TWI669912B

TWI669912B - 無線收發裝置

Info

Publication number: TWI669912B
Application number: TW107103738A
Authority: TW
Inventors: 朱大舜; 王毓駒
Original assignee: 國立交通大學
Priority date: 2018-02-02
Filing date: 2018-02-02
Publication date: 2019-08-21
Also published as: US10454436B2; US20190245587A1; TW201935856A

Abstract

一種無線收發裝置包含一切換放大混波電路與一阻抗調節電路。切換放大混波電路具有一電連接一天線的天線埠、一接收一振盪信號的振盪信號埠及一解調輸出端，發射與接收模式同時運作。接收模式使用天線埠用以接收來自天線的第一輸入信號，且切換放大混波電路根據振盪信號與第一輸入信號進行降頻混波而產生第一輸出信號，由解調輸出端輸出。阻抗調節電路用以產生一電流供應該切換放大混波電路且對該解調輸出端提供一阻抗，以使從該天線埠所看到的一射頻等效輸入阻抗匹配於天線的一射頻阻抗。發射模式將振盪信號信號放大至天線埠產生第二輸出信號。發射與接收共用一個天線埠，同時實現接收與發射的雙工功能。

Description

無線收發裝置

本發明是有關於一種裝置，特別是指一種同時實現接收與發射的雙工功能的無線收發裝置。

現有應用於短距雷達的無線技術，因為雷達回波與發射波間隔過短，頻率幾乎一樣，而很難使用時域或頻域的方法，將回波與發射波區分開來，因此發射與接收往往得使用兩組天線導致成本上的浪費。目前要讓發射與接收使用同一個天線，常見的方法是使用鐵磁循環器(Ferrite Circulator)，但這個循環器無法被半導體整合，導致成本高昂，因此，如何在成本降低下，使用同一個天線來作發射與接收，來減少所使用的元件，而是未來的研究方向。

因此，本發明之目的，即在提供一種使晶片製造成本降低且能共用一個天線埠的無線收發裝置。

於是，本發明無線收發裝置，包含：一切換放大混波電路汲一阻抗調節電路。

切換放大混波電路具有一電連接一天線的天線埠、一接收一振盪信號的振盪信號埠及一解調輸出端，其發射與接收模式同時運作。接收模式使用該天線埠用以接收一來自該天線的第一輸入信號，且該切換放大混波電路根據該振盪信號與該第一輸入信號進行降頻混波，而產生一第一輸出信號，由該解調輸出端輸出該第一輸出信號，該第一輸出信號的頻率低於該第一輸入信號的頻率。發射模式則將震盪信號信號放大至天線埠，為第二輸出信號。

阻抗調節電路具有一接收一直流電壓的第一端，與一電連接該切換放大混波電路的解調輸出端的第二端，用以產生一電流供應該切換放大混波電路且對該解調輸出端提供一低頻阻抗，以使從該天線埠所看到的一阻抗等效輸入匹配於該天線的一射頻阻抗。

本發明之功效在於：發射與接收共用一個天線埠以同時實現接收與發射的雙工功能，且無需鐵磁循環器或雙工器，而使架構簡單、面積小，而使晶片製造成本低。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖1、2，本發明無線收發裝置之一第一實施例，可同時同時進行一發射模式與一接收模式，且包含一切換放大混波電路2及一阻抗調節電路3。

切換放大混波電路2具有一電連接一天線（圖未示）的天線埠21、一接收一振盪信號的振盪信號埠22、一解調輸出端23、一切換式放大器4及一旁路濾波器25，當操作於一接收模式時，該天線埠用以接收一來自該天線的第一輸入信號（RF），且該切換放大混波電路2根據該振盪信號與該第一輸入信號進行降頻混波，而產生一第一輸出信號(IF)，由該解調輸出端輸出該第一輸出信號，該第一輸出信號的頻率低於該第一輸入信號的頻率。當操作於一發射模式時，該切換放大混波電路的天線埠用以輸出一第二輸出信號，經由該天線發射出。

在本實施例中，該振盪信號是一單端形式的信號，切換放大器4是一E類放大器（class-E amplifier），切換放大器4包括一第一電晶體M1、一第一電感L1及一帶通濾波器24。該第一電晶體M1具有一第一端、一接地的第二端，及一接收該振盪信號的控制端。第一電感L1電連接該解調輸出端22與該第一電晶體M1的第一端之間。

帶通濾波器24電連接該第一電晶體M1的第一端與該天線埠之間，用以對該第一輸入信號進行濾波。該帶通濾波器24包括一第一電容C1、串聯的一電感L與一電容C。

第一電容C1具有一電連接該第一電晶體M1的第一端的第一端，及一接地的第二端。串聯的一電感L與一電容C，電連接於該第一電晶體M1的第一端與該天線埠21之間。

旁路濾波器25電連接該解調輸出端23與一接地端之間，用以對來自該解調輸出端23的信號提供濾波。該旁路濾波器25具有一旁路電容C3，該旁路電容C3具有一電連接該解調輸出端23的第一端及一接地的第二端。

阻抗調節電路3具有一接收一直流電壓VDD的第一端，與一電連接該切換放大混波電路2的解調輸出端23的第二端，用以產生一電流供應該切換放大混波電路2且對該解調輸出端23提供一低頻阻抗，以使從該天線埠21所看到的一射頻等效輸入阻抗匹配於該天線的一射頻阻抗。並產生切換放大混波電路2所需要的轉換增益。其中，該低頻阻抗的低頻定義是界於來自天線所接收信號的射頻頻率解調後的頻帶（約在幾kHZ~幾MHZ）。

在此進一步說明該阻抗調節電路3的具體實施態樣，如圖2所示，該阻抗調節電路3的第一種態樣是包括一第三電晶體M3，該第三電晶體M3具有一電連接該解調輸出端23的第一端、一接收該直流電壓VDD的第二端，及一控制端。該第三電晶體是一P型電晶體，該第三電晶體M3的第一端是汲極、該第三電晶體M3的第二端是源極、該第三電晶體M3的控制端是閘極。如圖3所示，該阻抗調節電路3的第二種態樣是包括一電阻，該電阻具有一接收該直流電壓VDD的第一端及依電連接該解調輸出端23的第二端。如圖4所示，該阻抗調節電路3的第三種態樣是包括一電連接該解調輸出端的電流源，用以提供一直流電流供應該切換放大混波電路2。如圖5所示，阻抗調節電路3的第四種態樣包括一射頻扼流圈 (RF Choke)。

如圖3所示，該阻抗調節電路3的第二種態樣是包括一電阻，該電阻具有一接收該直流電壓VDD的第一端及依電連接該解調輸出端23的第二端。如圖4所示，該阻抗調節電路3的第三種態樣是包括一電連接該解調輸出端的電流源，用以提供一直流電流供應該切換放大混波電路2。如圖5所示，阻抗調節電路3的第四種態樣包括一射頻扼流圈 (RF Choke)。

如圖6所示，是圖2~5的等效電路圖（其中，忽略掉帶通濾波器24），可以推知，從天線埠21所看到的射頻等效輸入阻抗Z _RF,in與電路元件值之間的關係如下式

其中，參數Rs為來自天線的等效射頻阻抗，參數Ron為第一電晶體的汲源端等效阻抗，參數R _L為第三電晶體M3的汲源端的低頻等效阻抗，參數L1、C3分別是第一電感值、第三電容值。由於阻抗匹配的反射係數小於10dB要求，因此Z _RF,in只要介於0.52Rs~1.92Rs之間即可滿足此要求。因此公式如下推導

由於Ron遠小於Rs，R _L大於4.2×Ron，即可符合匹配要求。但習知技術的設計上，R _L=0。因此，並無法滿足輸入匹配的要求。

又R _L不僅會影響從天線埠所看到的射頻等效輸入阻抗Z _RF,in，同時R _L也對轉換增益（Conversion Gain ，V _IF/V _RF，其中參數V _IF是第一輸出信號的電壓值，V _RF是第一輸入信號的電壓值）非常重要。同樣在忽略掉帶通濾波器24，可以推知，第一輸入信號V _RF與第一輸出信號V _IF的關係為：

如圖7所示，為本實施例R _L、Ron對轉換增益的模擬圖，可從圖中看出，隨著R _L增加，轉換增益也會增加。

如圖8所示，說明本實施例同時操作於接收模式與發射模式，由第一電晶體M1、第一電容C1、第一電感L1、電感L、電容C所組成的E類放大器，不僅僅放大振盪信號以產生第二輸出信號，而且由於滿足天線埠21的射頻阻抗匹配要求，還能經由天線埠21檢測第一輸入信號，如FMCW雷達回波（FMCW全名：調頻連續波Frequency Modulated Continuous Wave），而由第一電晶體M1根據振盪信號對該第一輸入信號進行解調。因此，又可被稱為雙工射頻收發器。

如圖9所示，說明該雙工射頻收發器操作於一發射模式，振盪信號（如FMCW）被饋送到振盪埠以控制第一電晶體M1。串聯的電容C和電感L用以提供諧波抑制。第一電感L1用以對該解調輸出端提供直流饋電（DC feed），而第三電容C3用以對該解調輸出端產生交流接地（AC ground）。

如圖10所示，說明該雙工射頻收發器操作於一接收模式：由帶通濾波器24和低通濾波器26限制了第一輸入信號（RF）和第一輸出信號（IF）信號的方向。從振盪埠22到解調輸出端23的隔離是很好的，因為在所提出的結構的操作下，如圖7的第二輸出信號（RF）和第一輸出信號（IF）在不同的頻帶中被分離。

參閱圖11，本發明無線收發裝置之一第二實施例，與第一實施例的差別在於：

在本實施例中，該振盪信號是一包括一第一振盪電壓及一第二振盪電壓的差動信號，且該切換放大混波電路2包括一電連接一天線（圖未示）的天線埠21、一接收一振盪信號的振盪信號埠22、一解調輸出端23、一切換式放大器4、一旁路濾波器25。該切換式放大器4包括一第一電晶體M1、一第二電晶體M2、一第一電感L1、一第二電感L2與一帶通濾波器24。

第一電晶體M1具有一第一端、一接地的第二端，及一接收該第一振盪電壓的控制端。第二電晶體M2具有一第一端、一接地的第二端，及一接收該第二振盪電壓的控制端。第一電感L1電連接該解調輸出端23與該第一電晶體M1的第一端之間。第二電感L2電連接該解調輸出端23與該第二電晶體M2的第一端之間。帶通濾波器24具有一電連接該第一電晶體M1的第一端的第一端、一電連接該第二電晶體M2的第一端的第二端、一電連接該天線埠21的第三端，用以對該第一輸入信號進行濾波。旁路濾波器25電連接該解調輸出端23與一接地端之間，用以對來自該解調輸出端23的信號提供濾波。該帶通濾波器24包括一第一電容C1、一第二電容C2、一巴倫（Balun，又名平衡轉換器）T0、一輸出電感L0。

第一電容C1具有一電連接該第一電晶體M1的第一端的第一端，及一接地的第二端。第二電容C2具有一電連接該第二電晶體M2的第一端的第一端，及一接地的第二端。巴倫T0具有一電連接該第一電晶體M1的第一端的第一端、一電連接該第二電晶體M2的第一端的第二端，及一第三端，用以將單端形式的信號轉換成差動形式的信號。輸出電感L0電連接於該巴倫T0的第三端與該天線埠21之間。

該阻抗調節電路3的各種態樣則如第一實施例（如第三電晶體、電流源、電阻、射頻扼流圈等）故不重述。

對於發射模式時，藉由差動對（包含第一及第二電晶體M1、M2）的開關切換將來自阻抗調節電路3所提供的直流功率轉換成射頻功率。對於接收模式，來自天線的第一輸入信號（RF）通過巴倫T0轉換成差分接收信號，再經由差動對（M1，M2）將差分接收信號與差分形式的振盪信號進行混波，而降頻到中頻（IF），再由低通濾波器（由第一及第二電感L1、L2與旁路電容C3所組成）濾波，而在第三電晶體M3的汲極匯流信號，其中，阻抗調節電路3的第三電晶體M3作為主動負載（例如， 300Ω），透過切換放大混波電路2而產生射頻匹配阻抗，接收該第一輸入信號，同時混波至低頻，最後饋送後端的一基頻電路。且該第三電晶體M3也用於調整天線埠21的射頻輸入阻抗以實現必要的輸入匹配，其汲源端低頻等效阻抗R _L設計方式類似第一實施例（將差動電路拆解成單端等效半電路推導公式），故不重述。

如圖12所示為本實施例忽略帶通濾波器24的差動等效輸入阻抗的一等效電路圖，其中差動形式的震盪信號LO+、LO-的頻率為10GHz、L1=2nH、電晶體的Ron=5Ω、參數Z ₁₁為其差動射頻等效輸入阻抗值。如圖13所示，用以說明分別當震盪信號的頻率為10GHz，Z ₁₁隨著R _L變化的一模擬圖。如圖14~15所示，用以說明分別當震盪信號的頻率變化於9.5 GHz ~10.5GHz，Z ₁₁隨著R _L變化的一模擬圖。如圖15所示，用以說明當R _L=0時，Z ₁₁隨著頻率變化的一模擬圖。

如圖17所示，為本實施例的一實驗量測圖，對於接收模式的量測結果是從天線埠21到解調輸出端23，所輸入的振盪信號（LO）的頻率從9.5GHz到10.5GHz變化，以獲得結果。可看出在振盪信號（LO）的頻率為10GHz時，達到10.5dBm的輸出功率和32％的功率效率。振盪信號（LO）的頻率在9.5~10.5GHz RF頻率範圍內優於10dB的回波損耗。

綜上所述，由於近距雷達可廣泛使用於汽車自動駕駛，或價格敏感的消費性電子手勢辨識雷達，為了大幅降低近距雷達(＜300m)的硬體成本，上述實施例在切換放大混波電路2的原本應該直接接收直流電壓（VDD）的解調輸出端23，電連接一個阻抗調節器3於該解調輸出端23與直流電壓（VDD）之間，不僅能提供切換放大混波電路2運作所需的電流，還能藉由設計合適解調輸出端的一低頻阻抗，讓原本切換放大混波電路2用以輸出射頻信號的天線埠，提供一射頻等效輸入阻抗來匹配天線的射頻阻抗，同時實現接收與發射的雙工功能，而達到以下優點：1、發射與接收共用一個天線埠21。2、積體電路化的無線收發裝置，與天線之間不需要額外電路元件（如鐵磁循環器、或是用以將發射/接收分離（即Tx/Rx分離）的雙工器（Duplexer））。3.無需鐵磁循環器或雙工器，而使架構簡單、面積小，而使晶片製造成本低，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

2‧‧‧切換放大混波電路

21‧‧‧天線埠

22‧‧‧振盪信號埠

23‧‧‧解調輸出端

24‧‧‧帶通濾波器

25‧‧‧旁路濾波器

4‧‧‧切換式放大器

M1‧‧‧第一電晶體

M2‧‧‧第二電晶體

L1‧‧‧第一電感

L2‧‧‧第二電感

C1‧‧‧第一電容

C2‧‧‧第二電容

L‧‧‧電感

C‧‧‧電容

3‧‧‧阻抗調節電路

M3‧‧‧第三電晶體

VDD‧‧‧直流電壓

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是本發明無線收發裝置之一第一實施例的一方塊圖；圖2是該第一實施例的第一態樣的一電路圖；圖3是該第一實施例的第二態樣的一電路圖；圖4是該第一實施例的第三態樣的一電路圖；圖5是該第一實施例的第四態樣的一電路圖；圖6是該電路圖之一在帶通濾波器中心頻率之等效電路圖；圖7是為本實施例R _L、Ron對轉換增益的模擬圖；圖8是該實施例同時操作於接收模式與發射模式的一示意圖；圖9是該實施例同時操作於發射模式的一示意圖；圖10是該實施例同時操作於接收模式的一示意圖；圖11是本發明無線收發裝置之一第二實施例的一電路圖；及圖12是第二實施例之一在帶通濾波器中心頻率之等效電路圖；圖13是用以說明第二實施例，當震盪信號的頻率為10GHz，Z ₁₁隨著R _L變化的一模擬圖的模擬圖；圖14是用以說明第二實施例當震盪信號的頻率變化於9.5 GHz ~10.5GHz，Z ₁₁實部隨著R _L變化的一模擬圖；圖15是用以說明第二實施例當震盪信號的頻率變化於9.5 GHz ~10.5GHz，Z ₁₁虛部隨著R _L變化的另一模擬圖；如圖16所示，用以說明當R _L=0時，Z ₁₁隨著頻率變化的一模擬圖。圖17是該第二實施例的一實驗量測圖。

Claims

一種無線收發裝置，包含：一切換放大混波電路，同時進行一發射模式與一接收模式，具有一電連接一天線的天線埠、一接收一振盪信號的振盪信號埠及一解調輸出端，當該接收模式時，該天線埠用以接收一來自該天線的第一輸入信號，且該切換放大混波電路根據該振盪信號與該第一輸入信號進行降頻混波，而產生一第一輸出信號，由該解調輸出端輸出該第一輸出信號，該第一輸出信號的頻率低於該第一輸入信號的頻率，當該發射模式時，將振盪信號埠所接收的信號進行放大，並輸出至天線埠；一阻抗調節電路，具有一接收一直流電壓的第一端，與一電連接該切換放大混波電路的解調輸出端的第二端，用以產生一電流供應該切換放大混波電路且對該解調輸出端提供一阻抗，以使從該天線埠所看到的一射頻等效輸入阻抗匹配於該天線的一射頻阻抗，並提高轉換增益。
如請求項1所述的無線收發裝置，其中，該振盪信號是一包括一第一振盪電壓及一第二振盪電壓的差動信號，該切換放大混波電路還包括：一第一電晶體，具有一第一端、一接地的第二端，及一接收該第一振盪電壓的控制端；一第二電晶體，具有一第一端、一接地的第二端，及一接收該第二振盪電壓的控制端；一第一電感，電連接該解調輸出端與該第一電晶體的第一端之間；一第二電感，電連接該解調輸出端與該第二電晶體的第一端之間；一帶通濾波器，具有一電連接該第一電晶體的第一端的第一端、一電連接該第二電晶體的第一端的第二端、一電連接該天線埠的第三端，用以對該第一輸入信號進行濾波；一旁路濾波器，電連接該解調輸出端與一接地端之間，用以對來自該解調輸出端的信號提供濾波。
如請求項2所述的無線收發裝置，其中，該帶通濾波器包括：一第一電容，具有一電連接該第一電晶體的第一端的第一端，及一接地的第二端；一第二電容，具有一電連接該第二電晶體的第一端的第一端，及一接地的第二端；一巴倫，具有一電連接該第一電晶體的第一端的第一端、一電連接該第二電晶體的第一端的第二端，及一第三端，用以將單端形式的信號轉換成差動形式的信號；一輸出電感，電連接於該巴倫的第三端與該天線埠之間。
如請求項2所述的無線收發裝置，其中，該旁路濾波器具有一旁路電容，該旁路電容具有一電連接該解調輸出端的第一端及一接地的第二端。
如請求項1所述的無線收發裝置，其中，該阻抗調節電路包括一電阻，該電阻具有一接收該直流電壓的第一端及依電連接該解調輸出端的第二端。
如請求項1所述的無線收發裝置，其中，阻抗調節電路包括一電連接該解調輸出端的電流源，用以提供一直流電流供應該切換放大混波電路。
如請求項1所述的無線收發裝置，其中，阻抗調節電路包括一第三電晶體，該第三電晶體具有一電連接該解調輸出端的第一端、一接收該直流電壓的第二端，及一控制端。
如請求項1所述的無線收發裝置，其中，該第三電晶體是一P型電晶體，該第三電晶體的第一端是汲極、該第三電晶體的第二端是源極、該第三電晶體的控制端是閘極。
如請求項1所述的無線收發裝置，其中，阻抗調節電路包括一射頻扼流圈。
如請求項1所述的無線收發裝置，其中，該振盪信號是一單端形式的信號，該切換放大混波電路還包括：一第一電晶體，具有一第一端、一接地的第二端，及一接收該振盪信號的控制端；一第一電感，電連接該解調輸出端與該第一電晶體的第一端之間；一帶通濾波器，電連接該第一電晶體的第一端與該天線埠之間，用以對該第一輸入信號進行濾波；一旁路濾波器，電連接該解調輸出端與一接地端之間，用以對來自該解調輸出端的信號提供濾波。
如請求項1所述的無線收發裝置，其中，該帶通濾波器包括：一第一電容，具有一電連接該第一電晶體的第一端的第一端，及一接地的第二端；串聯的一電感與一電容，電連接於該第一電晶體的第一端與該天線埠之間。