TWI826228B

TWI826228B - 用於非對稱半橋返馳式電源的電路

Info

Publication number: TWI826228B
Application number: TW112100608A
Authority: TW
Inventors: 方倩; 方烈義
Original assignee: 大陸商昂寶電子（上海）有限公司
Priority date: 2022-11-01
Filing date: 2023-01-06
Publication date: 2023-12-11
Also published as: CN115694145A

Abstract

本發明提供了一種用於非對稱半橋返馳式電源的電路。非對稱半橋返馳式電源包括第一開關、第二開關、變壓器的原邊電感和變壓器的副邊電感，在第一開關接通且第二開關斷開期間，變壓器通過原邊電感充磁，在第一開關斷開且第二開關接通期間變壓器通過副邊電感退磁，用於非對稱半橋返馳式電源的電路包括：第一電壓檢測單元，被配置為檢測非對稱半橋返馳式電源的輸出端的回饋電壓，其中，回饋電壓對應於非對稱半橋返馳式電源所連接的負載的工作電壓；以及開關控制單元，被配置為在非對稱半橋返馳式電源的每個工作週期期間，根據回饋電壓，將第一開關接通第一時間段，並將第二開關接通第二時間段，其中，第一開關和第二開關不同時處於接通狀態。

Description

用於非對稱半橋返馳式電源的電路

本發明涉及電源領域，特別是，涉及一種用於非對稱半橋返馳式電源的電路。

非對稱半橋返馳式電源因其電路結構簡單、電路佔用面積小而被廣泛應用。非對稱半橋返馳式電源可以連接到不同的負載，以根據不同負載所需的不同工作電壓而為負載供電。

然而，非對稱半橋返馳式電源通常具有固定的工作模式，其僅針對特定負載具有較高的工作效率，而當負載變化時，非對稱半橋返馳式電源的工作效率會降低。

因此，需要提高非對稱半橋返馳式電源的工作效率的方式。

根據本發明的示例性實施例，提供了一種用於非對稱半橋返馳式電源的電路，所述非對稱半橋返馳式電源包括第一開關、第二開關、變壓器的原邊電感和所述變壓器的副邊電感，在所述第一開關接通且所述第二開關斷開期間，所述變壓器通過所述原邊電感充磁，在所述第一開關斷開且所述第二開關接通期間所述變壓器通過所述副邊電感退磁，所述電路包括：第一電壓檢測單元，被配置為檢測所述非對稱半橋返馳式電源的輸出端的回饋電壓，其中，所述回饋電壓對應於所述非對稱半橋返馳式電源所連接的負載的工作電壓；以及開關控制單元，被配置為在所述非對稱半橋返馳式電源的每個工作週期期間，根據所述回饋電壓，將所述第一開關接通第一時間段，並將所述第二開關接通第二時間段，其中，所述第一開關和所述第二開關不同時處於接通狀態。

根據本發明的示例性實施例的用於非對稱半橋返馳式電源的電路，能夠根據非對稱半橋返馳式電源所連接的負載的工作電壓，來調節接通非對稱半橋返馳式電源的第一開關以進行充磁的第一時間段、以及接通非對稱半橋返馳式電源的第二開關以進行退磁的第二時間段，即能夠調節非對稱半橋返馳式電源的工作頻率，而使得非對稱半橋返馳式電源能夠自我調整所連接的負載的工作電壓，提高了非對稱半橋返馳式電源的工作效率。

100:非對稱半橋返馳式電源

200:電路

210:第一電壓檢測單元

220:開關控制單元

230:第二電壓檢測單元

240:第三電壓檢測單元

AUX,FB,HB,INV:節點

burst,charge_on,CV_off,DCM_on,DEM_off,gate_up,gate_down,sample1,sample2,ZVS_down_on,ZVS_off,ZVS_up_on:信號

C2,C3,C4,C5,C6,C7,C8:電容

comp:比較器

Cr,Vcr:諧振電容

D1:二極體

Deadtime control:死區時間控制模組

DEM control:退磁檢測模組

gm1,gm2:轉換比例

Ic1,Ic2:放電電流

I_Do,I_Lr,Io:電流

I_Lm:勵磁電流

-In:電流

-In1:接通電流

In2:負向電流幅值

-In2:斷開電流

Ip:最大電流值

K:比例

LOGIC1:第一邏輯模組

LOGIC2:第二邏輯模組

Lp:原邊電感

Lr:漏感

Ls:副邊電感

N:匝數比

Naux:匝數

Np,Ns:匝數

OC:光耦

OP:運算放大器

Q1 gate,Q2 gate:控制信號

Q1:第一開關

Q2:第二開關

R1,R2,R3,R4,R5,R6,R7:電阻

Rcs:電流檢測電阻

SW1,SW2,SW3,SW4,SW5:開關

t0,t1,t2,t3,t4,t5,t6,t7:時間

TL431:三端穩壓器

Tdem,Ton,Ton1,Ton2,Ts:時長

Tzvs:原邊電感反向充電時間段

Vaux,Vc,V_HB,Vn:電壓

VCCS1,VCCS2:壓控電流源

Vcs:電阻電壓

Vdc:初始電壓

Vin:輸入電壓

Vin-NVo:充磁電壓

Vo:輸出電壓

Vth:閾值電壓

Waux:繞組

ZVS control:零電壓切換控制模組

從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：圖1示出了根據一個示例性實施例的非對稱半橋返馳式電源的示意性電路圖。

圖2示出了根據一個示例性實施例的圖1的非對稱半橋返馳式電源中的信號的時序圖。

圖3示出了根據另一示例性實施例的圖1的非對稱半橋返馳式電源中的信號的時序圖。

圖4是根據本發明的一個示例性實施例的示出用於非對稱半橋返馳式電源的電路的框圖。

圖5是根據本發明的一個示例性實施例的示出用於非對稱半橋返馳式電源的電路與非對稱半橋返馳式電源之間的連接關係的示意性電路圖。

圖6示出了根據本發明的一個示例性實施例的圖5的電路中的信號的時序圖。

圖7示出了根據本發明的另一示例性實施例的圖5的電路中的信號的時序圖。

圖8示出了根據本發明的一個示例性實施例的圖5的電路中的退磁檢測模組的示意性電路圖。

圖9示出了根據本發明的一個示例性實施例的與圖8的電路對應的信號的時序圖。

圖10示出了根據本發明的另一示例性實施例的圖5的電路中的退磁檢測模組的示意性電路圖。

圖11示出了根據本發明的一個示例性實施例的與圖10的電路對應的信號的時序圖。

圖12示出了根據本發明的一個示例性實施例的圖8或圖10中的退磁檢測模組中的負壓檢測模組的示意性電路圖。

圖13示出了根據本發明的另一示例性實施例的圖8或圖10中的退磁檢測模組中的負壓檢測模組的示意性電路圖。

下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。

圖1示出了根據一個示例性實施例的非對稱半橋返馳式電源100的示意性電路圖。

如圖1所示，非對稱半橋返馳式電源100包括第一開關Q1、第二開關Q2、變壓器的原邊電感Lp和變壓器的副邊電感Ls。原邊電感Lp的匝數Np與副邊電感Ls的匝數Ns比為Np：Ns=N。第一開關Q1與第二開關Q2之間的節點為HB。

在第一開關Q1接通且第二開關Q2斷開期間，變壓器通過原邊電感Lp充磁，在第一開關Q1斷開且第二開關Q2接通期間變壓器通過副邊電感Ls退磁。

具體地，在第一開關Q1接通且第二開關Q2斷開期間，變壓器通過輸入電壓Vin經由以下充磁回路充磁：第一開關Q1、諧振電容Cr、漏感Lr、原邊電感Lp、電流檢測電阻Rcs到參考地。此時，由於變壓器副邊電路中二極體D1對電流流向的限制，而使得副邊電感Ls中沒有電流。

在第一開關Q1斷開且第二開關Q2接通期間，變壓器通過以下退磁回路通過原邊電感Lp向副邊電感Ls退磁：第二開關Q2、諧振電容Cr、漏感Lr、原邊電感Lp、電流檢測電阻Rcs。此時，副邊電感Ls中具有電流I_Do。

圖1所示的非對稱半橋返馳式電源100的變壓器的一個充磁過程和一個退磁過程構成一個工作週期。該非對稱半橋返馳式電源100在固定工作頻率下工作，以在每個工作週期中重複上述充磁和退磁過程，而在輸出端向所連接的負載提供輸出電壓Vo。該輸出電壓Vo對應於所連接的負載的工作電壓，電容C2用於使得輸出端的輸出電壓Vo穩定於負載的工作電壓處。

以下參照圖2和圖3描述圖1的非對稱半橋返馳式電源100的工作過程的示例。

圖2示出了根據一個示例性實施例的圖1的非對稱半橋返馳式電源100中的信號的時序圖。

圖2示出的是臨界導通模式(Critical Conduction Current Mode,CRM)下的非對稱半橋返馳式電源100的工作過程。該臨界導通模式通常適於所連接的負載為重載(即，負載所需的工作電壓較大)的情況。

在圖2中，Q1 gate表示第一開關Q1的控制信號，Q2 gate表示第二開關Q2的控制信號，I_Lr表示漏感Lr的電流，I_Do表示副邊電感Ls的電流，V_HB表示節點HB處的電壓。

在時間t0處，控制信號Q1 gate使第一開關Q1接通，此時，控制信號Q2 gate使第二開關Q2處於斷開狀態。

在時間t0至時間t1期間，控制信號Q1 gate使第一開關Q1保持接通狀態，控制信號Q2 gate使第二開關Q2保持斷開狀態。在此期間，輸入電壓Vin通過諧振電容Cr對變壓器的原邊電感Lp充電。原邊電感Lp中的電流即為漏感Lr中的電流I_Lr，該電流I_Lr正向增大。此外，在此期間，第一開關Q1中的寄生電容兩端的電壓為0伏(Volt,V)、即未被充電。第二開關Q2中的寄生電容兩端的電壓為Vin。

在時間t1處，控制信號Q1 gate使第一開關Q1斷開，此時，控制信號Q2 gate仍使第二開關Q2保持斷開狀態。原邊電感Lp中的電流(此時，即為漏感Lr中的電流I_Lr)達到最大值Ip。

在時間t1至時間t2期間，控制信號Q1 gate使第一開關Q1保持斷開狀態，控制信號Q2 gate使第二開關Q2保持斷開狀態，輸入電壓Vin對原邊電感Lp的充電回路斷開。由於電感中的電流無法突變，因此正向的原邊電感Lp的電流I_Lr對第二開關Q2的寄生電容放電、並對第一開關Q1的寄生電容充電，而使得節點HB處的電壓V_HB逐漸下降，直至在時間t2附近下降至0V。此時，第二開關Q2的寄生電容兩端的電壓為0V，第一開關Q1的寄生電容兩端的電壓為Vin。

在時間t2處，即在節點HB處的電壓V_HB為0V時，控制信號Q2 gate使第二開關Q2零電壓切換(Zero Voltage Switching,ZVS)，此時，控制信號Q1 gate仍使第一開關Q1保持斷開狀態。

在時間t2至時間t3期間，諧振電容Cr與漏感Lr諧振，漏感Lr的電流I_Lr下降至0安(Ampere,A)後負向增大，同時變壓器通過副邊電感Ls退磁，原邊電感Lp的勵磁電流I_Lm(如圖2中斜向下的虛線所示)線性減小。副邊電感Ls具有圖2所示的電流I_Do。

在時間t3處，漏感Lr的電流I_Lr諧振至和原邊電感Lp的勵磁電流I_Lm同樣大。此時，變壓器退磁結束，副邊電感Ls的電流I_Do為0A。

在時間t3至時間t4期間，諧振電容Vcr通過第二開關Q2對變壓器的原邊電感Lp放電，漏感Lr諧振的電流I_Lr負向增大，直至在時間t4附近負向增至-In。

在時間t4處，控制信號Q2 gate使第二開關Q2斷開，諧振電容Vcr對變壓器原邊電感Lp的放電回路斷開。此時，控制信號Q1 gate仍使第一開關Q1保持斷開狀態。

在時間t4至時間t5期間，由於電感中的電流無法突變，因此漏感Lr的負向電流I_Lr對第一開關Q1的寄生電容放電、並對第二開關Q2的寄生電容充電，而使得節點HB處的電壓逐漸上升，直至在時間t5附近上升直至Vin。此時，第一開關Q1的寄生電容兩端的電壓為0V，第二開關Q2的寄生電容兩端的電壓為Vin。

在時間t5處，控制信號Q1 gate使第一開關Q1零位準接通。此後，非對稱半橋返馳式電源100重複上述工作過程。即，時間t5與時間t0均為非對稱半橋返馳式電源100的一個工作週期的起始時間。

在上述工作過程中，非對稱半橋返馳式電源100的輸出端的電流(負載電流)Io為Io=[(Ip-In)/2]×Np/Ns。

圖3示出了根據另一示例性實施例的圖1的非對稱半橋返馳式電源100中的信號的時序圖。

圖3示出的是斷續導通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)下的非對稱半橋返馳式電源100的工作過程。該斷續導通模式通常適於所連接的負載為輕載(即，負載所需的工作電流較小)的情況。

圖3中的Q1 gate、Q2 gate、I_Lr、I_Do和V_HB分別具有與圖2相同的含義。

在圖3的時間t0至時間t4期間，非對稱半橋返馳式電源100的工作方式與圖2相似，這裡不再贅述。

圖3與圖2的不同之處在於時間t4之後的時間段。

例如，在時間t4至時間t5期間，第一開關Q1的寄生電容以及第二開關Q2的寄生電容的充放電會與原邊電感Lp產生如圖3所示的諧振。

在時間t5至時間t6期間，控制信號Q2 gate使第二開關Q2再次接通，諧振電容Vcr通過第二開關Q2對變壓器原邊電感Lp放電，電流I_Lr負向增大，直至在時間t6附近負向增大至-In1。

在時間t6處，控制信號Q2 gate使第二開關Q2斷開，諧振電容Vcr對變壓器的原邊電感Lp放電回路斷開。

在時間t6至時間t7期間，由於原邊電感Lp中的電流無法突變，因而負向的原邊電流I_Lr對第一開關Q1的寄生電容放電、並對第二開關Q2的寄生電容充電，使得節點HB處的電壓逐漸上升，直至在時間t7附近上升至Vin，此時，第一開關Q1的寄生電容兩端的電壓為0V，第二開關Q2的寄生電容兩端的電壓為Vin。

在時間t7處，控制信號Q1 gate使第一開關Q1零位準接通。此後，非對稱半橋返馳式電源100重複上述工作過程。即，時間t7與時間t0均為非對稱半橋返馳式電源100的一個工作週期的起始時間。

在上述工作過程中，非對稱半橋返馳式電源100的輸出端的電流Io為：

在上式(1)中，-In1為如圖3所示的第一開關的接通電流(對應於圖2中所示的電流-In)，-In2為如圖3所示的第二開關的斷開電流，Ton1為如圖3所示的時間t0至時間t1的時間段的時長，Ton2為如圖3所示的時間t2至時間t4的時間段的時長，Ts為一個工作週期的時長。

參照圖2和圖3，非對稱半橋返馳式電源100在固定工作頻率下工作。當所連接的負載變化、例如由重載轉為輕載時，其僅將工作模式從圖2所示的臨界導通模式改變為圖3所示的斷續導通模式。在斷續導通模式下，為了適應負載電流Io減小導致的Ton1的減小，需要同時減小Ton2的大小來減小負向電流幅值In2，而目前常用的控制方式是採用固定的Ton2時間，使得負向電流幅值In2很大，從而阻礙了工作週期Ts的增加。因而，這種方式會導致非對稱半橋返馳式電源100的工作頻率與負載的大小不匹配，從而導致非對稱半橋返馳式電源100的效率較低。

為了至少解決上述問題，根據本發明的實施例提出了一種用於非對稱半橋返馳式電源的電路。

圖4是根據本發明的一個示例性實施例的示出用於非對稱半橋返馳式電源的電路200的框圖。

例如，非對稱半橋返馳式電源100可以與圖1相似，但其第一開關Q1和第二開關Q2的接通和斷開由根據本發明的實施例的用於非對稱半橋返馳式電源的電路200來控制。該電路200包括第一電壓檢測單元210和開關控制單元220。

第一電壓檢測單元210被配置為檢測非對稱半橋返馳式電源100的輸出端的輸出電壓Vo，例如，檢測通過輸出電壓Vo產生的回饋電壓(節點FB處)。輸出電壓Vo對應於非對稱半橋返馳式電源100所連接的負載的工作電壓。

在一個實施例中，第一電壓檢測單元210可通過檢測輸出端的輸出電壓Vo的分壓產生回饋電壓(例如，以下圖5中節點FB處的電壓)，來檢測及控制輸出電壓。

開關控制單元220被配置為在非對稱半橋返馳式電源100的每個工作週期期間，根據輸出電壓Vo，將第一開關Q1接通第一時間段，並將第二開關Q2接通第二時間段，其中，第一開關Q1和第二開關Q2不同時處於接通狀態。

由此，上述電路200能夠根據非對稱半橋返馳式電源100所連接的負載的工作電壓，來調節接通第一開關以進行充磁的第一時間段、以及接通第二開關以進行退磁的第二時間段。即，電路200能夠調節非對稱半橋返馳式電源100的工作頻率，而使得其能夠自我調整所連接的負載的工作電壓，提高了非對稱半橋返馳式電源的工作效率。

在一個實施例中，電路200還可包括：第二電壓檢測單元230。第二電壓檢測單元230可被配置為與原邊電感Lp和副邊電感Ls耦合，以在變壓器充磁期間檢測原邊電感的原邊電壓，並在變壓器退磁期間檢測副邊電感的副邊電壓。

在一個實施例中，電路200還可包括：第三電壓檢測單元240。第三電壓檢測單元240可被配置為在變壓器充磁期間，檢測充磁回路上的電流檢測電阻Rcs兩端的電阻電壓Vcs。

在這種情況下，在一個實施例中，開關控制單元220可被配置為：根據電阻電壓Vcs和回饋電壓，確定第一時間段的時長Ton；以及根據回饋電壓、原邊電壓和副邊電壓，確定第二時間段(Tdem+Tzvs)的時長。

在一個實施例中，第二時間段可包括退磁時間段(Tdem)和原邊電感反向充電時間段(Tzvs)。開關控制單元220可被配置為：根據回饋電壓、原邊電壓和副邊電壓，確定退磁時間段的時長Tdem；根據原邊電壓確定原邊電感反向充電時間段的時長Tzvs。

在一個實施例中，為使第一開關Q1和第二開關Q2能夠零電壓接通，開關控制單元220可被配置為：在第一時間段結束後的第一死區時間段(以下圖6和圖7中的時間t1-t2之間的時間段)之後，接通第二開關；在原邊電感反向充電時間段之後的第二死區時間段(以下圖6中的時間t4-t5之間的時間段，或者圖7中的時間t5-t6之間的時間段)之後，接通第一開關。

這裡，第一死區時間段可以為用於使第二開關零電壓接通所需的時間段，第二死區時間段可以為用於使第一開關零電壓接通所需的時間段，其可以根據第一開關和第二開關的自身特性來確定。

以上第一開關接通的時間為非對稱半橋返馳式電源的工作週期的開始時間。

此外，在一個實施例中，為了更好地適應負載，根據本發明的電路200還可以使非對稱半橋返馳式電源100工作於不同的工作模式。具體地，開關控制單元220還可被配置為：將檢測輸出電壓的分壓產生的回饋電壓的分壓與預定電壓閾值進行比較；在該分壓大於所述預定電壓閾值的情況下，確定負載為重載負載，使非對稱半橋返馳式電源工作於臨界導通模式；在該分壓小於或等於預定電壓閾值的情況下，確定負載為輕載負載，使非對稱半橋返馳電源工作於斷續導通模式。

相應地，在臨界導通模式下，開關控制單元220可被配置為使退磁時間段與原邊電感反向充電時間段為連續的時間段。

在斷續導通模式下，開關控制單元220可被配置為使退磁時間段與原邊電感反向充電時間段之間間隔第三時間段(以下圖7中的時間t3至時間t4之間的時間段)，以在第三時間段期間使第一開關Q1和第二開關Q2均保持為斷開狀態。

在一個實施例中，開關控制單元220可根據回饋電壓(例如，上述分壓)確定第三時間段的時長。

以下參照圖5至圖13來描述根據本發明的用於非對稱半橋返馳式電源的電路200的一些實現方式的示例。

圖5是根據本發明的一個示例性實施例的示出用於非對稱半橋返馳式電源的電路200與非對稱半橋返馳式電源100之間的連接關係的示意性電路圖。

圖5所示的非對稱半橋返馳式電源100與圖1相似，其也包括第一開關Q1、第二開關Q2、變壓器的原邊電感Lp和變壓器的副邊電感Ls，在第一開關Q1接通且第二開關Q2斷開期間，變壓器通過原邊電感Lp充磁，在第一開關Q1斷開且第二開關Q2接通期間變壓器通過副邊電感Ls退磁。

圖5與圖1的不同之處在於：用於控制第一開關Q1的接通和斷開的信號gate_up、以及用於控制第二開關Q2的接通和斷開的信號gate_up由根據本發明的實施例的電路200產生。

如圖5所示，第一電壓檢測單元210通過電阻R1-R4、電容C3-C5、光耦OC、三端穩壓器TL431，在節點FB處檢測輸出電壓Vo的回饋電壓(為便於描述，以下也可稱為回饋電壓)。

第二電壓檢測單元230通過與原邊電感Lp、副邊電感Ls耦合的繞組Waux、並通過電阻R5-R6，在節點INV處檢測與原邊電壓或副邊電壓對應的分壓(為便於描述，以下稱為原邊電壓或副邊電壓)。這裡，繞組Waux的電壓Vaux與原邊電感Lp的原邊電壓對應、或者與副邊電感Ls的副邊電壓對應，因此節點INV處的電壓(電壓Vaux的分壓)也與原邊電感Lp的原邊電壓對應、或者與副邊電感Ls的副邊電壓對應。例如，在第一開關Q1接通期間，節點INV處的電壓與原邊電壓對應；在第二開關Q2接通期間，節點INV處的電壓與副邊電壓對應。

第三電壓檢測單元240檢測電流檢測電阻Rcs兩端的電阻電壓Vcs。

以下對開關控制單元220中的各個模組進行說明。

開關控制單元220中左上方示出的比較器(comp)用於將電阻電壓Vcs與節點FB處分壓後的電壓(輸出電壓Vo的回饋電壓)進行比較，以當電阻電壓Vcs大於節點FB處分壓後的電壓時，產生用於斷開第一開關的信號CV_off。例如，在第一開關Q1接通的充磁期間，電阻電壓Vcs逐漸增大，當增大至大於節點FB處分壓後的電壓時，說明充磁的程度已與回饋電壓、即負載所需的電壓匹配，此時可斷開第一開關Q1。

調頻模組(Frequency control,FRE)用於根據節點FB處的電壓確定非對稱半橋返馳式電源的工作模式，例如，臨界導通模式或斷續導通模式，並在斷續導通模式下確定使第二開關Q2再次接通的時間。例如，FRE可以輸出高位準的DCM_on信號來指示臨界導通模式；FRE可以輸出低位準的DCM_on信號來指示斷續導通模式，並且該信號可在用於使第二開關Q2再次接通的時間點短暫地變高。

FRE下方的比較器(comp)用於根據節點FB處的電壓確定負載電流是否過下，如果過小，則輸出使得第一開關Q1和第二開關Q2均斷開、進而使得非對稱半橋返馳式電源停止工作的burst信號。

退磁檢測模組(DEM control)根據節點INV處的電壓確定是否退磁結束，並產生能夠指示退磁是否結束的DEM_off信號。

零電壓接通模組(ZVS)用於根據節點INV處的電壓確定原邊電感反向充電時間段(Tzvs)，並產生能夠指示原邊電感反向充電時間段是否結束以斷開第二開關Q2的信號ZVS_off。

死區時間控制模組(Deadtime control)用於產生在第一開關斷開之後的第一死區時間之後接通第二開關的信號ZVS_down_on、以及用於在原邊電感反向充電時間段結束之後的第二死區時間段之後接通第一開關的信號ZVS_up_on。

第一邏輯模組(LOGIC1)用於根據信號CV_off和信號ZVS_up_on(以及信號burst)，產生控制第一開關Q1的接通和斷開的信號gate_up。

第二邏輯模組(LOGIC2)用於根據信號DCM_on、burst、DEM_off、ZVS_off和ZVS_down_on，產生控制第二開關Q2的接通和斷開的信號gate_down。

以下參照圖6和圖7描述上述電路200的具體工作過程。

圖6對應於臨界導通模式。在圖6中的示例中，在第一開關Q1接通的時間段Ton內、以及在第二開關Q2接通的時間段(Tdem和Tzvs)內，非對稱半橋返馳式電源的工作原理與參照圖1和圖2描述的相似，這裡不再贅述。

圖6與圖2的不同之處在於：第一開關Q1接通的時間段Ton、第二開關Q2接通的時間段(Tdem和Tzvs)是根據檢測的回饋電壓(節點FB處的電壓)來確定的。即，圖6中的時間t0-t5可以根據回饋電壓而變化，以自我調整負載的大小。

例如，第一開關Q1接通的時間段(第一時間段、即與時間t0-t1對應的Ton)是根據檢測的節點FB處分壓後的電壓與電阻電壓Vcs的比較結果來確定的。由於節點FB處的電壓與負載電流對應，因而Ton適應於負載的大小。

第二開關Q2接通的時間段(第二時間段、即與時間t2-t3對應的Tdem和與時間t3-t4對應的Tzvs)是通過DEM control模組檢測的退磁結束時間(DEM_off變為高位準的時間t3)和ZVS模組確定的原邊電感反向充電時間段(ZVS_off信號短暫變高的時間t4指示其結束時間)來確定的。該時間段與回饋電壓對應，因而第二開關Q2接通的時間段適應於負載大小。

兩個死區時間段、即時間段t1-t2以及時間段t4-t5(第一死區時間段和第二死區時間段)可以分別具有固定時長。

此外，圖6所示的持續高位準的信號DCM_on可以指示連續模式。回應於信號DCM_on具有高位準，產生的gate_down信號可以使得Tdem和Tzvs為連續的一個時間段。

圖7對應於斷續導通模式。在圖7中的示例中，在第一開關Q1接通的時間段Ton內、以及在第二開關Q2接通的時間段(Tdem和Tzvs)內，非對稱半橋返馳式電源的工作原理與參照圖1和圖3描述的相似，這裡不再贅述。

圖7與圖3的不同之處在於：第一開關Q1接通的時間段Ton、第二開關Q2接通的時間段(Tdem和Tzvs)是根據檢測的回饋電壓(節點FB處的電壓)來確定的。即，圖7中的時間t0-t6可以根據回饋電壓而變化，以自我調整負載的大小。

例如，第一開關Q1接通的時間段Ton、第二開關Q2接通的時間段(Tdem和Tzvs)均可以是類似於圖6所述的適應於負載大小的時間段。

兩個死區時間段、即時間段t1-t2以及時間段t5-t6(第一死區時間段和第二死區時間段)可以分別具有固定時長。

此外，圖7所示的具有低位準的信號DCM_on可以指示斷續導通模式。回應於信號DCM_on具有低位準，產生的gate_down信號可以使得Tdem和Tzvs為間隔一段時間(第三時間段、即時間t3-t4)的時間段。

例如，回應於DEM_off信號在時間t3變為高位準(指示退磁結束)，gate_down信號可立即使第二開關Q2斷開。之後，在信號DCM_on短暫變高的時間t4，gate_down信號使第二開關Q2再次接通。之後，在信號ZVS_off短暫變高的時間t5，gate_down信號使第二開關Q2再次斷開。然後，在經過死區時間t5-t6之後，在下一工作週期的起點t6，gate_up信號使第一開關Q1零電壓導通，以此類推。

通過上述方式，可以使得非對稱半橋返馳式電源在不同的輸入電壓、不同的輸出電壓及不同的輸出電流下，自動調節工作模式和工作頻率(即，調節Ton、Tdem、Tzvs以及工作週期Ts的大小)，以適應不同的負載大小，提高工作效率。

參照圖5至圖7，零電壓切換控制模組ZVS control可如下確定圖6和圖7中的Tzvs的大小：其可檢測在第一開關Q1接通的時間點t0前後一段時間內的節點INV處的電壓，這段時間段內的節點INV處的電壓可以指示圖5的節點HB處的電壓、即可以指示第一開關Q1是否被零電壓接通；在通過節點INV處的電壓檢測到節點HB處的電壓在t0之前較長時間(例如，大於第一時間閾值)就達到了電壓Vin時，可以縮短Tzvs；在通過節點INV處的電壓檢測到節點HB處的電壓在t0之後才達到了電壓Vin時，可以增大Tzvs；在通過節點INV處的電壓檢測到節點HB處的電壓在t0附近(例如，在第一時間閾值與第二時間閾值之間)達到了電壓Vin時，可以使Tzvs保持不變。

如此，可以保障在非對稱半橋返馳式電源的工作頻率變化時，也能夠使得第一開關Q1保持零電壓接通。應該理解，第二開關Q2的零電壓接通是經過死區時間段t1-t2才能實現的。

此外，通過以上圖5至圖7可以看出，可以通過DEM control 模組產生的DEM_off信號準確地指示退磁結束的時間t3。

圖8示出了根據本發明的一個示例性實施例的圖5的電路中的退磁檢測模組(DEM control)的示意性電路圖。圖9示出了根據本發明的一個示例性實施例的與圖8的電路對應的信號的時序圖。

參照圖8和圖9，在第一開關Q1根據gate_up信號接通期間，退磁檢測模組(DEM control)的開關SW1可根據信號gate_up接通。在此期間，節點AUX處的電壓Vaux指示圖5的原邊電感Lp的電壓，但此時節點AUX處的電壓Vaux為負值。由於需要通過節點INV來檢測節點AUX處的電壓Vaux、進而檢測出原邊電感Lp的電壓，因此可首先通過連接到節點INV的負壓檢測模組將負值的電壓轉換為相應的正值電壓Vn，以便於檢測和後續處理。然後，通過sample1信號使開關SW2接通，以使轉換的正值的電壓Vn被電容C7採樣到，然後通過壓控電流源VCCS1(轉換比例gm1)轉換為對應的電流，並利用該電流在第一開關Q1根據gate_up信號接通期間對電容C6充電。因此，電容C6的充電量與非對稱半橋返馳式電源的原邊的充磁量對應。

而在第二開關Q2根據gate_down信號接通期間，開關SW3可根據信號gate_down接通。在此期間，節點INV處的電壓指示圖5的副邊電感Ls的電壓，其具有正的電壓值。然後，通過sample2信號使開關SW4接通，以使節點INV處的電壓被電容C8採樣到，然後通過壓控電流源VCCS2(轉換比例gm2)轉換為對應的電流，並利用該電流在第二開關Q2根據gate_down信號接通期間對電容C6放電。因此，電容C6的放電量與非對稱半橋返馳式電源通過副邊的退磁量對應。

由此，可以通過適當地設置該電路中的參數(如下文參照圖12和圖13所述)，而使得在退磁結束時使電容C6恰好結束放電、即電容C6的電壓Vc降為初始電壓Vdc。從而，可通過比較器comp在電容C6放電結束時產生高位準的DEM_off信號，來指示退磁結束的時間。圖8中的開關SW5可用於在電容C6放電結束後將其初始化為具有初始電壓Vdc。

圖10示出了根據本發明的另一示例性實施例的圖5的電路中的退磁檢測模組的示意性電路圖。圖11示出了根據本發明的一個示例性實施例的與圖10的電路對應的信號的時序圖。

參照圖8至圖11，圖10與圖8的不同之處在於：在圖10中，開關SW1由charge_on信號來控制，而charge_on信號為在圖5的電阻電壓Vcs高於閾值電壓Vth(例如，該閾值電壓為表示原邊電感Lp開始穩定充磁的電壓)情況下的gate_on信號。

由此，可以進一步使得電容C6的充電時間段對應於原邊電感Lp的穩定充磁時間段，因而可以進一步提高確定退磁結束時間的精度。

如圖12所示，負壓檢測模組中的“鉗位元”模組可以將節點INV處的電壓鉗位元在0V左右。由於在第一開關Q1接通期間，電壓Vaux為負值的電壓，因此，以上鉗位會使得在電阻R5上流過與電壓Vaux對應的第一電流。負壓檢測模組中的“電流檢測”模組產生與該第一電流成比例K的第二電流，第二電流流經電阻R7以及參考地。因此，圖12中的電壓Vn與流經電阻R7的第二電流對應、因而與流經電阻R5的第一電流對應、從而與節點AUX處的電壓Vaux對應。通過這種方式，即將節點AUX處的負值的電壓Vaux轉換為了對應的正值的電壓Vn，電壓Vn的具體值如下所述。

當第一開關Q1接通時，變壓器的原邊電感Lp的充磁電壓為Vin-NVo，與其耦合的繞組Waux的節點AUX處具有與Vin-NVo成正比的負值電壓Vaux。因此，上述電壓Vn可以由以下等式表示：

在以上等式(2)中，Vin表示非對稱半橋返馳式電源的輸入電壓，Vo表示非對稱半橋返馳式電源的輸出電壓，N為原邊電感Lp與副邊電感Ls的匝數比，Naux表示繞組Waux的匝數，Np表示原邊電感Lp的匝數，R7表示電阻R7的電阻值，R5表示電阻R5的電阻值。由此，電壓Vn是與充磁電壓Vin-NVo相關的電壓。

參照圖12和圖8，通過設置電阻R5-R7的阻值、壓控電流源VCCS1-VCCS2的將電壓轉換為電流的轉換比例gm1和gm2，可以實現圖8中的在退磁結束時使電容C6恰好放電結束。

例如，在第一開關Q1接通的時間段Ton，原邊電感的充磁滿足以下伏秒平衡等式：Lp×(Ip+In)=(Vin-NVo)×Ton (3)

在以上等式(3)中，Lp表示原邊電感的電感值，-In表示第一開關Q1接通時原邊電感的電流值，Ip表示原邊電感的最大電流值。

在退磁期間，原邊電感的電流從Ip退到-In，原邊電感的退磁滿足以下伏秒平衡等式(4)：Lp×(Ip+In)=NVo×Tdem (4)

由以上兩個伏秒平衡等式(3)和(4)可以得出退磁時間段Tdem滿足以下等式(5)：Tdem=(Vin-NVo)×Ton/NVo (5)

而參照圖12，充磁階段的電壓Vn可以使得電容C6的充電電流Ic1為：

在以上等式(6)中，gm1表示壓控電流源VCCS1將電壓轉換為電流的比例。

而在電容C6放電過程中，其的放電電流Ic2為：

在以上等式(7)中，Ns為副邊電感Ls的匝數。

結合等式(5)-(7)可以得出，如需使得在電容放電時間等於退磁時間Tdem，則圖8和圖12的電路的相關參數需要滿足以下等式 (8)：

通過使用滿足以上等式(8)的上述參數來設置圖8和圖12所示的模組的電路，即可實現對退磁時間的準確檢測。

如圖13所示，可以通過運算放大器OP來將節點INV處的負值電壓轉換為正值電壓Vn，此時的Vn可以由以下等式(9)表示：

在這種情況下，圖8中的電容C6的充電電流Ic1可以由以下等式(10)表示：

電容C6的放電電流Ic2不變，仍如等式(7)所示。結合等式(5)、等式(7)、等式(9)和等式(10)可以得出，如需使得在電容放電時間等於退磁時間Tdem，則圖8和圖13的電路的相關參數需要滿足gm1=gm2。

應該理解，以上各個示圖僅示出並描述了與本發明的電路200的應用相關的電路元件，本領域技術人員根據本發明的示例可以容易地獲知未被詳細描述的其他電路元件的功能。

根據本發明的示例性實施例的用於非對稱半橋返馳式電源的電路，能夠根據所連接的負載的工作電壓，來調節非對稱半橋返馳式電源的工作模式和工作頻率，能夠準確地檢測退磁結束時間，並能夠準確地控制開關的零電壓接通，而使得非對稱半橋返馳式電源能夠自我調整負載的大小，提高工作效率。

應該理解，本發明並不局限於上文所描述並在圖中示出的特定配置和處理。為了簡明起見，這裡省略了對已知方法的詳細描述。在上述實施例中，描述和示出了若干具體的步驟作為示例。但是，本發明的方法過程並不限於所描述和示出的具體步驟，本領域的技術人員可以在領會本發明的精神後，作出各種改變、修改和添加，或者改變步驟之間的順序。

以上所述的結構框圖中所示的功能塊可以實現為硬體、軟體、固件或者它們的組合。當以硬體方式實現時，其可以例如是電子電路、專用集成電路(Application Specific Integrated Circuit,ASIC)、適當的韌體、外掛程式、功能卡等。當以軟體方式實現時，本發明的元素是被用於執行所需任務的程式或者程式碼片段。程式或者程式碼片段可以存儲在機器可讀介質中，或者通過載波中攜帶的資料信號在傳輸介質或者通信鏈路上傳送。“機器可讀介質”可以包括能夠存儲或傳輸資訊的任何介質。機器可讀介質的示例包括電子電路、半導體記憶體設備、唯讀記憶體(Read-Only Memory,ROM)、快閃記憶體、可擦除ROM(Erasable Read Only Memory,EROM)、軟碟、光碟唯讀記憶體(Compact Disc Read-Only Memory,CD-ROM)、光碟、硬碟、光纖介質、射頻(Radio Frequency,RF)鏈路等。程式碼片段可以經由諸如網際網路、內聯網等的電腦網路被下載。

本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且，落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。

100:非對稱半橋返馳式電源

200:電路

210:第一電壓檢測單元

220:開關控制單元

Claims

一種用於非對稱半橋返馳式電源的電路，所述非對稱半橋返馳式電源包括第一開關、第二開關、變壓器的原邊電感和所述變壓器的副邊電感，在所述第一開關接通且所述第二開關斷開期間，所述變壓器通過所述原邊電感充磁，在所述第一開關斷開且所述第二開關接通期間所述變壓器通過所述副邊電感退磁，所述電路包括：第一電壓檢測單元，被配置為檢測所述非對稱半橋返馳式電源的輸出端的回饋電壓，其中，所述回饋電壓對應於所述非對稱半橋返馳式電源所連接的負載的工作電壓；以及開關控制單元，被配置為在所述非對稱半橋返馳式電源的每個工作週期期間，根據所述回饋電壓，將所述第一開關接通第一時間段，並將所述第二開關接通第二時間段，其中，所述第一開關和所述第二開關不同時處於接通狀態。
如請求項1所述的電路，其中，所述電路還包括：第二電壓檢測單元，被配置為與所述原邊電感和所述副邊電感耦合，以在所述變壓器充磁期間檢測所述原邊電感的原邊電壓，並在所述變壓器退磁期間檢測所述副邊電感的副邊電壓。
如請求項2所述的電路，其中，所述電路還包括：第三電壓檢測單元，被配置為在所述變壓器充磁期間，檢測充磁回路上的電流檢測電阻兩端的電阻電壓。
如請求項2所述的電路，其中，所述開關控制單元被配置為：根據所述電阻電壓和所述回饋電壓，確定所述第一時間段的時長；以及根據所述回饋電壓、所述原邊電壓和所述副邊電壓，確定所述第二時間段的時長。
如請求項4所述的電路，其中，所述第二時間段包括退磁時間段和原邊電感反向充電時間段，其中，所述開關控制單元被配置為：根據所述回饋電壓、所述原邊電壓和所述副邊電壓，確定所述退磁時間段的時長；以及根據所述原邊電壓確定所述原邊電感反向充電時間段的時長。
如請求項5所述的電路，其中，所述開關控制單元被配置為：在所述第一時間段結束後的第一死區時間段之後，接通所述第二開關；以及在所述原邊電感反向充電時間段之後的第二死區時間段之後，接通所述第一開關，其中，所述第一死區時間段為用於使所述第二開關零電壓接通所需的時間段，所述第二死區時間段為用於使所述第一開關零電壓接通所需的時間段，其中，所述第一開關接通的時間為所述工作週期的開始時間。
如請求項5或6所述的電路，其中，第一電壓檢測單元通過檢測所述輸出端的輸出電壓的分壓，來檢測所述回饋電壓。
如請求項7所述的電路，其中，所述開關控制單元還被配置為：將所述分壓與預定電壓閾值進行比較；在所述分壓大於所述預定電壓閾值的情況下，確定所述負載為重載負載，使所述非對稱半橋返馳式電源工作於臨界導通模式；以及在所述分壓小於或等於所述預定電壓閾值的情況下，確定所述負載為輕載負載，使所述非對稱半橋返馳式電源工作於斷續導通模式。
如請求項8所述的電路，其中，所述開關控制單元被配置為：在所述臨界導通模式下，使所述退磁時間段與所述原邊電感反向充電時間段為連續的時間段；在所述斷續導通模式下，使所述退磁時間段與所述原邊電感反向充電時間段之間間隔第三時間段，以在所述第三時間段期間使所述第一開關和所述第二開關均保持為斷開狀態。
如請求項9所述的電路，其中，所述開關控制單元根據所述回饋電壓確定所述第三時間段的時長。