TWI659639B

TWI659639B - 符碼時序決定裝置與方法

Info

Publication number: TWI659639B
Application number: TW107101022A
Authority: TW
Inventors: 林專湖; 張仲堯
Original assignee: 瑞昱半導體股份有限公司
Priority date: 2018-01-11
Filing date: 2018-01-11
Publication date: 2019-05-11
Also published as: US20190215143A1; TW201931805A; US10708032B2

Abstract

本發明揭露了一種符碼時序決定裝置與方法，能夠避免一通訊系統之符碼時序同步錯誤，該符碼時序決定裝置之一實施例包含：一符碼時序偵測電路，用來偵測一接收訊號，以得到一第一符碼時序，該符碼時序偵測電路進一步用來位移該第一符碼時序，以得到一第二符碼時序；一估測訊號產生電路，用來分別依據該第一與該第二符碼時序處理該接收訊號，以得到一第一通道估測頻域訊號與一第二通道估測頻域訊號；一通道脈衝響應訊號產生電路，用來分別依據該第一與該第二通道估測頻域訊號產生一第一通道估測脈衝響應時域訊號與一第二通道估測脈衝響應時域訊號；一能量計算電路，用來依據一預定訊號區間，分別計算該第一與該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量；以及一判斷電路，用來判斷該第一與該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量之間的一關係是否滿足一預定關係，從而選用該第一符碼時序與該第二符碼時序的其中之一。

Description

符碼時序決定裝置與方法

本發明是關於符碼時序決定裝置與方法，尤其是關於通訊系統之符碼時序決定裝置與方法。

在以多根天線（multiple antennas）進行訊號傳送的無線正交分頻多工（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing, OFDM）通訊系統中，為避免非預期的天線波束成形（antenna beamforming）（亦即藉由不同相位之傳送訊號間的干涉所達到的指向性訊號傳輸）效應以及資訊在空氣中非均勻傳遞的現象，一般而言，該通訊系統的傳送端會導入循環位移分集（Cyclic Shift Diversity, CSD）技術，以增加空間多樣性（spatial diversity）。舉例而言，如圖1所示，一無線OFDM通訊系統100包含一傳送端110與一接收端120，傳送端110包含複數根天線，該複數根天線的每一個傳送同一訊號，但每一天線是依據其所搭配的CSD時間位移值，在不同的時間點傳送該同一訊號，因此，這些天線的傳送訊號不易形成特定干涉效果，從而避免了非預期的天線波束成形。然而，根據上述，接收端120會接收同一訊號的多重路徑版本，此多重路徑版本除包含真實空間的不同傳輸路徑所引起的版本，也包含CSD技術所引起的虛擬多重路徑（pseudo multipath）的版本（如圖3所示），若接收端120誤將虛擬路徑當作真實路徑，而採用了錯誤的符碼時序（symbol timing），接收端120使用的符碼時序就無法與傳送端110的符碼時序同步，這會導致符碼時序同步錯誤，使得接收端120無法依正確的符碼時序來處理接收訊號，從而影響接收端120的效能。

探討CSD技術之問題的部分先前技術列示如下：（1） Yuan Fang, “Symbol timing synchronization for IEEE 802.11n WLAN systems”, Electronic Design Engineering, No. 13, Vol. 21, Jul. 2013。（2） Yu-Zhen Chen, “Interoperable Symbol Timing Synchronization Algorithm between IEEE 802.11n and IEEE 802.11a/g”, thesis of Graduate Institute of Computer and Communication Engineering, July 2012。

本發明之一目的在於提供一種符碼時序決定裝置與方法，以避免先前技術的問題。

本發明之一目的在於提供一種符碼時序決定裝置與方法，以判斷一符碼時序是屬於虛擬路徑或真實路徑，從而採用正確的符碼時序以確保接收端的效能。

本發明揭露了一種符碼時序決定裝置，能夠避免一通訊系統之符碼時序同步錯誤，該符碼時序決定裝置之一實施例包含：一符碼時序偵測電路，用來偵測一接收訊號，以得到一第一符碼時序，該符碼時序偵測電路進一步用來位移該第一符碼時序，以得到一第二符碼時序；一估測訊號產生電路，用來依據該第一符碼時序處理該接收訊號以得到一第一通道估測頻域訊號，以及用來依據該第二符碼時序處理該接收訊號以得到一第二通道估測頻域訊號；一通道脈衝響應訊號產生電路，用來依據該第一通道估測頻域訊號產生一第一通道估測脈衝響應時域訊號，以及用來依據該第二通道估測頻域訊號產生一第二通道估測脈衝響應時域訊號；一能量計算電路，用來依據該第一通道估測脈衝響應時域訊號之一第一預定訊號區間，計算該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量，該能量計算電路進一步用來依據該第二通道估測脈衝響應時域訊號之一第二預定訊號區間，計算該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量；以及一判斷電路，用來判斷該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量與該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量之間的一關係是否滿足一預定關係，從而選用該第一符碼時序與該第二符碼時序的其中之一。

本發明另揭露一種符碼時序決定方法，能夠避免一通訊系統之符碼時序同步錯誤，該符碼時序決定方法之一實施例包含：偵測一接收訊號，以得到一第一符碼時序；依據該第一符碼時序處理該接收訊號以得到一第一通道估測頻域訊號；依據該第一通道估測頻域訊號產生一第一通道估測脈衝響應時域訊號；依據該第一通道估測脈衝響應時域訊號之一第一預定訊號區間，計算該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量；位移該第一符碼時序，以得到一第二符碼時序；依據該第二符碼時序處理該接收訊號以得到一第二通道估測頻域訊號；依據該第二通道估測頻域訊號產生一第二通道估測脈衝響應時域訊號；依據該第二通道估測脈衝響應時域訊號之一第二預定訊號區間，計算該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量；判斷該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量與該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量之間的一關係是否滿足一預定關係；於該預定關係被滿足時，選用該第二符碼時序；以及於該預定關係不被滿足時，選用該第一符碼時序。

有關本發明的特徵、實作與功效，茲配合圖式作較佳實施例詳細說明如下。

正交分頻多工（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing, OFDM）系統已廣泛地運用在通訊系統中，如IEEE 802.11a/g/n/ac/ax以及Long Term Evolution（LTE）系統。正交分頻多工系統對於頻率偏移與符碼時序同步的要求極高，為提升系統效能，通訊系統的傳送端會在訊框（frame）前置入前導訊號（preamble），通訊系統的接收端利用這已知的前導訊號來估算頻率偏移與偵測符碼時序，從而在開始接收資料負載（data payload）前予以校正。上述前導訊號之格式的一範例如圖2所示，圖2之前導訊號的格式是用於IEEE 802.11a/g/n/ac/ax，為一已知格式，包含短訓練欄位（short training field, STF）與長訓練欄位（long training field, LTF）。短訓練欄位包含10個短訓練序列（short training sequence, STS），長訓練欄位包含防護間隔（guard interval, GI）以及2個長訓練序列（long training sequence, LTS）。每個短訓練序列長度為，長訓練序列長度為，防護間隔為。短訓練序列可用於封包偵測（packet detection）、自動增益控制（automatic gain control, AGC）和粗略頻率偏移（coarse carrier frequency offset）估算，長訓練序列可用於細微頻率偏移（fine carrier frequency offset）估算和符碼時序同步。

傳統符碼時序同步的作法為將已知的長訓練序列在時域（time-domain）與接收訊號做交互相關（cross correlation）運算，如底下式1所示：（式1）其中，為時間變數、為接收訊號、為長訓練時域序列、為長訓練序列長度、n為取樣點、*為共軛複數（complex conjugate）。當大於預設值時，此時該即為偵測到的符碼時序，而為通道脈衝響應（channel impulse response）（例如：圖3）。當傳送端使用多根天線進行循環位移分集（Cyclic Shift Diversity, CSD）傳輸時，每根天線的傳送訊號是原本訊號的循環位移複製，接收端的接收訊號為所有傳送端之天線的傳送訊號的總和。表一顯示IEEE 802.11所定義的循環位移量，其中傳送鏈（transmit chain）數目是指用來執行CSD傳輸的天線數目，ns是奈秒（nanosecond）的縮寫。值得注意的是，式1的與表1的內容與利用是習知的，故其細節在此省略。表1

傳送鏈數目	第一傳送鏈的循環位移 (ns)	第二傳送鏈的循環位移 (ns)	第三傳送鏈的循環位移 (ns)	第四傳送鏈的循環位移 (ns)
1	0	-	-	-
2	0	-200	-	-
3	0	-100	-200	-
4	0	-50	-100	-150

為便於瞭解，底下說明將以傳送端的二天線進行CSD傳輸為例，本領域具有通常知識者能夠依據本揭露以及既有知識，推衍出本發明的更多例子。

圖3顯示當傳送端使用兩根天線進行CSD傳輸時，接收端對接收訊號進行交互相關（cross correlation）運算所得到的輸出結果。如圖3所示，因有CSD技術引起的虛擬多重路徑（pseudo multipath）的存在，利用式1所偵測到的符碼時序t可能是虛擬路徑的符碼時序，而非真實路徑 h ₀的符碼時序。依據表1，當傳送端使用二根天線進行CSD傳輸時，不同傳送鏈之間最大的循環位移差為，因此吾人可以假設與之間的誤差為。

為判斷符碼時序t是或，本發明提出一種符碼時序決定裝置以進行上述判斷。圖4顯示本發明之符碼時序決定裝置的一實施例，如圖4所示，符碼時序決定裝置400包含一符碼時序偵測電路410、一估測訊號產生電路420、一通道脈衝響應訊號產生電路430、一能量計算電路440、以及一判斷電路450。

符碼時序偵測電路410用來利用前揭式1以偵測一接收訊號（例如：通訊系統之接收端的類比至數位轉換電路所輸出的訊號），從而得到一第一符碼時序t ₁。符碼時序偵測電路410進一步用來位移（shifting）該第一符碼時序t ₁以得到一第二符碼時序t ₂，此位移操作的位移量與傳送端使用的CSD時間位移值有關。於一非限制性的實施例中，該第一符碼時序t ₁與該第二符碼時序t ₂的時序差（或說符碼時序位移）t _t為150奈秒（nanosecond）或200奈秒；更明確地說，請參閱前揭表1，當天線數不大於四時，不同傳送鏈之間的最大CSD時間位移值為150ns或200ns，因此吾人可以假設CSD所引起的虛擬多重路徑與真實路徑之間的時序差為150ns（當傳送端使用四根天線進行CSD傳輸時）或200ns（當傳送端使用二根或三根天線進行CSD傳輸時），並據以設定時序差t _t。由於接收端無法得知傳送端得傳輸天線數，因此，吾人可嘗試設定所有可能的時序差以得到最佳的判斷。

估測訊號產生電路420用來依據該第一符碼時序t ₁處理該接收訊號以得到一第一通道估測頻域訊號，以及用來依據該第二符碼時序t ₂處理該接收訊號以得到一第二通道估測頻域訊號，估測訊號產生電路420所產生之訊號可輸出給後端電路做進一步的處理（例如：通訊系統之接收端的訊號偵測處理與解碼處理等）。於一非限制性的實施例中，估測訊號產生電路420是通訊系統之接收端的電路，用來依序執行移除循環字首（cyclic prefix, CP）、串列至並列轉換、快速傅立葉轉換（Fast Fourier transform, FFT）以及通道估測，更詳細地說，估測訊號產生電路420依據符碼時序偵測電路410所得到的第一符碼時序t ₁以及第二符碼時序t ₂，取做完串列至並列轉換的接收訊號的第二個長訓練序列的至少一部分做FFT，以分別產生第一頻域序列X ₁與第二頻域序列X ₂如式2所示： (式2) 其中，r(t ₁)為以t ₁為起始時點且長度為3.2μs（microsecond）的接收訊號序列，r(t ₂)為以t ₂為起始時點且長度為3.2μs的接收訊號序列；接著，估測訊號產生電路420利用已知的長訓練頻域序列S並採用最小平方法（Least Square algorithm），對頻域序列X ₁與X ₂做通道估測，以得到第一通道估測頻域訊號與第二通道估測頻域訊號如式3所示： (式3)

通道脈衝響應訊號產生電路430之一實施例包含可執行反快速傅立葉轉換（inverse Fast Fourier transform, iFFT）的電路，用來依據該第一通道估測頻域訊號以及該第二通道估測頻域訊號，分別產生一第一通道估測脈衝響應時域訊號與一第二通道估測脈衝響應時域訊號如式4所示： (式4) 於一非限制性的實施例中，與均為長度為3.2μs的通道估測脈衝響應時域序列，倘前述第一符碼時序t ₁為虛擬路徑的符碼時序（例如：圖3之符碼時序），與的範例分別如圖5a與圖5b所示，圖5a與圖5b的每一圖中，通道估測脈衝響應時域序列包含一通道響應、一因通道估測所產生的通道洩漏（channel leakage）、與一雜訊區間從至。為確保至區間的能量不受通道響應與通道洩漏影響，各設一循環字首的保護區間，也就是與各設為0.8us及2.4us。因虛擬路徑的符碼時序位移不會產生符碼間干擾（Inter-Symbol-Interference, ISI），所以，圖5a與圖5b的雜訊區間都只含雜訊（亦即圖5a與圖5b的雜訊區間是純雜訊區間），其雜訊能量相同。倘第一符碼時序t ₁為真實路徑的符碼時序（例如：圖3之符碼時序），與之範例分別如圖5c與圖5d所示，圖5c與圖5d的每一圖中，通道估測脈衝響應時域序列包含一通道響應、一因通道估測所產生的通道洩漏、與一雜訊區間從至。圖5c的至的區間只含雜訊能量（亦即圖5c的雜訊區間是純雜訊區間），圖5d的至的區間因符碼時序位移的關係，除包含雜訊外，亦包含當前符碼與下一符碼之間的符碼間干擾（亦即圖5d的雜訊區間是雜訊與ISI區間），因此圖5d之至的區間的能量會大於圖5c之至的區間的能量。於另一非限制性的實施例中，上述與的長度以及t ₀與t ₁是依據本發明所應用的通訊系統的規範而定。

能量計算電路440用來依據第一通道估測脈衝響應時域訊號之一第一預定訊號區間，計算之能量P ₁，能量計算電路440進一步用來依據第二通道估測脈衝響應時域訊號之一第二預定訊號區間，計算之能量P ₂。於一非限制性的實施例中，該第一預定訊號區間均等於第二預定訊號區間；舉例而言，該第一與第二預定訊號區間均為從前述t ₀（例如：0.8μs）至前述t ₁（例如：2.4μs）的區間，因此，能量P ₁與能量P ₂的計算如式5所示： (式5) 於一非限制性的實施例中，若前述第一符碼時序t ₁為虛擬路徑的符碼時序（例如：圖3之符碼時序），第一預定訊號區間與第一預定訊號區間均只包含雜訊如圖5a~5b所示，此時，第一預定訊號區間的能量P ₁會等於第二預定訊號區間的能量P ₂（或者P ₁與P ₂的差異的絕對值不大於一門檻，其中該門檻可由實施者適當地設定）；而若第一符碼時序t ₁為真實路徑的符碼時序（例如：圖3之符碼時序），第一預定訊號區間會只包含雜訊如圖5c所示，第二預定訊號區間會包含雜訊與符碼間干擾如圖5d所示，此時，第一預定訊號區間的能量P ₁會小於第二預定訊號區間的能量P ₂（或說P ₁與P ₂的差異的絕對值大於前述門檻）。

判斷電路150用來判斷該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量P ₁與該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量P ₂之間的一關係是否滿足一預定關係，從而選用第一符碼時序t ₁與該第二符碼時序t ₂的其中之一。於一非限制性的實施例中，當能量P ₁等於能量P ₂時（或者P ₁與P ₂的差異的絕對值不大於一門檻時，其中該門檻可由實施者適當地設定），判斷電路150判斷該預定關係被滿足，從而判斷第二符碼時序t ₂為真實路徑的符碼時序，並透過符碼時序偵測電路410或直接地令估測訊號產生電路420（如圖4之虛線所示）使用第二符碼時序t ₂作為接收端處理接收訊號的依據；當能量P ₁小於能量P ₂時（或者P ₁與P ₂的差異的絕對值大於前述門檻時），判斷電路150判斷該預定關係不被滿足，從而判斷第一符碼時序t ₁為真實路徑的符碼時序，並透過符碼時序偵測電路410或直接地令估測訊號產生電路420（如圖4之虛線所示）使用第一符碼時序t ₁作為接收端處理接收訊號的依據。於另一非限制的實施例中，當能量P ₁與一預設值之乘積不小於能量P ₂時（亦即P ₂≦預設值×P ₁時），判斷電路150判斷該預定關係被滿足，從而判斷第二符碼時序t ₂為真實路徑的符碼時序，並選用第二符碼時序t ₂；當能量P ₁與一預設值之乘積小於能量P ₂時（亦即P ₂＞預設值×P ₁時），判斷電路150判斷該預定關係不被滿足，從而判斷第一符碼時序t ₁為真實路徑的符碼時序，並選用第一符碼時序t ₁，其中該預設值之一非限制性的實施例等於數值1與一能量比值α的和（亦即預設值=(1+α)），該能量比值α之一非限制性的實施例為一符碼間干擾能量P _ISI與一雜訊能量P _N的一比值（亦即）。

除前揭裝置發明外，本發明另提出一種符碼時序決定方法能夠避免一通訊系統之符碼時序同步錯誤。該方法之一實施例如圖6所示，包含下列步驟：步驟S610：偵測一接收訊號，以得到一第一符碼時序；步驟S620：依據該第一符碼時序處理該接收訊號以得到一第一通道估測頻域訊號；步驟S630：依據該第一通道估測頻域訊號產生一第一通道估測脈衝響應時域訊號；步驟S640：依據該第一通道估測脈衝響應時域訊號之一第一預定訊號區間，計算該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量；步驟S650：位移該第一符碼時序，以得到一第二符碼時序；步驟S660：依據該第二符碼時序處理該接收訊號以得到一第二通道估測頻域訊號；步驟S670：依據該第二通道估測頻域訊號產生一第二通道估測脈衝響應時域訊號；步驟S680：依據該第二通道估測脈衝響應時域訊號之一第二預定訊號區間，計算該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量；步驟S690：判斷該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量與該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量之間的一關係是否滿足一預定關係；步驟S692：於該預定關係被滿足時（亦即該第一符碼時序是關聯虛擬路徑時），選用該第二符碼時序；以及步驟S694：於該預定關係不被滿足時（亦即該第一符碼時序是關聯真實路徑時），選用該第一符碼時序。

由於本領域具有通常知識者能夠參酌前揭裝置實施例的揭露來瞭解本方法實施例的實施細節與變化，亦即前述裝置實施例的技術特徵均可合理應用於本方法實施例中，因此，在不影響本方法實施例之揭露要求與可實施性的前提下，重複及冗餘之說明在此省略。另外，在實施為可能的前提下，本技術領域具有通常知識者可選擇性地實施前述任一實施例中部分或全部技術特徵，或選擇性地實施前述複數個實施例中部分或全部技術特徵的組合，藉此達到本發明之實施彈性。

綜上所述，本發明能夠判斷一符碼時序是屬於虛擬路徑或真實路徑，從而採用正確的符碼時序以確保通訊系統之接收端的效能。

雖然本發明之實施例如上所述，然而該些實施例並非用來限定本發明，本技術領域具有通常知識者可依據本發明之明示或隱含之內容對本發明之技術特徵施以變化，凡此種種變化均可能屬於本發明所尋求之專利保護範疇，換言之，本發明之專利保護範圍須視本說明書之申請專利範圍所界定者為準。

100‧‧‧無線正交分頻多工通訊系統

110‧‧‧傳送端

120‧‧‧接收端

STF‧‧‧短訓練欄位（short training field）

LTF‧‧‧長訓練欄位（long training field）

STS‧‧‧短訓練序列（short training sequence）

GI‧‧‧防護間隔（guard interval）

LTS‧‧‧長訓練序列（long training sequence）

‧‧‧通道脈衝響應

‧‧‧時間變數

‧‧‧虛擬路徑

‧‧‧虛擬路徑的符碼時序

h ₀‧‧‧真實路徑

‧‧‧真實路徑的符碼時序

400‧‧‧符碼時序決定裝置

410‧‧‧符碼時序偵測電路

420‧‧‧估測訊號產生電路

430‧‧‧通道脈衝響應訊號產生電路

440‧‧‧能量計算電路

450‧‧‧判斷電路

t‧‧‧時間軸

t₀、t₁‧‧‧時間點

‧‧‧第一符碼時序

‧‧‧第二符碼時序

t_t‧‧‧符碼時序位移

S610~S694‧‧‧步驟

［圖1］顯示習知的無線正交分頻多工通訊系統；［圖2］顯示習知的前導訊號之格式；［圖3］顯示接收端對接收訊號進行交互相關運算所得到的輸出結果；［圖4］顯示本發明之符碼時序決定裝置的一實施例；［圖5a］顯示當符碼時序是虛擬路徑的符碼時序時通道估測脈衝響應時域訊號的序列；［圖5b］顯示當符碼時序是虛擬路徑的符碼時序的位移時第二通道估測脈衝響應時域訊號的序列；［圖5c］顯示當符碼時序是真實路徑的符碼時序時通道估測脈衝響應時域訊號的序列；［圖5d］顯示當符碼時序是真實路徑的符碼時序的位移時第二通道估測脈衝響應時域訊號的序列；以及［圖6］顯示本發明之符碼時序決定方法的一實施例。

Claims

一種符碼時序決定裝置，能夠避免一通訊系統之符碼時序同步錯誤，該符碼時序決定裝置包含：一符碼時序偵測電路，用來偵測一接收訊號，以得到一第一符碼時序，該符碼時序偵測電路進一步用來位移該第一符碼時序，以得到一第二符碼時序；一估測訊號產生電路，用來依據該第一符碼時序處理該接收訊號以得到一第一通道估測頻域訊號，以及用來依據該第二符碼時序處理該接收訊號以得到一第二通道估測頻域訊號；一通道脈衝響應訊號產生電路，用來依據該第一通道估測頻域訊號產生一第一通道估測脈衝響應時域訊號，以及用來依據該第二通道估測頻域訊號產生一第二通道估測脈衝響應時域訊號；一能量計算電路，用來依據該第一通道估測脈衝響應時域訊號之一第一預定訊號區間，計算該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量，該能量計算電路進一步用來依據該第二通道估測脈衝響應時域訊號之一第二預定訊號區間，計算該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量；以及一判斷電路，用來判斷該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量與該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量之間的一關係是否滿足一預定關係，從而選用該第一符碼時序與該第二符碼時序的其中之一。
如申請專利範圍第1項所述之符碼時序決定裝置，其中該第一符碼時序與該第二符碼時序之一時序差為150奈秒或200奈秒。
如申請專利範圍第1項所述之符碼時序決定裝置，其中該估測訊號產生電路用來依據該第一符碼時序以及一已知長訓練序列，處理該接收訊號之一長訓練序列的至少一部分，以得到該第一通道估測頻域訊號；以及該估測訊號產生電路用來依據該第二符碼時序以及該已知長訓練序列，處理該接收訊號之該長訓練序列的至少一部分，以得到該第二通道估測頻域訊號。
如申請專利範圍第1項所述之符碼時序決定裝置，其中該第一通道估測脈衝響應時域訊號之一時間長度是3.2微秒，該第二通道估測脈衝響應時域訊號之一時間長度也是3.2微秒。
如申請專利範圍第1項所述之符碼時序決定裝置，其中該第一預定訊號區間均等於第二預定訊號區間。
如申請專利範圍第5項所述之符碼時序決定裝置，其中該第一預定訊號區間是從0.8微秒至2.4微秒的一區間，該第二預定訊號區間也是從0.8微秒至2.4微秒的一區間。
如申請專利範圍第1項所述之符碼時序決定裝置，其中當該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量與該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量的差異的絕對值小於一門檻時，該判斷電路判斷該預定關係被滿足。
如申請專利範圍第1項所述之符碼時序決定裝置，其中當該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量與一預設值之乘積不小於該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量時，該判斷電路判斷該預定關係被滿足。
如申請專利範圍第7項或第8項所述之符碼時序決定裝置，其中當該預定關係被滿足時，該判斷電路令該符碼時序決定裝置選用該第二符碼時序；當該預定關係不被滿足時，該判斷電路令該符碼時序決定裝置選用該第一符碼時序。
一種符碼時序決定方法，能夠避免一通訊系統之符碼時序同步錯誤，該符碼時序決定方法包含：偵測一接收訊號，以得到一第一符碼時序；依據該第一符碼時序處理該接收訊號以得到一第一通道估測頻域訊號；依據該第一通道估測頻域訊號產生一第一通道估測脈衝響應時域訊號；依據該第一通道估測脈衝響應時域訊號之一第一預定訊號區間，計算該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量；位移該第一符碼時序，以得到一第二符碼時序；依據該第二符碼時序處理該接收訊號以得到一第二通道估測頻域訊號；依據該第二通道估測頻域訊號產生一第二通道估測脈衝響應時域訊號；依據該第二通道估測脈衝響應時域訊號之一第二預定訊號區間，計算該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量；判斷該第一通道估測脈衝響應時域訊號之能量與該第二通道估測脈衝響應時域訊號之能量之間的一關係是否滿足一預定關係；於該預定關係被滿足時，選用該第二符碼時序；以及於該預定關係不被滿足時，選用該第一符碼時序。