TWI698154B - 一種ｌｅｄ調光裝置 - Google Patents
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Abstract
一種LED調光裝置，具有：一降壓轉換器，用以依一第一PWM信號之控制將一第一電壓轉成一第二電壓，並依該第二電壓之一比例產生一第一回授電壓，該第二電壓小於該第一電壓；一線性調光電路，具有一LED模組及一負回授運算放大器電路，該LED模組係耦接於該第二電壓與該負回授運算放大器電路之間，該負回授運算放大器電路係依一可變準位PWM信號之控制產生一輸出電流，及依該輸出電流產生一第二回授電壓，其中該可變準位PWM信號係依一可變電壓及一第二PWM信號之結合而產生；以及一微處理器，用以依一調光命令、該第一回授電壓及該第二回授電壓執行一增量型PID控制程序以產生該可變電壓、該第一PWM信號及該第二PWM信號。
Description
本發明係關於發光二極體(Light emitting diode,LED)，特別是一種發光二極體(Light emitting diode,LED)調光裝置。
照明與人們生活息息相關，且已是生活中不可或缺之一環，隨著生活水準不斷的提高，全球照明用電量已佔全年總用電量20%以上，其中百貨公司照明設備之用電量更高達總用電量30%以上。
而發光二極體(Light emitting diode,LED)因為與目前所使用之其它燈具所構成照明系統相比，具有高亮度、結構堅固、無汞、壽命長、耗電少、光源安全性高、反應速度快、色彩飽和度佳、可平面封裝成輕薄短小產品等眾多優點，目前已被大量用於手機/顯示器背光、電子產品指示燈、車燈、室內外照明等領域，成為具有前景和持續發展力之高科技產品。其省電節能特性，也已成為未來綠色照明技術之趨勢，配合太陽光電能來供電點燈，可減少對石化能源依賴，更可達節能減碳永續發展目標。
發光二極體(Light emitting diode,LED)已在2012年逐步取代白熾燈而正式進入一般照明應用主流市場。依我國照明年用電量約260億度計算，若全面使用發光二極體(Light emitting diode,LED)，估計每年可節省約107億度用電量，省電達41%左右。
在節能和環保議題持續發酵下，美、英、日及歐盟等各國相繼宣布，自2014年起全面禁用與禁生產白熾燈，並積極推動使用發光二極體(Light emitting diode,LED)照明計畫，歐盟規劃訂定能源效率標準以逐步淘汰白熾燈，澳洲亦從2010年起全面禁用白熾燈，這些都將加速全球固態照明(solid-state lighting,SSL)產業之成長。
固態照明(solid-state lighting,SSL)技術，包含發光二極體(Light emitting diode,LED)、有機發光二極體(Organic Light Emitting Diode,OLED)、高分
子有機發光二極體(Polymer Light Emitting Diode,PLED)、微發光二極體(Micro Light Emitting Diode，Micro LED)已逐漸取代氣體放電燈具，成為未來照明技術與液晶顯示器(liquid-crystal display，LCD)之背光源主流，未來驅動各種發光二極體(Light emitting diode,LED)照明之驅動電路之需求量與商機勢必劇增。
近年來，固態照明(Solid-State Lighting,SSL)已經成為許多照明應用的主要光源，相比於傳統的白熾燈、螢光燈、水銀燈等等，發光二極體(Light-Emitting Diode,LED)擁有節省能源、壽命長、產生較少的熱、切換速度快、無水銀等優勢。隨著科技的發展進步，LED的發光效率逐漸提升，成本也逐漸下降，而且其應用場合也越來越多元化，包括路燈、螢幕顯示器、室內照明、車燈等等。
根據美國能源部(United States Department of Energy,DOE)在「固態照明於一般照明應用的能源節省預測」(Energy Savings Forecast of Solid-State Lighting in General Illumination Applications)報告中指出，在2015年美國區域和道路的照明設備，LED占21%，而金屬鹵化物燈和高壓鈉燈分別占了16%和62%，其餘的螢光燈、白熾燈等等占了0.1%，預測在2025年，LED將達到90%的安裝率。
對於LED的調光控制，有文獻提出在每一組LED接上線性穩流電路(Linear Current Regulator)，利用前饋穩壓回授的方式，讓電路的效率提高，但效果並不顯著；另有文獻提出偵測線性穩流電路的電壓，以調整輸出電壓，使其中一組的線性穩流電路壓降趨近於零，降低損耗，並且利用相移脈波寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)使輸出電流的變化在一組LED的電流與最大電流之間做改變，解決一般脈波寬度調變控制上所產生的高脈動電流；尚有文獻提出運用類比電路的方式偵測閘-汲極之間的電壓，實現輸出電壓自適應調整，以提升效率。由於大多數LED之照度-電流曲線並非線性，在順向導通電流越小時，照度對電流之比值越大，隨著電流上升而逐漸減小。在使用數位調光時，利用電流導通時間之長短來改變平均電流大小，進而進行調光，然而通過LED
之電流大小會在零到額定值之間轉換，而不是順向電流之最大值，使得照度不能夠完全地發揮，因此本領域亟需一新穎的LED調光方法。
本發明之一目的在於揭露一種LED調光裝置，其藉由變動電流檢測電阻值控制方法計算最佳控制點之電流值，以達到最接近原特性曲線之調光控制。
本發明之另一目的在於揭露一種LED調光裝置，其藉由變動調光訊號電壓準位控制方法計算最佳控制點之電流值，以達到最接近原特性曲線之調光控制。
本發明之又一目的在於揭露一種LED調光裝置，其藉由本案之兩種調光方法在照度相同情況下，相較習知技術之PWM調光，其驅動電路輸出功率分別減少了17.08%和13.17%。
本發明之又一目的在於揭露一種LED調光裝置，其藉由本案之兩種調光方法在驅動電路輸出功率相同情況下，相較習知技術之PWM調光，其照度分別平均提升了13.66%和11.17%。
本發明之又一目的在於揭露一種LED調光裝置，其藉由本案之兩種調光方法在CIE1976色彩空間下，其u座標最大的差距分別為0.00397和0.00404，v座標最大的差距分別為0.01029和0.01044。
本發明之再一目的在於揭露一種LED調光裝置，其藉由本案之兩種調光方法在CIE1931色彩空間下，其x座標最大的差距分別為0.01588和0.01609，y座標最大的差距分別為0.01678和0.01703。
為達前述目的，一種LED調光裝置乃被提出，其具有：一降壓轉換器，用以依一第一PWM信號之控制將一第一電壓轉成一第二電壓，並依該第二電壓之一比例產生一第一回授電壓，該第二電壓小於該第一電壓；一線性調光電路，具有一LED模組及一負回授運算放大器電路，該LED模組係耦接於該第二電壓與該負回授運算放大器電路之間，該負回授運算放大器電路係依一可變準位PWM信號之控制產生一輸出電流，及依該輸出電流產生一第二
回授電壓，其中該可變準位PWM信號係依一可變電壓及一第二PWM信號之結合而產生；以及一微處理器，用以依一輸入命令電壓及該第一回授電壓之差值執行一第一增量型PID控制程序以產生該第一PWM信號，依一電壓-電壓對照表對一調光命令電壓進行一查表操作以產生該可變電壓，及依該調光命令電壓及該第二回授電壓之差值執行一第二增量型PID控制程序以產生該第二PWM信號。
在一實施例中，該線性調光電路具有一電晶體電路以依該可變電壓及該第二PWM信號產生該可變準位PWM信號，該電晶體電路具有：一電阻，其一端係與該可變電壓耦接；一NMOS電晶體，具有一汲極、一閘極和一源極，該汲極係與該電阻之另一端耦接以產生該可變準位PWM信號，該源極係與一參考地耦接；以及一反相器，具有一輸入端及一輸出端，該輸入端係與該第二PWM信號耦接，且該輸出端係與該閘極耦接。
在一實施例中，該負回授運算放大器電路在該輸出電流的路徑上具有一可變回授電阻單元及一電流感測器，且該電流感測器係用以產生該第二回授電壓。
在一實施例中，該可變回授電阻單元包含複數個可斷開電阻單元，各所述可斷開電阻單元均包含一開關及與該開關疊接之一電阻，該開關係受一開關信號控制，該開關信號係由該微處理器產生，且該微處理器係依一電壓-開關對照表對該調光命令電壓進行一查表操作以產生所述複數個可斷開電阻單元的複數個所述開關信號。
在一實施例中，該微處理器為一數位信號處理器且係藉由一韌體程式實現該第一增量型PID控制程序及該第二增量型PID控制程序。
為使 貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如後。
100‧‧‧降壓轉換器
200‧‧‧線性調光電路
210‧‧‧LED模組
220‧‧‧負回授運算放大器電路
221‧‧‧可變回授電阻單元
221a‧‧‧NMOS電晶體
221b‧‧‧電阻
222‧‧‧電流感測器
230‧‧‧電晶體電路
231‧‧‧電阻
232‧‧‧NMOS電晶體
233‧‧‧反相器
300‧‧‧微處理器
圖1繪示本案之LED調光裝置之一實施例方塊圖。
圖2繪示本案使用之CREE CXB1304之照度、電流與溫度曲線圖。
圖3繪示本案之降壓轉換器之示意圖。
圖4繪示降壓轉換器於連續導通模式下操作一個切換週期之電感電壓及電感電流之波形圖。
圖5繪示連續導通模式操作下之電容電流及電容電壓之波形圖。
圖6繪示本案使用之CREE CXB1304之電壓、電流與溫度曲線圖。
圖7a繪示線性穩流電路之架構圖。
圖7b繪示線性穩流電路之小訊號等效電路模型。
圖7c為線性穩流電路之回授控制系統方塊圖。
圖7d為線性穩流電路開迴路等效模型。
圖8a繪示CXB1304 LED於不同電流檢測電阻值下之照度-電流曲線圖。
圖8b繪示本案之LED特性曲線與PWM調光控制示意圖。
圖8c繪示本案之變動電流檢測電阻控制之架構示意圖。
圖9繪示本案之變動調光訊號電壓準位控制之架構示意圖。
圖10繪示本案之照度量測環境之示意圖。
圖11a繪示本案之LED調光裝置控制系統之韌體主程式流程圖。
圖11b繪示本案之變動電流檢測電阻值控制法之程式流程圖。
圖12a繪示十組CXB1304 LED在本案之變動電流檢測電阻值控制方法之照度-功率曲線。
圖12b繪示十組CXB1304 LED在本案之變動調光訊號電壓準位控制方法之照度-功率曲線。
圖13繪示本案之調光方法與習知技術之PWM調光方法比較之改善效果計算方式示意圖。
圖14a繪示本案之變動電流檢測電阻值控制方法所量測之CIE 1976色彩空間圖。
圖14b繪示本案之變動調光訊號電壓準位控制方法所量測之CIE 1976色彩空間圖。
圖14c繪示本案之變動電流檢測電阻值控制方法所量測之CIE 1931色彩空間圖。
圖14d繪示本案之變動調光訊號電壓準位控制方法所量測之CIE 1931色彩空間圖。
請參照圖1，其繪示本案之LED調光裝置之一實施例方塊圖。
如圖所示，該LED調光裝置具有一降壓轉換器100、一線性調光電路200以及一微處理器300。
該降壓轉換器100用以依一第一PWM信號PWMGD之控制將一第一電壓VI轉成一第二電壓VO，並依該第二電壓VO之一比例產生一第一回授電壓ADCV，該第二電壓VO小於該第一電壓VI。
該線性調光電路200具有一LED模組210以及一負回授運算放大器電路220。該LED模組210係耦接於該第二電壓VO與該負回授運算放大器電路220之間，該負回授運算放大器電路220係依一可變準位PWM信號Vr之控制產生一輸出電流IO，及依該輸出電流IO產生一第二回授電壓ADCI，其中該可變準位PWM信號Vr係依一可變電壓DACLED及一第二PWM信號PWMLED之結合而產生。
該線性調光電路200進一步具有一電晶體電路230以依該可變電壓DACLED及該第二PWM信號PWMLED產生該可變準位PWM信號Vr。
該電晶體電路230具有一電阻RISO231、一NMOS電晶體232以及一反相器233。
該電阻231RISO其一端係與該可變電壓DACLED耦接，該NMOS電晶體232具有一汲極、一閘極和一源極，該汲極係與該電阻RISO231之另一端耦接以產生該可變準位PWM信號Vr，該源極係與一參考地耦接，該反相器233，具有一輸入端及一輸出端，該輸入端係與該第二PWM信號PWMLED耦接，且該輸出端係與該閘極耦接。
其中，該負回授運算放大器電路220在該輸出電流IO的路徑上具有一可變回授電阻單元221及一電流感測器222。
該電流感測器222例如但不限於係用以產生該第二回授電壓ADCI，該可變回授電阻單元221包含複數個可斷開電阻單元，各所述可斷開電阻單元均包含一開關221a及與該開關疊接之一電阻221b，該開關221a係受一開關信號控制，且該開關信號係由該微處理器300產生。
圖中，該可變回授電阻單元221包含3個可斷開電阻單元，但不以此為限。如圖所示，該可變回授電阻單元包含3個開關221a及3個電阻221b，所述3個開關221a分別受開關信號GPIOR1、GPIOR2及GPIOR3控制，所述開關信號GPIOR1、GPIOR2及GPIOR3均係由該微處理器300產生。
該微處理器300用以依一輸入命令電壓及該第一回授電壓ADCV之差值執行一第一增量型PID控制程序以產生該第一PWM信號PWMGD，依一電壓-電壓對照表對一調光命令電壓進行一查表操作以產生該可變電壓DACLED，及依該調光命令電壓及該第二回授電壓ADC1之差值執行一第二增量型PID控制程序以產生該第二PWM信號PWMLED。另外，該微處理器300係依一電壓-開關對照表對該調光命令電壓進行一查表操作以產生所述複數個可斷開電阻單元的複數個所述開關信號(GPIOR1、GPIOR2及GPIOR3)。
也就是說，本案係將降壓轉換器100之輸出電壓VO進行電壓取樣，並傳送至微處理器300經類比數位轉換器(Analog-to-Digital Converter,ADC)轉換後，將該值輸入到增量型PID控制法與目標值進行演算，得出功率開關之責任週期以達到穩壓的效果。線性穩流電路部分係利用該電流感測器222來感測輸出電流IO，並回傳一個對應電壓值至微處理器300之ADC模組，透過此值來決定3個開關SWR1、SWR2及SWR3的導通或截止。
請參照圖2，其繪示本案使用之CREE CXB1304 LED之照度、電流與溫度曲線圖。
由於大多數LED的照度-電流曲線並非線性，如圖所示，在順向導通電流越小時，照度對電流的比值會越大，隨著電流上升逐漸減小。
習知技術之數位調光係利用電流導通時間之長短來改變平均電流大小，從而進行調光，以25℃的特性曲線為例，在電流為500mA時，其對
應之相對照度約為230%，但若使用數位調光將平均電流控制至250mA時，會得到115%之相對照度，而非原特性138%之相對照度，因此照度不能夠完全地發揮。
請參照圖3，其繪示本案之降壓轉換器之示意圖。
本案係使用降壓轉換器(Buck Converter)作為LED驅動電路之架構，並且將其操作在連續導通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)，如圖所示，該降壓轉換器，由功率開關SW、二極體D、電感L以及電容C所構成。
其中，電感L和電容C係組成低通濾波器以減少諧波，功率開關SW的工作狀態可分為導通及截止，並透過脈波寬度調變改變輸出電壓VO，使其等於或小於輸入電壓值Vi。本案之降壓轉換器之電路規格如表1所示。
在連續導通模式操作下之降壓轉換器，其電感必須遵從伏秒平衡(Volt-Second Balance)以達到穩態，否則磁通鏈會持續地增加，因此在開關的一個週期Ts內其磁通鏈淨變化量為零，如方程式(1)所示。
其中，Don為開關責任週期。
將方程式(1)整理後可得電壓轉換率M(Don)，如方程式(2)所示。
請參照圖4，其繪示降壓轉換器於連續導通模式下操作一個切換週期之電感電壓及電感電流之波形圖。
一個切換週期之電感電流變化量△iL如方程式(3)所示。
由方程式(3)推導可得感值L，如方程式(4)所示。
電感上的直流電流IL必須全部流向負載，而交流成分則經電容做分流，然而設計時電容會選擇足夠大之值，使其在開關頻率下之阻抗遠小於負載，進而讓電感上的漣波都流向電容。
請參照圖5，其繪示連續導通模式操作下之電容電流及電容電壓之波形圖。
如圖所示，當電容上之電流為正時進行充電，電壓上升，在與電流波形兩個零點交界的時間內，電容電壓的變化即為輸出電壓漣波△Vo，且因電流波形對稱，所以交點位於DonTs及(1-Don)Ts之中點，運用電容C、電荷Q和電壓之關係式，可以算出在此時間內的電荷變化量△Q，如方程式(5)所示。
△Q=C△V o (5)
也可以利用積分計算，如方程式(6)所示。
將式(3)、式(5)與式(6)合併後，可推導出電容值關係如方程式(7)所示。
在功率開關的選擇，耐壓需大於輸入電壓，耐流則需高於最大輸入電流；在二極體方面，耐壓需大於輸入電壓，耐流則需高於最大輸出電流。
請參照圖6，其繪示本案使用之CREE CXB1304 LED之電壓、電流與溫度曲線圖。
如圖所示，在溫度為25℃以及電流為500mA時，其跨壓約為19.5V，加上線性穩流電路的電阻和功率開關汲-源極之壓降，因此將輸出電壓
定為23V，並取百分之二作為輸出電壓漣波峰對峰值。歐盟規定輸入功率超過75W以上的電子設備產品須通過EN61000-3-2電流諧波品質標準，因此，若搭配UCC29910AEVM-730降壓型功率因數校正電路使用時，輸入電壓則定為84V。本案將十組CXB1304 LED並聯，最大輸出電流為5A，取其百分之二十作為電感電流漣波峰對峰值。其中，功率開關選用IPP030N10N3G，耐壓為100V，耐流為100A；二極體選用STPS20150C，耐壓為150V，耐流為20A。
LED調光方式基本可分為類比調光和數位調光(即PWM調光)兩種。其中，類比調光係利用改變LED之順向電流大小以改變亮度，然而其相對色溫(Correlated Color Temperature,CCT)和光譜也會隨之改變，進而影響了發光品質。而數位調光(即PWM調光)係以單位時間內電流導通時間之不同將其平均值改變，進而達到調光的作用，因LED之順向電流大小始終僅在額定電流至零之間變動，此調光方式較無色譜偏移之現象。在工作頻率方面，若變動頻率太低，人眼會感覺到閃爍，習知技術將頻率設在100至400Hz之間，本案係以300Hz作為調光頻率。
線性穩流電路架構及電路分析：
線性穩流電路架構在驅動LED時，會以定電流方式來驅動，不僅能讓LED達到穩定電流，同時能改善定電壓驅動時因為LED之特性使溫度上升造成內阻改變，進而影響順向電流大小的情況。
請一併參照圖7a至7d，其中圖7a其繪示線性穩流電路之架構圖，圖7b其繪示線性穩流電路之小訊號等效電路模型，圖7c其繪示線性穩流電路之回授控制系統方塊圖，圖7d其繪示線性穩流電路開迴路等效模型。
如圖7a所示，線性穩流電路架構係由運算放大器(Operational Amplifier,OPA)與功率開關(MOSFET)所組成之定電流電路，並將功率開關操作在線性區，其中可變準位PWM信號Vr為調光訊號。當運算放大器的非反相輸入端電壓為高電位時，功率開關導通，等同於一個可變電阻，並藉由電流檢測電阻RS，將輸出電流回授至運算放大器進行比較；當非反相輸入端電壓為低電位時，功率開關截止。
根據圖7a之其運算放大器與功率開關進行小訊號分析所得之等效模型，如圖7b所示。
其中，ri為運算放大器之輸入阻抗，ro1為輸出阻抗，AOL為開迴路增益，Vd為非反相和反相輸入端電壓差，gm為功率開關之轉導，ro2為汲-源極等效電阻，VS為回授訊號，Vo為驅動電路之輸出電壓，RLED為LED導通時的內阻。
如圖7c及7d所示，欲求此閉迴路增益，則需先算出開迴路增益值A。系統為電壓輸入，且以電流回授，藉此可以判斷此為一串串回授放大器，因此將輸入端和輸出端斷路時，電流檢測電阻分別串接於兩者的電路。
由圖7b至7d之模型，可推導出如方程式(8)至方程式(12)所示之相關電路參數。
其中，若輸出阻抗ro1忽略不計，並且將方程式(9)至方程式(11)代入到方程式(12)，計算得出開迴路增益A，如方程式(13)所示。
假設ri遠小於Rs，且ro2接近於無窮大，則可將方程式(13)簡化如方程式(14)所示。
將方程式(8)和方程式(14)代入至閉迴路轉移函數，可得線性穩流電路之閉迴路增益，如方程式(15)所示。
因為A OL ．R S ．g m 
1+R S ．g m ，可將方程式(15)簡化如方程式(16)所示。
由上述方程式能得知，LED之順向電流大小能夠透過調光訊號之電壓準位或是電流檢測電阻來控制。
本案之變動電流檢測電阻值控制方法：
請一併參照圖8a至8c，其中圖8a其繪示CXB1304 LED於電流檢測電阻之不同電阻值之照度-電流曲線圖，圖8b其繪示本案之LED特性曲線與PWM調光控制示意圖，圖8c其繪示本案之變動電流檢測電阻控制之架構示意圖。
根據圖2之LED照度與電流曲線圖，本案係以一組CXB1304 LED進行了以下實驗，首先改變線性穩流電路上電流檢測電阻之電阻值對LED進行調光控制，其中調光訊號為電壓準位5V，頻率300Hz之脈衝訊號。
如圖8a所示，當照度值相同時，電阻值越大之情況下，驅動電路所得之輸出電流越小。因此使用更多不同電阻值進行多段控制時，其省電效果會更明顯。
以25℃做為實驗環境溫度，利用電腦輔助設計軟體AutoCAD將圖2按比例描繪出並等分成100等分，以計算得出電流與照度之對應值，再將資料點用數學軟體MATLAB進行曲線擬合，可得到曲線函數方程式。
因為本實驗採PWM調光之線性控制調光方式，因此需找出最佳控制點，以達到最佳效果。為使控制不至於過於複雜，本案以三段控制為例，在電流能夠全範圍控制之情況下，有一段須為額定電流，因此仍須找出另外兩個控制點電流。
如圖8b所示，PWM1至PWM3分別代表三段的控制曲線，I4、I6和I7代表各段之最大電流值，利用積分的方式計算灰色區域的面積大小，即
PWM1線段由0積分至I4；PWM2線段由I4積分至I6；PWM3線段由I6積分至I7，加總後與原曲線面積做比較，相差越小的則為越接近原曲線之控制點。對CXB1304 LED之照度-電流曲線而言，該方法找到之最佳控制點之電流值分別是259mA、392mA和500mA，因為本實驗架構為十組CXB1304LED並聯，所以須將此電流值再乘上10倍。
若使用兩個電阻來組成三段控制時，I4和I6即決定了兩個電阻值，但兩個並聯後的電阻值並無法將電流控制在I7，因此本案使用三個電阻並聯做為控制。
如圖8c所示，調光訊號電壓準位設定為1.3V，頻率則是300Hz，SWR1、SWR2和SWR3為三組功率開關。為將LED順向電流控制在上述之電流值，經方程式(16)之計算，R1、R2及R3分別為0.5Ω、1Ω和1.2Ω，透過相互並聯可滿足其條件。因為各電阻值均不相同，實際上最多可達到七段的控制，I1、I2、I3和I5為另外四段的控制電流點。
本案之變動調光訊號電壓準位控制方法：
由於使用電流檢測電阻值變動方式在控制上若要達到多段的控制之目的時，架構會較複雜，由方程式(16)得知當LED之順向電流大小相同時，調光訊號之電壓大小與電流檢測電阻值成正比關係，因此本案又提出了以變動調光訊號電壓準位來進行控制之方法。
請參照圖9，其繪示本案之變動調光訊號電壓準位控制之架構示意圖。
如圖所示，本方法更簡單，且更容易達到多段的控制。此外，為減少電流檢測電阻所產生之損耗功率，本案選擇將先前所提出之架構中的三個電阻並聯，使電阻值達到最小，而用來選擇電流檢測電阻的功率開關則可以移除。為使本方法之LED順向電流值與本案之變動電流檢測電阻值控制方法之LED順向電流值相同，所以調光訊號之電壓值是以三個電阻相互並聯所產生之七種電阻值加以計算得出其對應值。
請參照圖10，其繪示本案之照度量測環境之示意圖。
在測量照度值時，為防止受到環境中其他光源影響，本案製作了一個長55公分、寬35公分、高30公分之木箱做為測試空間，在側面開一個4公分的方形孔以方便接線，並且在量測時以膠布封上，使其不透光。由於100W的LED照度較高，在測試時將照度計擺在側面，以防止照度值超過此照度計所能量測之範圍，使用之照度計為TES-1339R。木箱整體結構、照度計、LED和驅動電路的擺放位置如圖所示。
請一併參照圖11a至11b，其中圖11a其繪示本案之LED調光裝置控制系統之韌體主程式流程圖，圖11b其繪示本案之變動電流檢測電阻值控制法之程式流程圖。
如圖11a所示，一開始先將各模組進行初始化設定並致能，接著進入無限迴圈執行副程式及等待中斷發生。當ADC中斷觸發時，會將輸出電壓取樣，並且透過增量型PID運算，此運算結果作為改變降壓轉換器之功率開關責任週期之依據，使降壓轉換器達到穩壓的效果，同時此中斷也會回傳輸出電流其對應電壓值，用於調光副程式的控制中。
本案之變動電流檢測電阻值控制方法之調光副程式：
使用PWM模組產生一個頻率為300Hz的脈衝訊號，以控制調光訊號之責任週期，電壓準位值係運用數位類比轉換器(Digital-to-Analog Converter,DAC)來產生。三個電流檢測電阻所組成之七段控制電流，由小到大分別定義為I1至I7，其中每一段電流之下限值即為前一段之上限值，並且將其對應之責任週期下限值分別定義為Ddim2至Ddim7，接著透過電流感測器回傳至ADC模組的讀值來判斷電流大小，以此決定SWR1、SWR2和SWR3的導通或截止，當電流值超過該段的上限值時，則切換至下一段。
本案之變動調光訊號電壓準位控制方法之調光副程式：
該方法在調光訊號的產生及控制方式上，與上述之變動電流檢測電阻值控制方法相同，透過DAC模組來改變其電壓準位，進而達到多段的控制。本案用了六段的控制，即七個不同的調光訊號電壓準位值(0.33V,0.39V,0.72V,0.78V,1.1V,1.2V)。
實驗結果：
請一併參照圖12a至12b，其中圖12a其繪示十組CXB1304 LED在本案之變動電流檢測電阻值控制方法之照度-功率曲線，圖12b其繪示十組CXB1304 LED在本案之變動調光訊號電壓準位控制方法之照度-功率曲線。
如圖所示，照度為正規化後之值，功率為LED驅動電路之輸出功率，圖例分別是該曲線所使用的電流檢測電阻及調光訊號電壓準位，R1、R2和R3分別為0.5Ω、1Ω及1.2Ω。
本案在變動電流檢測電阻值控制方法中，調光訊號電壓準位(Vr)為1.5V；在變動調光訊號電壓準位控制方法中，電流檢測電阻為R1、R2和R3並聯之值，Vr=0.33V,0.39V,0.72V,0.78V,1.1V,1.2V。
請參照圖13，其繪示本案之調光方法與習知技術之PWM調光方法比較之改善效果計算方式示意圖。
如圖所示，其為全控制段之調光曲線，當功率到達該段之上限值時，則切換至下一段，而下一段的控制範圍為前一段之上限值至該段上限值，以此類推。在相同照度時，A點與B點之功率差除以B點功率值即為驅動電路輸出功率減少之百分比；在相同驅動電路輸出功率時，C點與D點之照度差除以D點照度值即為照度提升百分比。
本案之變動電流檢測電阻值控制方法於各控制段之改善效果如表2所示。
本案之變動調光訊號電壓準位控制方法於各控制段之改善效果如表3所示。
本案之兩種調光方法於全控制段之改善效果如表4所示。
為驗證本案之兩種調光方法的有效性，亦利用Probe4Light手持式積分球，分別對每個階段的LED順向電流進行色座標的量測。
請一併參照圖14a至14d，其中圖14a其繪示本案之變動電流檢測電阻值控制方法所量測之CIE 1976色彩空間圖，圖14b其繪示本案之變動調光訊號電壓準位控制方法所量測之CIE 1976色彩空間圖，圖14c其繪示本案之變動電流檢測電阻值控制方法所量測之CIE 1931色彩空間圖，圖14d其繪示本案之變動調光訊號電壓準位控制方法所量測之CIE 1931色彩空間圖。
如圖所示，本案之兩種調光方法在整個調光範圍內，色彩皆能夠穩定。
本案之變動電流檢測電阻值控制方法於各控制段之色座標如表5所示。
表5
本案之變動調光訊號電壓準位控制方法於各控制段之色座標如表6所示。
本案之兩種調光方法於各色彩空間之座標軸最大變化量如表7所示。
綜上所述，本案將以115W的LED驅動電路作為架構，其中驅動電路以降壓轉換器作為功率級電路，並透過dsPIC33FJ16GS502微處理器實現數位控制。調光電路的部分則是以運算放大器(Operational Amplifier,OPA)和功率開關(MOSFET)所組成之定電流電路，其工作模式操作在線性區以及截止區，並且利用三個不同阻值的電流檢測電阻以及不同的調光訊號電壓準位，來實現本案之兩種調光方法。
藉由前述所揭露的設計，本發明乃具有以下的優點：
1.本發明揭露一種LED調光裝置，其藉由變動電流檢測電阻值控制方法計算最佳控制點之電流值，以達到最接近原特性曲線之調光控制。
2.本發明揭露一種LED調光裝置，其藉由變動調光訊號電壓準位控制方法計算最佳控制點之電流值，以達到最接近原特性曲線之調光控制。
3.本發明揭露一種LED調光裝置，其藉由本案之兩種調光方法在照度相同情況下，相較習知技術之PWM調光，其驅動電路輸出功率分別減少了17.08%和13.17%。
4.本發明揭露一種LED調光裝置，其藉由本案之兩種調光方法在驅動電路輸出功率相同情況下，相較習知技術之PWM調光，其照度分別平均提升了13.66%和11.17%。
5.本發明揭露一種LED調光裝置，其藉由本案之兩種調光方法在CIE1976色彩空間下，其u'座標最大的差距分別為0.00397和0.00404，v'座標最大的差距分別為0.01029和0.01044。
6.本發明揭露一種LED調光裝置，其藉由本案之兩種調光方法在CIE1931色彩空間下，其x座標最大的差距分別為0.01588和0.01609，y座標最大的差距分別為0.01678和0.01703。
本發明所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本發明之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本發明之專利權範疇。
綜上所陳，本發明無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於
習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。
100‧‧‧降壓轉換器
200‧‧‧線性調光電路
210‧‧‧LED模組
220‧‧‧負回授運算放大器電路
221‧‧‧可變回授電阻單元
221a‧‧‧NMOS電晶體
221b‧‧‧電阻
222‧‧‧電流感測器
230‧‧‧電晶體電路
231‧‧‧電阻
232‧‧‧NMOS電晶體
233‧‧‧反相器
300‧‧‧微處理器
Claims (5)
- 一種LED調光裝置，具有：一降壓轉換器，用以依一第一PWM信號之控制將一第一電壓轉成一第二電壓，並依該第二電壓之一比例產生一第一回授電壓，該第二電壓小於該第一電壓；一線性調光電路，具有一LED模組及一負回授運算放大器電路，該LED模組係耦接於該第二電壓與該負回授運算放大器電路之間，該負回授運算放大器電路係依一可變準位PWM信號之控制產生一輸出電流，及依該輸出電流產生一第二回授電壓，其中該可變準位PWM信號係依一可變電壓及一第二PWM信號之結合而產生；以及一微處理器，用以依一輸入命令電壓及該第一回授電壓之差值執行一第一增量型PID控制程序以產生該第一PWM信號，依一電壓-電壓對照表對一調光命令電壓進行一查表操作以產生該可變電壓，及依該調光命令電壓及該第二回授電壓之差值執行一第二增量型PID控制程序以產生該第二PWM信號。
- 如申請專利範圍第1項所述之LED調光裝置，其中，該線性調光電路具有一電晶體電路以依該可變電壓及該第二PWM信號產生該可變準位PWM信號，該電晶體電路具有：一電阻，其一端係與該可變電壓耦接；一NMOS電晶體，具有一汲極、一閘極和一源極，該汲極係與該電阻之另一端耦接以產生該可變準位PWM信號，該源極係與一參考地耦接；以及一反相器，具有一輸入端及一輸出端，該輸入端係與該第二PWM信號耦接，且該輸出端係與該閘極耦接。
- 如申請專利範圍第1項所述之LED調光裝置，其中，該負回授運算放大器電路在該輸出電流的路徑上具有一可變回授電阻單元及一電流感測器，且該電流感測器係用以產生該第二回授電壓。
- 如申請專利範圍第3項所述之LED調光裝置，其中該可變回授電阻單元包含複數個可斷開電阻單元，各所述可斷開電阻單元均包含一開關及與 該開關疊接之一電阻，該開關係受一開關信號控制，該開關信號係由該微處理器產生，且該微處理器係依一電壓-開關對照表對該調光命令電壓進行一查表操作以產生所述複數個可斷開電阻單元的複數個所述開關信號。
- 如申請專利範圍第1項所述之LED調光裝置，其中該微處理器為一數位信號處理器且係藉由一韌體程式實現該第一增量型PID控制程序及該第二增量型PID控制程序。
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