晶體Q260之閘源極電壓，m4為一正實數，k2為一正實數，其中閘源極電壓VGS250接近於閘源極電壓VGS260，其中m3/R1可視為輸出電壓Vout轉換為第三轉導電流Itr3之第三預設轉導值，m4/R1可視為輸入電壓Vin轉換為第四轉導電流Itr4之第四預設轉導值。

由於電晶體Q271配置為二極體式耦接，因此，當第四轉導電流Itr4大於第三轉導電流Itr3時，第二子電流Isink2之值將符合公式2-3之關係，另一方面，當第四轉導電流Itr4小於第三轉導電流Itr3時，第二子電流Isink2之值將為0。

需說明的是，在一些實施例中，上述第一轉換比閾值Dth1係對應為第一子電流Isink1之值轉為0時之轉換比CR之值，第二轉換比閾值Dth2為第二子電流Isink2之值轉為0時之轉換比CR之值，換言之，第一轉換 比閾值Dth1係對應為第二轉導電流Itr2等於第一轉導電流Itr1時之轉換比CR之值，第二轉換比閾值Dth2為第四轉導電流Itr4等於第三轉導電流Itr3時之轉換比CR之值。

請進一步參照圖10A，圖10A是本發明之一實施例中，調整電流Iad的電流波形圖(對應於圖8與圖9之實施例)，其中波形W1為第一子電流Isink1的波形，波形W2為第二子電流Isink2的波形，其中圖10A之橫軸為轉換比CR。如圖10A所示，當轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1時，第一子電流Isink1之值大於0(如波形W1所示)，且根據公式1-3之關係，第一子電流Isink1之值隨著轉換比CR增加而增加；當轉換比CR低於第二轉換比閾值Dth2時，第二子電流Isink2之值大於0(如波形W2所示)，且根據公式2-3之關係，第二子電流Isink2隨著轉換比CR降低而增加。

就一觀點而言，在一些實施例中，第一轉換比閾值Dth1可由公式1-3中，當第一子電流Isink1為0時所對應的輸出電壓Vout與輸入電壓Vin之比值(亦即對應的轉換比CR之值)而得。具體而言，於公式1-3中令第一子電流Isink1為0可得：公式3-1：(Vout*m2-Vin*m1)/R1=0

公式3-2：Dth1=Vout/Vin=m1/m2

換言之，在一些實施例中，第一轉換比閾值Dth1係相關於第一轉導電路222之轉導值與第二轉導電路223之轉導值之間的比值。

相似地，在一些實施例中，第二轉換比閾值Dth2可由公式2-3中，當第二子電流Isink2為0時所對應的輸出電壓Vout與輸出電壓Vin之比值(亦即對應的轉換比CR之值)而得。具體而言，於公式2-3中令第二子電流Isink2為0可得：公式3-3：(Vin*m4-Vout*m3)/R1=0

公式3-4：Dth2=Vout/Vin=m4/m3

換言之，在一些實施例中，第二轉換比閾值Dth2係相關於第四轉導電路226之轉導值與第三轉導電路225之轉導值之間的比值。

請進一步參照圖10B，圖10B是本發明之一實施例中，脈寬調變訊號Spwm之切換頻率Fs的頻率波形圖，其中圖10B之橫軸為轉換比CR，圖10B之縱軸為脈寬調變訊號Spwm之切換頻率Fs。在一些實施例中，導通時間控制電路220係根據輸入電壓Vin及輸出電壓Vout以決定轉換比CR，並根據轉換比CR之變化以決定調整電流Iad之值，進而調整導通時間Ton之長度及/或不導通時間Toff之長度以調整切換頻率Fs之值。如圖10A及圖10B所示，當轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1時，調整電流Iad係透過第一子電流Isink1以調整切換頻率Fs，使得切換頻率Fs隨著轉換比CR之提高而降低；當轉換比CR低於第二轉換比閾值Dth2時，調整電流Iad係透過第二子電流Isink2以調整切換頻率Fs，使得切換頻率Fs隨著轉換比CR之降低而降低。

請同時參照圖10B、圖11A及11B，圖11A是本發明之一實施例中，積分電流Iint對應於輸入電壓Vin的特性曲線圖；圖11B本發明之一實施例中，第二參考電壓Vref2對應於輸出電壓Vout的特性曲線圖。在一些實施例中，積分電流Iint正比於輸入電壓Vin且第二參考電壓Vref2正比於輸出電壓Vout，藉此，於調整電流Iad為0的區間中(例如轉換比CR介於第一轉換比閾值Dth1與第二轉換比閾值Dth2之間)，切換頻率Fs為定值。以圖11A為例，在本實施例中，積分電流Iint之值為輸入電壓Vin之值乘上一轉導值Gm，其中轉導值Gm為一常數(Constant)。又以圖11B為例，在本實施例中，第二參考電壓Vref2之值為輸出電壓Vout之值乘上一常數K。

在一些實施例中，第一轉換比閾值Dth1大於第二轉換比閾值Dth2。在一些實施例中，當轉換比CR低於第一轉換比閾值Dth1及/或高於第 二轉換比閾值Dth2(亦即，調整電流Iad為0的區間)，且積分電流Iint正比於輸入電壓Vin及第二參考電壓Vref2正比於輸出電壓Vout時，切換週期Tpwm為一定值，進而使切換頻率Fs為一定值。請參照公式4及公式5，公式4為脈寬調變訊號Spwm之導通時間Ton的計算公式，公式5為脈寬調變訊號Spwm之切換頻率Fs的計算公式，其中由於轉換比CR低於第一轉換比閾值Dth1及/或高於第二轉換比閾值Dth2之區間中，調整電流Iad之值為0，因此公式4中並不存在調整電流Iad。在一些實施例中，將積分電流Iint之公式(如圖11A所示)及第二參考電壓Vref2之公式(如圖11B所示)代入至公式4中係可推導出公式5，其中由於公式5中的參數皆為常數，因此根據公式5所計算而得之切換週期Tpwm為一定值，進而使切換頻率Fs亦為一定值(如圖10B之區間Rg1所示)。

公式4：Ton=Cint * Vref2/Iint=Tpwm * CR

公式5：Fs=1/Tpwm=Gm/(Cint * K)

請參照公式6及公式7，公式6為脈寬調變訊號Spwm之導通時間Ton的計算公式，公式7為脈寬調變訊號Spwm之切換頻率Fs的計算公式，其中由於轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1及/或低於第二轉換比閾值Dth2，使得調整電流Iad之值不為0，因此公式6中存在調整電流Iad。在一些實施例中，公式7係由公式6所推導出來，其中切換頻率Fs之值係受到轉換比CR及調整電流Iad的影響而改變。當轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1及/或低於第二轉換比閾值Dth2時，調整電流Iad之值會上升而使得切換頻率Fs之值下降(如圖10B之區間Rg2、Rg3所示)。

公式6：Ton=Cint * Vref2/(Iint-Iad)=Tpwm * CR

公式7：Fs=1/Tpwm=(Iint-Iad) * CR/(Cint * Vref2)

在一些實施例中，調整電流Iad之值係根據前述的圖8與圖9之實施例之方式進行調整，在這些實施例中，係藉由調整第一子電流Isink1及/或第二子電流Isink2而延長了導通時間Ton之長度，需說明的是，在一些實施例中，前述的多個參數(例如Gm,K,m1,m2,m3,m4,k1,k2,R1)之間的關係，可同時決定不導通時間Toff隨著轉換比CR之變化，如前所述，在一些實施例中，根據前述的圖8與圖9之實施例之方式藉由調整第一子電流Isink1及/或第二子電流Isink2而延長了導通時間Ton之長度時，同時使得不導通時間Toff不隨著轉換比CR而變化，亦即，在這些實施例中，不導通時間Toff保持為定值，藉此使得導通時間Ton之長度增加時，同時使得切換週期Tpwm亦同時增加，亦即切換頻率Fs降低。

在一些實施例中，調整電流Iad可僅包括第一子電流Isink1，亦即僅於轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1時調整切換頻率Fs；在一些實施例中，調整電流Iad可僅包括第二子電流Isink2，亦即僅於轉換比CR低於第二轉換比閾值Dth2時調整切換頻率Fs。

另一方面，在一些實施例中，根據前述的圖8與圖9之實施例之方式藉由調整第一子電流Isink1及/或第二子電流Isink2而延長了導通時間Ton之長度時，同時使得不導通時間Toff隨著轉換比CR之變化同時為增加，或者，使得不導通時間Toff隨著轉換比CR之變化雖為降低，但其降低幅度小於導通時間Ton之長度增加之幅度，仍可使得切換週期Tpwm增加，亦即切換頻率Fs降低。以下藉由表1與表2說明各種可能的組合。

請參照表1。表1是在轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1的前提下，以導通時間Ton對轉換比CR之微分值(dTon/dCR)以及不導通時間Toff對轉換比CR之微分值(dToff/dCR)為變數之真值表，其中真值表為真時，示 意該變數組合可使得切換週期Tpwm隨轉換比CR增加而增加，亦即切換頻率Fs隨轉換比CR增加而降低。

表1中關係1代表導通時間Ton對轉換比CR之微分值及不導通時間Toff對轉換比CR之微分值皆大於0時，切換頻率Fs隨轉換比CR增加而降低。關係2(包括關係2-1及關係2-2)代表導通時間Ton對轉換比CR之微分值及不導通時間Toff對轉換比CR之微分值的其中之一為0且其中之另一大於0時，切換頻率Fs隨轉換比CR增加而降低。關係3(包括關係3-1及關係3-2)代表導通時間Ton對轉換比CR之微分值及不導通時間Toff對轉換比CR之微分值的其中之一為正且其中之另一為負，且其中具有正值之微分值大於具有負值之微分值的絕對值時，切換頻率Fs隨轉換比CR增加而降低。

在一些實施例中，當轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1時，調整電流源ISad之第一子電流源ISsub1會根據對應於輸入電壓Vin之第一預設轉導值m1/R1及對應於輸出電壓Vout之第二預設轉導值m2/R1而決定調整電流Iad之第一子電流Isink1之值(如圖8所示)，進而調整導通時間Ton及/或 不導通時間Toff以滿足表1中的關係1至關係3之變數關係，使得切換頻率Fs隨著轉換比CR之提高而降低。就一觀點而言，第一預設轉導值m1/R1及第二預設轉導值m2/R1之選擇係根據所影響的導通時間Ton對轉換比CR之微分值(dTon/dCR)以及不導通時間Toff對轉換比CR之微分值(dToff/dCR)，是否滿足表1中的關係1至關係3中的其中之一而決定，以確保當轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1時，切換頻率Fs隨著轉換比CR之提高而降低。

在一些實施例中，於轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1，當前述之參數選擇如下時：K=1/4、Gm=1/(8 * R1)、m2=1/4、m1=1/8、k1=1，可對應於表1中的關係2-2，亦即，導通時間Ton對轉換比CR之微分值(dTon/dCR)大於0，且不導通時間Toff對轉換比CR之微分值(dToff/dCR)等於0，進而使得切換頻率Fs隨著轉換比CR之提高而降低。

請參照表2，表2是在轉換比CR低於第二轉換比閾值Dth2的前提下，以導通時間Ton對轉換比CR之微分值(dTon/dCR)以及不導通時間Toff對轉換比CR之微分值(dToff/dCR)為變數之真值表，其中真值表為真時，示意該變數組合可使得切換週期Tpwm隨轉換比CR降低而增加，亦即切換頻率Fs隨轉換比CR降低而降低。

表2中關係4代表導通時間Ton對轉換比CR之微分值及不導通時間Toff對轉換比CR之微分值皆小於0時，切換頻率Fs隨轉換比CR降低而降低；關係5(包括關係5-1及關係5-2)代表導通時間Ton對轉換比CR之微分值及不導通時間Toff對轉換比CR之微分值的其中之一為0且其中之另一小於0時，切換頻率Fs隨轉換比CR降低而降低；關係6(包括關係6-1及關係6-2)代表導通時間Ton對轉換比CR之微分值及不導通時間Toff對轉換比CR之微分值的其中之一為正且其中之另一為負，且其中具有負值之微分值的絕對值大於具有正值之微分值時，切換頻率Fs隨轉換比CR降低而降低。

在一些實施例中，當轉換比CR低於第二轉換比閾值Dth2時，調整電流源ISad之第二子電流源ISsub2會根據對應於輸出電壓Vout之第三預設轉導值m3/R1及對應於輸入電壓Vin之第四預設轉導值m4/R1而決定調整電流Iad之第二子電流Isink2之值(如圖9所示)，進而調整導通時間Ton及/或不導通時間Toff以滿足表2中的關係4至關係6之變數關係，使得切換頻率Fs隨著轉換比CR之降低而降低。就一觀點而言，第三預設轉導值m3/R1及第四預設轉導值m4/R1之選擇係根據所影響的導通時間Ton對轉換比CR之微分值(dTon/dCR)以及不導通時間Toff對轉換比CR之微分值(dToff/dCR)，是否滿足表2中的關係4至關係6中的其中之一而決定，以確保當轉換比CR低於第二轉換比閾值Dth2時，切換頻率Fs隨著轉換比CR之降低而降低。

在一些實施例中，於轉換比CR低於第二轉換比閾值Dth2，當前述之參數選擇如下時：K=1/4、Gm=1/(8 * R1)、m4=1/8、m3=1、k2=3，可對應於表2中的關係5-2，亦即，導通時間Ton對轉換比CR之微分值(dTon/dCR)小於0，且不導通時間Toff對轉換比CR之微分值(dToff/dCR)等於0，進而使得切換頻率Fs隨著轉換比CR之降低而降低。

在一些實施例中，邏輯驅動電路230用以根據導通觸發訊號Ston及關斷觸發訊號Stoff而產生脈寬調變訊號Spwm，其中導通觸發訊號Ston用以致能脈寬調變訊號Spwm(如圖3之時點t1所示)，關斷觸發訊號Stoff用以禁能脈寬調變訊號Spwm(如圖3之時點t2所示)。以圖4為例，在本實施例中，脈寬調變訊號Spwm用以控制開關Q1，反相調變訊號Spwm’用以控制開關Q2。

請參照圖12。圖12是本發明之一實施例中，回授電路300的電路示意圖。在一些實施例中，回授電路300用以根據輸出電源POUT之輸出電壓Vout而產生回授訊號Vfb，其中輸出電壓Vout與回授訊號Vfb之間具有一比例關係。在一些實施例中，回授電路300包括複數電阻器所形成的分壓電路，其中各該電阻器之值會影響所述比例關係之值。以圖12為例，在本實施例中，回授電路300包括二個電阻器Rfb1、Rfb2，其中電阻器Rfb1之值與電阻器Rfb2之值係決定輸出電壓Vout與回授訊號Vfb之間的比例關係。舉例來說，當電阻器Rfb1之值為4千歐姆(kΩ)且電阻器Rfb2之值為1千歐姆時，輸出電壓Vout與回授訊號Vfb之間的比例關係為5比1，也就是說，輸出電壓Vout之值為回授訊號Vfb之值的5倍。

請參照圖13，圖13是本發明之一實施例中，功率級電路100之輸入電源PIN與輸出電源POUT之間的轉換效率CE示意圖，其中波形W3為先前技術之轉換效率CE的波形，波形W4為本發明之一實施例中轉換效率CE的波形。如圖13所示，當轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1時，由於本發明之一實施例中脈寬調變訊號Spwm之切換頻率Fs隨著轉換比CR之提高而降低，使得轉換效率CE之值得以提升；當轉換比CR低於第二轉換比閾值Dth2時，由於本發明之一實施例中脈寬調變訊號Spwm之切換頻率Fs隨著轉換比CR之降低而降低，使得轉換效率CE之值得以提升。

請參照圖5、圖14及圖15，圖14是本發明之另一實施例中，切換式電源轉換器10’的電路示意圖；圖15是本發明之另一實施例中，切換式電源轉換器10’的訊號波形圖。如圖14所示，在一些實施例中，轉換控制電路200’更包括一第三比較電路240及一或閘250，其中第三比較電路240用以比較回授訊號Vfb與深度休眠閾值THdsm而產生一深度睡眠控制訊號Sdsm，或閘250用以選擇導通觸發訊號Ston或深度睡眠控制訊號Sdsm做為致能脈寬調變訊號Spwm之導通觸發訊號Ston’；在其他實施例中，第三比較電路240亦可用以比較輸出電壓Vout與深度休眠閾值THdsm而產生深度睡眠控制訊號Sdsm。如圖15所示，當電感器L之一電感電流IL轉為0(例如下降至0)且輸出電壓Vout之值高於深度休眠閾值THdsm時(示意已進入一輕載狀態，例如輸出電流Iout小於一預設輕載位準)，轉換控制電路200’控制切換式電源轉換器10’操作於一深度休眠模式(如深度休眠區間Tdsm所示)，其中於深度休眠模式時，轉換控制電路200’停止提供一偏置電流給誤差放大電路211、斜坡訊號產生電路212及第一比較電路213中的至少之一(如圖5所示)，以降低切換式電源轉換器10’之整體功耗。

在一些情況下，例如由於轉換比CR過低，使得導通時間Ton過短，或是由於轉換比CR過低，使得於導通時間Ton內電感電流IL上升斜率過低，進而使得當輸出電流Iout小於所述預設輕載位準且電感電流IL下降至0時，輸出電壓Vout之值仍可能低於深度休眠閾值THdsm，因而使得轉換控制電路200’無法進入上述的深度休眠模式，進而無法降低切換式電源轉換器10’之整體功耗。因此，在一些實施例中，於輸出電源POUT之一輸出電流Iout小於一預設輕載位準之前提下，當轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1及/或低於第二轉換比閾值Dth2時，增加導通時間Ton，以延長電感電流IL之值高於0的時間，使得電感電流IL轉為0時，輸出電壓Vout之值會高於深度休眠閾 值THdsm，進而使轉換控制電路200’進入深度休眠模式，以降低切換式電源轉換器10’之整體功耗。

綜上所述，當功率級電路100之輸出電壓Vout與輸入電壓Vin之間的轉換比CR高於第一轉換比閾值Dth1或低於第二轉換比閾值Dth2時，本發明之一些實施例中的切換式電源轉換器10及其轉換控制電路200係可有效降低脈寬調變訊號Spwm之切換頻率Fs，以提升輸入電源PIN與輸出電源POUT之間的轉換效率CE。

以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及/或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。

10:切換式電源轉換器

100:功率級電路

200:轉換控制電路

210:觸發訊號產生電路

220:導通時間控制電路

230:邏輯驅動電路

300:回授電路

PIN:輸入電源

POUT:輸出電源

Spwm:脈寬調變訊號

Spwm’:反相調變訊號

Stoff:關斷觸發訊號

Ston:導通觸發訊號

Vfb:回授訊號

Vin:輸入電壓

Vout:輸出電壓

Claims (15)

1. 一種轉換控制電路，適於用以將一輸入電源轉換為一輸出電源之一切換式電源轉換器，其中該切換式電源轉換器包括複數開關以及一電感器，該轉換控制電路包含：一觸發訊號產生電路，用以根據相關於該輸出電源之一回授訊號而產生一導通觸發訊號；一導通時間控制電路，用以產生一關斷觸發訊號以決定一脈寬調變訊號之一導通時間及/或一不導通時間，其中該脈寬調變訊號用以控制該些開關，使得該些開關中的至少之一根據該導通時間及/或該不導通時間以週期性地導通；以及一邏輯驅動電路，用以根據該導通觸發訊號及該關斷觸發訊號而產生該脈寬調變訊號，其中該導通觸發訊號用以致能該脈寬調變訊號，該關斷觸發訊號用以禁能該脈寬調變訊號；其中，該導通時間控制電路係根據該輸入電源之一輸入電壓及該輸出電源之一輸出電壓以調整該導通時間之長度及/或該不導通時間之長度，當該輸出電壓與該輸入電壓之間的一轉換比高於一第一轉換比閾值時，該脈寬調變訊號之一切換頻率隨著該轉換比之提高而降低，及/或當該轉換比低於一第二轉換比閾值時，該切換頻率隨著該轉換比之降低而降低；其中，該輸出電壓之值低於該輸入電壓之值，該轉換比為該輸出電壓之值除以該輸入電壓之值，該第一轉換比閾值高於該第二轉換比閾值；其中，該切換頻率反比於該導通時間及該不導通時間的總和。
2. 如請求項1所述之轉換控制電路，其中該觸發訊號產生電路包括： 一誤差放大電路，用以放大該回授訊號與一第一參考電壓之間的差值而產生一誤差放大訊號；一斜坡訊號產生電路，用以產生一第一斜坡訊號；以及一第一比較電路，用以比較該第一斜坡訊號與該誤差放大訊號而產生該導通觸發訊號。
3. 如請求項1所述之轉換控制電路，其中該導通時間控制電路包括：一積分電流源，用以產生一積分電流；一積分電容器，用以根據該積分電流而產生一第二斜坡訊號；一重置開關，用以於該脈寬調變訊號禁能時重置該第二斜坡訊號；一第二比較電路，用以比較該第二斜坡訊號與一第二參考電壓而產生該關斷觸發訊號，進而決定該導通時間之長度及/或該不導通時間之長度；以及一調整電流源，耦接該積分電容器，該調整電流源用以產生一調整電流以調整該導通時間之長度及/或該不導通時間之長度，其中該調整電流之位準係由該輸入電壓與該輸出電壓所決定。
4. 如請求項3所述之轉換控制電路，其中當該轉換比低於該第一轉換比閾值及/或高於該第二轉換比閾值，且該積分電流正比於該輸入電壓及該第二參考電壓正比於該輸出電壓時，該切換頻率為一定值。
5. 如請求項3所述之轉換控制電路，其中當該轉換比高於該第一轉換比閾值及/或該轉換比低於該第二轉換比閾值時，該調整電流係根據該轉換比之變化以調整該導通時間之長度及/或該不導通時間之長度。
6. 如請求項5所述之轉換控制電路，其中當該轉換比低於該第一轉換比閾值及/或該轉換比高於該第二轉換比閾值時，該調整電流之值為0。
7. 如請求項5所述之轉換控制電路，其中當該轉換比高於該第一轉換比閾值時，該調整電流源根據對應於該輸入電壓之一第一預設轉導值及對應於該輸出電壓之一第二預設轉導值而決定該調整電流，進而調整該導通時間及/或該不導通時間以滿足以下任一項之關係，使得該切換頻率隨著該轉換比之提高而降低：該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值皆大於0；該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值的其中之一為0且其中之另一大於0；或該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值的其中之一為正且其中之另一為負，其中具有正值之該微分值大於具有負值之該微分值的絕對值；其中，當該轉換比低於一第二轉換比閾值時，該調整電流源根據對應於該輸出電壓之一第三預設轉導值及對應於該輸入電壓之一第四預設轉導值而決定該調整電流，進而調整該導通時間及/或該不導通時間以滿足以下任一項之關係，使得該切換頻率隨著該轉換比之降低而降低：該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值皆小於0；該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值的其中之一為0且其中之另一小於0；或 該導通時間對該轉換比之微分值及該不導通時間對該轉換比之微分值的其中之一為正且其中之另一為負，其中具有負值之該微分值的絕對值大具有正值之該微分值。
8. 如請求項5所述之轉換控制電路，其中當該轉換比高於該第一轉換比閾值時，該不導通時間之長度為一定值。
9. 如請求項5所述之轉換控制電路，其中當該轉換比低於該第二轉換比閾值時，該導通時間之長度為一定值。
10. 如請求項3所述之轉換控制電路，其中該調整電流源包括一第一子電流源及/或一第二子電流源，該第一子電流源用以產生一第一子電流，該第二子電流源用以產生一第二子電流，其中該第一子電流用以於該轉換比高於該第一轉換比閾值時調整該切換頻率，使得該切換頻率隨著該轉換比之提高而降低；該第二子電流用以於該轉換比低於該第二轉換比閾值時調整該切換頻率，使得該切換頻率隨著該轉換比之降低而降低。
11. 如請求項10所述之轉換控制電路，其中該第一子電流源包括：一第一轉導電路，用以根據該輸入電壓而產生一第一轉導電流；一第二轉導電路，用以根據該輸出電壓而產生一第二轉導電流；以及一第一鏡像電路，用以根據該第二轉導電流與該第一轉導電流之間的差值而鏡像產生該第一子電流；其中，當該第二轉導電流之值高於該第一轉導電流之值時，該第一子電流之值正比於該第二轉導電流與該第一轉導電流之間的差值；當該第二轉導電流之值低於該第一轉導電流之值時，該第一子電流之值為0；其中，該第二子電流源包括：一第三轉導電路，用以根據該輸出電壓而產生一第三轉導電流； 一第四轉導電路，用以根據該輸入電壓而產生一第四轉導電流；以及一第二鏡像電路，用以根據該第四轉導電流及該第三轉導電流之間的差值而鏡像產生該第二子電流；其中，當該第四轉導電流之值高於該第三轉導電流之值時，該第二子電流之值正比於該第四轉導電流與該第三轉導電流之間的差值；當該第四轉導電流之值低於該第三轉導電流之值時，該第二子電流之值為0。
12. 如請求項11所述之轉換控制電路，其中該第一轉換比閾值為該第一子電流之值轉為0時之轉換比，該第二轉換比閾值為該第二子電流之值轉為0時之轉換比。
13. 如請求項2所述之轉換控制電路，其中該轉換控制電路係可操作於一深度休眠模式，該深度休眠模式包括：於該電感器之一電感電流轉為0且該輸出電壓高於一深度休眠閾值時休眠；以及於休眠時停止提供一偏置電流給該誤差放大電路、該斜坡訊號產生電路或該第一比較電路中的至少之一。
14. 如請求項13所述之轉換控制電路，其中於該輸出電源之一輸出電流小於一預設輕載位準之前提下，當該轉換比高於該第一轉換比閾值及/或低於該第二轉換比閾值且該切換頻率之降低幅度高於一調整閾值，使得該電感電流轉為0時，該輸出電壓之值高於該深度休眠閾值。
15. 一種切換式電源轉換器，包含：一功率級電路，用以將一輸入電源轉換為一輸出電源，該功率級電路包括複數開關以及一電感器； 如請求項1至14中任一項所述之轉換控制電路，用以根據一回授訊號而產生一脈寬調變訊號，並根據該脈寬調變訊號之一導通時間以控制該些開關之切換，進而操作該輸入電源與該輸出電源之間的轉換；以及一回授電路，用以根據該輸出電源而產生該回授訊號。

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