TWI707549B - 低複雜度頻率相關iq不平衡補償的方法與裝置 - Google Patents

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帕拉那夫 達亞爾
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Abstract

本發明提供方法及裝置，其中收發機的處理器選擇複基帶訊號的實數分量及所述複基帶訊號的虛數分量中的一者。所述複基帶訊號具有IQ不平衡。所述收發機的自適應性濾波器利用自適應性濾波器係數以及所述複基帶訊號的所述實數分量及所述虛數分量中的所述一者來實行實數乘法運算，以產生複補償訊號。所述收發機的加法器對所述複基帶訊號與所述複補償訊號進行求和，以產生其中所述IQ不平衡得到修正的經補償訊號。所述經補償訊號被輸出以進行數位處理。

Description

低複雜度頻率相關IQ不平衡補償的方法與裝置
本發明大體而言是有關於射頻（radio frequency，RF）收發機，且更具體而言，是有關於用於補償射頻收發機中的頻率同相（in-phase，I）正交（quadrature，Q）不平衡的方法及裝置。   [優先權] 本申請案主張於2015年11月3日在美國專利及商標局提出申請且指定序列號為62/250,266的美國臨時專利申請案的優先權，所述美國臨時專利申請案的內容全文併入本案供參考。
以射頻訊號進行運作的電子系統可包括處理無線或有線訊號（例如，射頻訊號）的射頻收發機。射頻收發機可包括各種部件以對射頻訊號進行放大及/或濾波，從而恢復由所述射頻訊號攜帶的原始資料。對無線通訊設計的低成本及低功率架構的增大的需求集中在直接變頻射頻收發機，乃因直接變頻射頻收發機僅藉由移除中頻（intermediate frequency，IF）類比分量來進行下變頻（down-convert）。然而，直接變頻射頻收發機存在起因於不完善類比前端（front end，FE）分量的類比同相分支與正交分支之間的不平衡。
不完善IQ下變頻可在同相分量與正交分量之間產生增益及相位不平衡。增益失配（gain mismatch）可起因於以下：混合器的不均等增益、將本地振盪器（local oscillator，LO）時脈供應至同相分支及正交分支的本地振盪器（LO）驅動機的不均等增益、同相分支及正交分支的可變增益放大器（variable gain amplifier，VGA）分量中的不均等增益、及/或同相分支及正交分支中類比-數位轉換器（analog-to-digital converter，ADC）的不均等最低有效位元（least significant bit，LSB）層級。所述相位不平衡主要起因於難以在同相時脈與正交時脈之間達成精確的90度相位。由於該些類型的不平衡與訊號頻率無關，因此其被稱作頻率無關（frequency-independent，FI）不平衡。
類比同相路徑與類比正交路徑之間的類比基帶（analog baseband，ABB）濾波器極點位置失配可造成頻率相關（frequency-dependent，FD）IQ失配。頻率無關及頻率相關IQ不平衡在訊號帶寬中造成鏡像訊號（mirror image signal）。接收側的典型影像抑制比（image rejection ratio，IRR）介於20分貝（dB）至40分貝範圍之間，此不足以正確地接收需要高訊號對雜訊比（signal-to-noise ratio，SNR）的高階調變載波。
用於估算並補償IQ失配的基本方式是頻域（frequency-domain）方式及時域（time-domain）方式。相較於時域方式而言，頻域方式顯著地降低IQ補償的複雜度，乃因在頻域中將卷積運算（convolution operation）轉換成乘法運算。然而，頻域方式需要用於IQ不平衡估算的特定導頻圖案（pilot pattern），此會因導頻***的費用而降低頻譜效率及可得到的通量。因而，在例如長期演進（Long Term Evolution，LTE）及寬頻分碼多重存取（Wideband Code Division Multiple Access，WCDMA）等無線存取網路（wireless access network，WAN）標準中不支持頻域方式。
時域方式藉由利用所接收訊號的正交特性使用盲蔽估算（blind estimation）來補償頻率無關與頻率相關失配。時域方式不需要特定導頻圖案來估算IQ失配，此使得能夠達成對無線通道的高效利用。
根據本發明的態樣，提供一種方法，在所述方法中，收發機的處理器選擇複基帶訊號的實數分量及所述複基帶訊號的虛數分量中的一者。所述收發機的自適應性濾波器利用自適應性濾波器係數以及所述複基帶訊號的所述實數分量及所述虛數分量中的所述一者來實行實數乘法運算，以產生複補償訊號。基於由所述收發機的加法器對所述複基帶訊號與所述複補償訊號進行求和來產生經補償訊號。
根據本發明的另一態樣，提供一種裝置，所述裝置包括：處理器，用以選擇複基帶訊號的實數分量及所述複基帶訊號的虛數分量中的一者。所述裝置亦包括：自適應性濾波器，用以利用自適應性濾波器係數以及所述複基帶訊號的所述實數分量及所述虛數分量中的所述一者來實行實數乘法運算，以產生複補償訊號。所述裝置亦包括：加法器，用以對所述複基帶訊號與所述複補償訊號進行求和，以產生經補償訊號。
參照附圖詳細闡述本發明的實施例。儘管相同或相似的部件被示於不同的圖式中，然而所述相同或相似的部件可由相同或相似的參考編號來指定。可省略對此項技術中習知的構造或製程的詳細說明，以避免使本發明的主題模糊不清。
在以下說明及申請專利範圍中使用的用語及詞語並非僅限於其辭典含義，而是僅用於使得能夠清楚且一致地理解本發明。因而，對於熟習此項技術者而言應顯而易見，提供對本發明實施例的以下說明僅用於說明性目的，而非用於限制由隨附申請專利範圍及其等效範圍界定的本發明。
儘管可能使用包括例如「第一」、「第二」等序數的用語來闡述各種組件，然而所述結構性組件不受所述用語限制。所述用語僅用於區分各個組件。舉例而言，在不背離本發明的範圍的條件下，可將第一結構性組件稱作第二結構性組件。相似地，亦可將第二結構性組件稱作第一結構性組件。本文所用用語「及/或」包括一或多個相關項的任意及所有組合。
應理解，除非上下文清楚地另外指示，否則單數形式「一（a/an）」及「所述（the）」亦包含複數指稱物。因此，舉例而言，提及「辨識符（identifier）」包括提及一或多個此類辨識符。
在本發明中，應理解，用語「包括（include）」或「具有（have）」指示特徵、數目、步驟、操作、結構性組件、零件、或其組合的存在，但不排除一或多個其他特徵、數目、步驟、操作、結構性組件、零件、或其組合的存在或添加的可能性。
首先參照圖1，其為說明基於IQ下變頻的接收器結構的圖。射頻訊號r(t) 被接收並提供至第一混合器102及第二混合器104二者。第二混合器104以90度相位偏移運作，以達成正交接收。射頻訊號r(t) 及對應的複本地振盪器訊號
Figure 02_image005
可被分別表達為以下方程式（1）及方程式（2）。
Figure 02_image007
…（1）
Figure 02_image009
Figure 02_image011
…（2）
係數K1 及K2 被表達為方程式（3），其中
Figure 02_image014
表示接收（RX）路徑的有效幅值及相位頻率無關不平衡。另外，
Figure 02_image016
是本地振盪器的頻率，t 是時間，且j 是等於-1的平方根(sqrt(-1))的常數。此外，
Figure 02_image018
是複基帶訊號。最後，
Figure 02_image020
是複指數。
Figure 02_image022
…（3）
第一混合器102將所接收射頻訊號r(t) 與來自複本地振盪器訊號
Figure 02_image005
的第一本地頻率訊號進行混合，從而產生第一下變頻訊號mi (t) 。第二混合器104將所接收射頻訊號r(t) 與來自複本地振盪器訊號
Figure 02_image005
的第二本地頻率訊號進行混合，從而產生第二下變頻訊號mq (t) ，其中grx 是電路的第二分支上的接收鏈的增益，且是正的，但一般而言不等於一。下變頻訊號
Figure 02_image026
可被表達為以下方程式（4），其中忽略高階頻率分量。
Figure 02_image028
…（4）
第一下變頻訊號mi (t) 及第二下變頻訊號mq (t) 被分別提供至第一低通濾波器h1 (t) 106及第二低通濾波器h2 (t) 108。在通過第一低通濾波器h1 (t) 106及第二低通濾波器h2 (t) 108之後，提供複基帶訊號z(t) 的實數分量zi (t) 及複基帶訊號z(t) 的虛數分量zq (t) 。複基帶訊號z(t) 可被如以下方程式（5）中所述般進行表達，其中
Figure 02_image030
是
Figure 02_image026
的共軛。
Figure 02_image033
Figure 02_image035
Figure 02_image037
…（5）
頻率無關與頻率相關的組合響應被表達為以下方程式（6）。g1 (t) 及g2 (t) 是s(t) 及s*(t) 的複比例因數。
Figure 02_image039
Figure 02_image041
…（6）
若h1 (t) 與h2 (t) 之 間不存在失配（即，h1 (t) 及h2 (t) 均等於h(t) ），則g1 (t) 及g2 (t) 簡化為h(t)K1 及h(t)K2 。在此種情形中，不存在頻率相關IQ失配，且IQ失配會減少頻率無關。
在所述頻域中，方程式（5）的傅立葉變換（Fourier transform）可被表達為以下方程式（7）。G1 (f) 、G2 (f) 、及S(f) 是g1 (t) 、g2 (t) 、及s(t) 的傅立葉變換。
Figure 02_image043
…（7）
對應的鏡像頻率衰減
Figure 02_image045
（或影像抑制比）可被表達為以下方程式（8）。
Figure 02_image047
…（8）
若H1 (f) 等於H2 (f) ，則方程式（8）簡化為
Figure 02_image049
，此表達頻率無關不平衡的影像抑制比。25分貝至40分貝的影像抑制比的典型範圍是1%至5%增益失配及1度至5度相位失配。然而，需要具有多於40分貝的影像抑制來支援經高階調變載波（例如，長期演進中的256正交調幅（QAM））。
現在參照圖2，其為說明濾波器補償模型的圖。具體而言，圖2所示濾波器模型可補償IQ頻率相關不平衡。來自圖1的複基帶訊號z(t) 被作為輸入而提供至濾波器補償模型。具體而言，複基帶訊號z(t) 被提供至第一節點202。複基帶訊號z(t) 自第一節點202提供至加法器204及共軛區塊206二者。共軛區塊206用以改變複基帶訊號z(t) 的虛數部的極性，藉此產生複共軛訊號。
所述複共軛訊號自共軛區塊206提供至自適應性濾波器208。自適應性濾波器208可為有限脈衝響應（finite impulse response，FIR）濾波器，其是一種離散時間濾波器（discrete-time filter）。自適應性濾波器208用以利用自適應性濾波器係數對所述複共軛訊號實行複卷積運算，以產生複補償訊號。
自適應性濾波器208將所述複補償訊號提供至加法器204。加法器204將所述複補償訊號與複基帶訊號z(t) 相加，並輸出經補償訊號y(t) 。經補償訊號y(t) 可被表達為以下方程式（9），其中
Figure 02_image051
是
Figure 02_image053
的共軛，且w1(t) 是自適應性濾波器係數。
Figure 02_image055
…（9）
當來自方程式（5）的z(t) 被代入方程式（9）中時，結果為以下方程式（10），其中
Figure 02_image057
是
Figure 02_image059
的共軛，
Figure 02_image061
是
Figure 02_image063
的共軛，且
Figure 02_image065
是
Figure 02_image018
的共軛。
Figure 02_image068
…（10）
因此，消除對鏡像的輸出並使
Figure 02_image070
等於零的最佳複補償訊號被表達為以下方程式（11）。
Figure 02_image072
…（11）
圖2所示濾波器補償模型建議一種用於達成濾波閥（filter tap）的適應的牛頓法（Newton method）。可用於時域適應的唯一性質是恰當性條件。對於頻率相關IQ不平衡，適應的條件可如以下方程式（12）中所示般進行表達。
Figure 02_image074
…（12） 其中y(t) 是經補償訊號，y(t- t ) 是經延遲經補償訊號，t 是延遲時間，且cy ( t ) 是圓形相關訊號。
在方程式（12）中，tmax 是決定濾波閥數目的系統參數。目標函數為
Figure 02_image076
，其中
Figure 02_image078
，且N是自tmax 導出的濾波器係數的數目。尋找滿足
Figure 02_image080
的濾波器係數的近似牛頓法被表達為以下方程式（13），其中
Figure 02_image082
是每一更新的步長。
Figure 02_image084
…（13） 其中
Figure 02_image086
是濾波器係數的複值向量（complex-valued vector）。
Figure 02_image086
如方程式（13）中所示利用經補償訊號向量
Figure 02_image089
進行更新。
現在參照圖3，其為說明具有濾波器適應的濾波器補償模型的圖。具體而言，圖3所示模型更詳細地說明圖2所示模型。來自圖1的複基帶訊號z(t) 被作為輸入而提供至濾波器補償模型以分別作為實數分量zi (t) 及虛數分量zq (t) 。實數分量zi (t) 及虛數分量zq (t) 被提供至加法器304及共軛區塊306二者。共軛區塊306用以改變虛數分量zq (t) 的極性，藉此產生具有實數分量zi (t) 及虛數分量-zq (t) 的複共軛訊號。
所述複共軛訊號自共軛區塊306提供至自適應性濾波器308。自適應性濾波器308可為有限脈衝響應濾波器，其是一種離散時間濾波器。自適應性濾波器308用以利用由濾波器適應區塊301輸出的自適應性濾波器係數來對所述複共軛訊號實行複卷積運算，以產生複補償訊號。
自適應性濾波器308將所述複補償訊號提供至加法器304。加法器304將所述複補償訊號與複基帶訊號z(t) 相加，並輸出經補償訊號y(t) 。經補償訊號y(t) 被提供至濾波器適應區塊310，濾波器適應區塊310產生被提供至自適應性濾波器308的自適應性濾波器係數。所述自適應性濾波器係數由自適應性濾波器308使用以產生所述複補償訊號。因此，自適應性濾波器308可根據方程式（13）而迭代地更新。
如圖2及圖3中所示的時域自適應性濾波器架構會增大硬體複雜度及功耗，乃因IQ補償需要極高解析度的參數更新以達成穩定性。因此，在適應階段及濾波階段皆需要高解析度複乘數。
現在參照圖4，其為根據本發明實施例說明利用複基帶訊號的實數輸入的濾波器補償模型的圖。來自圖1的複基帶訊號z(t) 被作為輸入而提供至所述濾波器補償模型。具體而言，複基帶訊號z(t) 被提供至第一節點402。複基帶訊號z(t) 自第一節點402提供至加法器404及選擇器區塊406二者。選擇器區塊406用以選擇複基帶訊號z(t) 的實數分量。
複基帶訊號z(t) 的實數分量自選擇器區塊406提供至自適應性濾波器408。自適應性濾波器408可為有限脈衝響應濾波器，其是一種離散時間濾波器。自適應性濾波器408用以利用複基帶訊號z(t) 的實數分量及自適應性濾波器係數來實行實數乘法運算，以產生複補償訊號。
自適應性濾波器408將所述複補償訊號提供至加法器404。加法器404將所述複補償訊號與複基帶訊號z(t) 相加，並輸出經補償訊號y(t) 。
藉由使用複基帶訊號z(t) 的而非複共軛訊號（如圖2及圖3中所示者）的實數分量，頻率相關IQ補償的複乘法簡化為實數乘法。因此，濾波階段中的硬體複雜度降低至少一半。由於硬體複雜度降低，因此在每一濾波運算中消耗的功率亦降低。如以下所更詳細闡述，儘管複雜度及功耗降低，然而不存在效能損失。
利用以下方程式（14）至方程式（16）的推導，可判斷在圖4中示出的本發明實施例中是否存在最佳權重。
Figure 02_image091
…（14）
Figure 02_image093
…（15）
Figure 02_image095
…（16）
方程式（15）是藉由將方程式（5）代入方程式（14）中而導出。方程式（16）是藉由自方程式（15）的傅立業變換而導出，其中
Figure 02_image097
被設為等於零。由於所述最佳權重是複濾波器係數且方程式（16）是可由有限脈衝響應架構達成的傳遞函數，因此存在滿足方程式（16）的最佳權重。
當將方程式（16）與方程式（11）進行比較時，圖4中示出的本發明實施例的最佳權重估算
Figure 02_image099
與
Figure 02_image101
的平均值，而非分母項中的
Figure 02_image099
。通常，
Figure 02_image101
較
Figure 02_image099
弱得多（至少20分貝），且因此最佳權重
Figure 02_image106
近似等於2
Figure 02_image108
。
相較於使用共軛輸入，當在本發明的實施例中使用所述複基帶訊號的實數分量時，不存在IQ不平衡補償所需的資訊的損失。頻率相關IQ補償的主要目的是藉由添加含有可按比例縮放
Figure 02_image065
項的補償因數來消除虛數部
Figure 02_image065
。根據本發明的實施例，欲添加的補償因數是
Figure 02_image112
，且被表達為以下方程式（17）。
Figure 02_image114
…（17）
針對適應，可在本發明的實施例中使用相同的近似牛頓更新。方程式（13）中的近似值逼迫牛頓法的比例因數成為常數值。由於圖2與圖4之間的唯一差異是牛頓更新中的比例項，因此圖4所示實施例的近似牛頓更新相同於圖2所示者（即，方程式（13））。
現在參照圖5，其為根據本發明實施例說明具有使用複基帶訊號的實數分量的濾波器適應的濾波器補償模型的圖。具體而言，圖5所示模型更詳細地說明圖4所示模型。來自圖1的複基帶訊號z(t) 被作為輸入而提供至所述濾波器補償模型以分別作為實數分量zi (t) 及虛數分量zq (t) 。分量zi (t) 及分量zq (t) 被提供至加法器504及選擇區塊506二者。選擇區塊506用以選擇實數分量zi (t) 並將實數分量zi (t) 提供至自適應性濾波器508。
自適應性濾波器508可為有限脈衝響應濾波器，其是一種離散時間濾波器。其亦可被實作成電腦程式或以類比延遲組件替代暫存器的類比濾波器。自適應性濾波器508用以利用實數分量zi (t) 及由濾波器適應區塊510輸出的自適應性濾波器係數來實行實數乘法運算，以產生複補償訊號。實數乘法運算指代將實數分量zi (t) 乘以所述自適應性濾波器係數的實數分量及虛數分量中的每一者。所述實數乘法運算包括以下兩個實數乘法：（1）自適應性濾波器係數的同相與實數分量zi (t) 之間的實數乘法；以及（2）所述自適應性濾波器係數的正交與實數分量zi (t) 之間的實數乘法。
自適應性濾波器508將所述複補償訊號提供至加法器504。加法器504將所述複補償訊號與複基帶訊號z(t) 相加，並輸出經補償訊號y(t) 。經補償訊號y(t) 被提供至濾波器適應區塊510。濾波器適應區塊510產生被提供至自適應性濾波器508的自適應性濾波器係數。所述自適應性濾波器係數由自適應性濾波器508使用以產生所述複補償訊號。因此，自適應性濾波器508可根據方程式（13）而迭代地更新。
現在參照圖6，其為根據本發明實施例說明具有使用複基帶訊號的虛數分量的濾波器適應的濾波器補償模型的圖。具體而言，圖6所示模型更詳細地說明圖4所示模型。來自圖1的複基帶訊號z(t) 被作為輸入而提供至所述濾波器補償模型以分別作為實數分量zi (t) 及虛數分量zq (t) 。實數分量zi (t) 及虛數分量zq (t) 被提供至加法器604及選擇區塊606二者。選擇區塊606用以選擇虛數分量zq (t) 並將虛數分量zq (t) 提供至自適應性濾波器608。
自適應性濾波器608可為有限脈衝響應濾波器、或者電腦程式或類比濾波器，所述有限脈衝響應濾波器是一種離散時間濾波器。自適應性濾波器608用以利用虛數分量zq (t) 及由濾波器適應區塊610輸出的自適應性濾波器係數來實行實數乘法運算，以產生複補償訊號。實數乘法運算指代將複基帶訊號z(t) 的虛數分量zq (t) 乘以所述自適應性濾波器係數的實數分量及虛數分量中的每一者。
自適應性濾波器608將所述複補償訊號提供至加法器604。加法器604將所述複補償訊號與複基帶訊號z(t) 相加，並輸出經補償訊號y(t) 。經補償訊號y(t) 被提供至濾波器適應區塊610。濾波器適應區塊610產生被提供至自適應性濾波器608的濾波器係數。所述濾波器係數由自適應性濾波器608使用以產生所述複補償訊號。因此，自適應性濾波器608可根據方程式（13）而迭代地更新。
現在參照圖7，其為根據本發明實施例說明一種具有濾波器適應的濾波器補償方法的流程圖。所述方法開始於步驟702，其中將複基帶訊號自收發機的同相路徑及正交路徑提供至加法器及選擇區塊。在步驟704處，所述選擇區塊選擇所述複基帶訊號的實數分量及虛數分量中的一者。在步驟706處，自適應性濾波器利用由濾波器適應區塊輸出的自適應性濾波器係數及所述複基帶訊號的實數分量及虛數分量中的所述一者來實行實數乘法運算，以產生複補償訊號。
在步驟708處，加法器將所述複補償訊號與所述複基帶訊號相加，並輸出經補償訊號。在步驟710處，濾波器適應區塊使用所述經補償訊號以產生被提供至所述自適應性濾波器的回饋訊號。所述回饋訊號包含自適應性濾波器係數。在步驟712處，所述自適應性濾波器係數是由所述自適應性濾波器使用以產生所述複補償訊號。
現在參照圖8，其為說明計算系統的說明性硬體實作形式的方塊圖，本發明的一或多種部件/方法（例如，在圖3至圖7所示上下文中闡述的部件/方法）可根據所述計算系統的說明性硬體實作形式進行實作。如圖所示，所述計算系統可根據藉由電腦匯流排818或替代連接配置而耦合與一起的處理器810、記憶體812、輸入/輸出（I/O）元件814、及網路介面816來實作。
應理解，本文所用用語「處理器」旨在包括任一處理元件，例如包括但不僅限於中央處理單元（central processing unit，CPU）及/或其他處理電路系統。亦應理解，用語「處理器」可指代多於一個處理元件，且指代與處理元件相關聯的各種組件可由其他處理元件共用。
本文所用用語「記憶體」旨在包括與處理器或中央處理單元相關聯的記憶體，例如隨機存取記憶體（random access memory，RAM）、唯讀記憶體（read only memory，ROM）、固定記憶體元件（例如，硬驅動機）、可移動記憶體元件、及快閃記憶體。
另外，本文所用片語「輸入/輸出元件」或「I/O元件」旨在包括例如一或多個用於將資訊輸入至處理單元中的輸入元件、及/或一或多個用於輸出與所述處理單元相關聯的資訊的輸出元件。
再者，本文所用片語「網路介面」旨在包括例如一或多個允許電腦系統藉由適宜的通訊協定而與另一電腦系統進行通訊的收發機。此可提供對其他電腦系統的存取。
用於實行本文所述方法的軟體部件（包括指令或碼）可儲存於相關聯記憶體元件（例如，唯讀記憶體、固定或可移動記憶體）中的一或多者中，且當準備進行使用時，被部分或全部載入（例如，載入至隨機存取記憶體中）並由中央處理單元執行。
現在參照圖9，其為根據本發明實施例示出給定頻帶上的影像抑制比之比較的表。具體而言，影像抑制比是在具有1分貝增益失配及5度相位失配的頻率無關系統中測得。影像抑制比是自-30百萬赫茲（MHz）至30百萬赫茲的頻率測得。當不存在IQ補償時，影像抑制比在所述頻帶上恆定地保持在近似22分貝處。當根據參照圖4至圖7示出並闡述的本發明的實施例提供IQ補償時，所述影像抑制比超過50分貝。
現在參照圖10，其為根據本發明實施例示出給定數目的迭代上的影像抑制比之比較的表。具體而言，影像抑制比是在具有1分貝增益失配及5度相位失配的頻率無關系統中測得。影像抑制比是在2´106 迭代中測得。圖10示出針對圖4至圖7的IQ補償遵循同一軌跡並介於60分貝與70分貝之間。
本發明的實施例提供時域頻率相關IQ不平衡補償的變型。時域方式具有高效利用無線頻譜的優點。然而，由於時域中的卷積（濾波）運算，因此即使是小數目的濾波閥運算亦會導致高硬體複雜度及高功耗。此外，由於盲蔽估算的本質，需要高解析度的IQ不平衡估算以藉由長期平均值（long-term average）來最小化估算誤差，此會導致複雜度的額外增大。本發明的實施例提供時域IQ估算的高效設計。
可結合積體電路的製造來使用本發明，此被視為本文所述方法及裝置的一部分。
儘管已參照本發明的某些實施例示出並闡述了本發明，然而熟習此項技術者將理解，可對本發明作出形式及細節上的各種變化，而此並不背離由隨附申請專利範圍及其等效範圍界定的本發明的精神及範圍。
102‧‧‧第一混合器 104‧‧‧第二混合器 106‧‧‧第一低通濾波器h1(t) 108‧‧‧第二低通濾波器h2(t) 202‧‧‧第一節點 204‧‧‧加法器 206‧‧‧共軛區塊 208‧‧‧自適應性濾波器 304‧‧‧加法器 306‧‧‧共軛區塊 308‧‧‧自適應性濾波器 310‧‧‧濾波器適應區塊 402‧‧‧第一節點 404‧‧‧加法器 406‧‧‧選擇器區塊 408‧‧‧自適應性濾波器 504‧‧‧加法器 506‧‧‧選擇區塊 508‧‧‧自適應性濾波器 510‧‧‧濾波器適應區塊 604‧‧‧加法器 606‧‧‧選擇區塊 608‧‧‧自適應性濾波器 610‧‧‧濾波器適應區塊 702、704、706、708、710、712‧‧‧步驟 810‧‧‧處理器 812‧‧‧記憶體 814‧‧‧輸入/輸出元件 816‧‧‧網路介面 818‧‧‧電腦匯流排 IRR‧‧‧影像抑制比 mi(t)‧‧‧第一下變頻訊號 mq(t)‧‧‧第二下變頻訊號 r(t)‧‧‧射頻訊號 y(t)‧‧‧經補償訊號 z(t)‧‧‧複基帶訊號 zi(t)‧‧‧實數分量/分量 zq(t)‧‧‧虛數分量/分量 -zq(t)‧‧‧虛數分量 2 cos(ω LO t)‧‧‧第一本地頻率訊號 2g rx sin(ω LO t+
Figure 105125550-A0304-01.25
)‧‧‧第二本地頻率訊號
藉由結合附圖閱讀以下說明，本發明的以上及其他態樣、特徵、及優點將更顯而易見，在附圖中： 圖1是說明基於IQ下變頻的接收器結構的圖。 圖2是說明濾波器補償模型的圖。 圖3是說明具有濾波器適應的濾波器補償模型的圖。 圖4是根據本發明實施例說明使用複基帶訊號的實數分量的濾波器補償模型的圖。 圖5是根據本發明實施例說明具有使用複基帶訊號的實數分量的濾波器適應的濾波器補償模型的圖。 圖6是根據本發明實施例說明具有使用複基帶訊號的虛數分量的濾波器適應的濾波器補償模型的圖。 圖7是根據本發明實施例說明一種具有濾波器適應的濾波器補償方法的流程圖。 圖8是根據本發明實施例說明計算系統的說明性硬體實作形式的方塊圖。 圖9是根據本發明實施例示出給定頻帶上的影像抑制比之比較的表。 圖10是根據本發明實施例示出給定數目的迭代上的影像抑制比之比較的表。
102‧‧‧第一混合器
104‧‧‧第二混合器
106‧‧‧第一低通濾波器h 1 (t)
108‧‧‧第二低通濾波器h 2 (t)
mi(t)‧‧‧第一下變頻訊號
mq(t)‧‧‧第二下變頻訊號
r(t)‧‧‧射頻訊號
zi(t)‧‧‧實數分量/分量
zq(t)‧‧‧虛數分量/分量
2 cos(ω LO t)‧‧‧第一本地頻率訊號
2g rx sin(ω LO t+
Figure 105125550-A0304-11-0001-11
)‧‧‧第二本地頻率訊號

Claims (18)

  1. 一種用於補償頻率同相正交不平衡的方法，包括：由收發機的處理器來選擇複基帶訊號的實數分量及所述複基帶訊號的虛數分量中的一者；由所述收發機的自適應性濾波器利用自適應性濾波器係數以及所述複基帶訊號的所述實數分量及所述虛數分量中的所述一者來實行實數乘法運算，以產生複補償訊號；以及基於由所述收發器的加法器對所述複基帶訊號與所述複補償訊號進行求和來產生經補償訊號，其中濾波器適應模組利用所述經補償訊號在後續迭代中自適應性調節所述自適應性濾波器係數。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的方法，其中所述自適應性濾波器係數及所述實數分量及所述虛數分量中的所述一者為實數乘數值。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的方法，其中所述複基帶訊號是已藉由具有90度相位偏移的兩個濾波器進行下變頻而達成正交接收的接收射頻訊號，其中所得分量已通過低通濾波器。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的方法，其中所述實數分量是所述複基帶訊號的同相分量，且所述虛數分量是所述複基帶訊號的正交分量。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的方法，其中所述自適應性濾波器是有限脈衝響應濾波器。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的方法，其中所述複基帶訊號具有同相正交不平衡，且所述複補償訊號修正所述複基帶訊號的所述同相正交不平衡。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的方法，其中對所述複基帶訊號與所述複補償訊號進行求和會利用所述複補償訊號中的可按比例縮放項來消除所述複基帶訊號的虛數項。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的方法，其中所述經補償訊號用於傳輸或接收同相正交不平衡補償。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的方法，其中所述複補償訊號被表達為：
    Figure 105125550-A0305-02-0024-1
     其中z(t)是所述複基帶訊號，z*(t)是z(t)的共軛，s(t)是實通帶訊號，s*(t)是s(t)的共軛，g 1 (t)和g 2 (t)是增益，g 1 *(t)是g 1 (t)的共軛，g 2 *(t)是g 2 (t)的共軛，且w2(t)是權重係數。
  10. 一種用於補償頻率同相正交不平衡的裝置，包括：處理器，用以選擇複基帶訊號的實數分量及所述複基帶訊號的虛數分量中的一者； 自適應性濾波器，用以利用自適應性濾波器係數以及所述複基帶訊號的所述實數分量及所述虛數分量中的所述一者來實行實數乘法運算，以產生複補償訊號；以及加法器，用以對所述複基帶訊號與所述複補償訊號進行求和，以產生經補償訊號；以及濾波器適應模組，用以利用所述經補償訊號在後續迭代中自適應性調節所述自適應性濾波器係數。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的裝置，其中所述自適應性濾波器係數以及所述實數分量及所述虛數分量中的所述一者是實數乘數值。
  12. 如申請專利範圍第10項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的裝置，其中所述複基帶訊號是已藉由具有90度相位偏移的兩個濾波器進行下變頻而達成正交接收的接收射頻訊號，其中所得分量已通過低通濾波器。
  13. 如申請專利範圍第10項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的裝置，其中所述實數分量是所述複基帶訊號的同相分量，且所述虛數分量是所述複基帶訊號的正交分量。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的裝置，其中所述自適應性濾波器是有限脈衝響應濾波器。
  15. 如申請專利範圍第10項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的裝置，其中所述複基帶訊號具有同相正交不平衡，且所述複補償訊號修正所述複基帶訊號的所述同相正交不平衡。
  16. 如申請專利範圍第10項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的裝置，其中對所述複基帶訊號與所述複補償訊號進行求和會利用所述複補償訊號中的可按比例縮放項來消除所述複基帶訊號的虛數項。
  17. 如申請專利範圍第10項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的裝置，其中所述經補償訊號用於傳輸或接收同相正交不平衡補償。
  18. 如申請專利範圍第10項所述的用於補償頻率同相正交不平衡的裝置，其中所述複補償訊號被表達為：
    Figure 105125550-A0305-02-0026-2
     其中z(t)是所述複基帶訊號，z*(t)是z(t)的共軛，s(t)是實通帶訊號，s*(t)是s(t)的共軛，g 1 (t)和g 2 (t)是增益，g 1 *(t)是g 1 (t)的共軛，g 2 *(t)是g 2 (t)的共軛，且w2(t)是權重係數。
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9847841B1 (en) * 2016-12-14 2017-12-19 Alcatel-Lucent Usa Inc. I/Q imbalance correction for an optical-transport system
CN109495421B (zh) * 2017-09-13 2021-04-30 深圳市中兴微电子技术有限公司 一种同相分量正交分量失配补偿装置及方法
CN109861940B (zh) * 2018-12-29 2021-09-07 中国电子科技集团公司第二十研究所 一种宽带信号iq不平衡盲估计及预补偿方法
EP3967007A4 (en) * 2019-07-18 2022-07-06 Samsung Electronics Co., Ltd. ELECTRONIC DEVICE WITH TRANSCEIVER FOR CALIBRATION OF I/Q MISRATIO IN MM WAVE COMMUNICATION SYSTEM AND METHODS OF OPERATING THEREOF
US10862728B1 (en) 2019-10-08 2020-12-08 Nxp Usa, Inc. Systems and methods for digital correction in low intermediate frequency (IF) receivers
US10862729B1 (en) 2019-10-08 2020-12-08 Nxp Usa, Inc. Systems and methods for digital correction with selective enabling in low intermediate frequency (IF) receivers
TWI715259B (zh) * 2019-10-22 2021-01-01 國立交通大學 通訊系統
IT201900024298A1 (it) * 2019-12-17 2021-06-17 St Microelectronics Srl Procedimento di compensazione di reiezione di immagine per i/q down-conversion in ricevitori a radiofrequenza, circuito, dispositivo ricevitore a radio frequenza e prodotto informatico corrispondenti
US11012273B1 (en) 2019-12-31 2021-05-18 Hughes Network Systems, Llc Compensating for frequency-dependent I-Q phase imbalance
CN111314264B (zh) * 2020-02-18 2022-08-26 广州全盛威信息技术有限公司 一种校准iq信号的方法和装置
CN111600624A (zh) * 2020-03-31 2020-08-28 成都天奥测控技术有限公司 一种新型的iq不平衡矫正方法及***
CN115913826A (zh) * 2021-08-05 2023-04-04 华为技术有限公司 一种通信方法及相关装置
CN115001520A (zh) * 2022-08-05 2022-09-02 奉加微电子（昆山）有限公司 零中频接收机正交误差校准方法、装置、设备及存储介质
CN116244571A (zh) * 2023-02-08 2023-06-09 南方海洋科学与工程广东省实验室(湛江) 一种正交不平衡补偿方法、***、装置及介质

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120099673A1 (en) * 2009-03-20 2012-04-26 Johansson Hakan Methods and apparatuses for compensation of i/q imbalance
WO2012057573A2 (en) * 2010-10-29 2012-05-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital i/q imbalance compensation in a quadrature receiver
TW201242309A (en) * 2011-04-14 2012-10-16 Mediatek Inc Transceiver capable of IQ mismatch compensation on the fly and method thereof
CN104052695A (zh) * 2013-03-15 2014-09-17 联发科技（新加坡）私人有限公司 配置频率相依i/q不平衡补偿滤波器的方法及其装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8362942B2 (en) * 2005-04-14 2013-01-29 L-3 Communications Cyterra Corporation Moving-entity detection
KR101490246B1 (ko) * 2007-07-02 2015-02-05 엘지전자 주식회사 방송 수신기 및 방송신호 처리방법
KR20090040861A (ko) * 2007-10-22 2009-04-27 엘지전자 주식회사 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법
KR20090050994A (ko) * 2007-11-16 2009-05-20 엘지전자 주식회사 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법
US8565352B2 (en) * 2010-05-03 2013-10-22 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Digital IQ imbalance compensation for dual-carrier double conversion receiver
US8509298B2 (en) 2011-01-06 2013-08-13 Analog Devices, Inc. Apparatus and method for adaptive I/Q imbalance compensation
US10050744B2 (en) * 2012-03-16 2018-08-14 Analog Devices, Inc. Real-time I/Q imbalance correction for wide-band RF receiver

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120099673A1 (en) * 2009-03-20 2012-04-26 Johansson Hakan Methods and apparatuses for compensation of i/q imbalance
WO2012057573A2 (en) * 2010-10-29 2012-05-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital i/q imbalance compensation in a quadrature receiver
TW201242309A (en) * 2011-04-14 2012-10-16 Mediatek Inc Transceiver capable of IQ mismatch compensation on the fly and method thereof
CN104052695A (zh) * 2013-03-15 2014-09-17 联发科技（新加坡）私人有限公司 配置频率相依i/q不平衡补偿滤波器的方法及其装置

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US20170126465A1 (en) 2017-05-04
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KR20170052450A (ko) 2017-05-12

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