TWI622261B - Half bridge resonant bidirectional DC to DC converter circuit - Google Patents

Abstract

本發明係提供一種半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，包含一半橋式升降壓轉換器及一諧振式直流轉直流轉換器，該半橋式升降壓轉換器耦接於外部之一直流電源，以獲得較寬廣的輸入電壓範圍，該諧振式直流轉直流轉換器耦接於該半橋式升降壓轉換器，以作為該半橋式升降壓轉換器的後級電路，該諧振式直流轉直流轉換器用於控制雙向功率潮流方向，並在定頻模式下響應於該半橋式升降壓轉換器以將該半橋式升降壓轉換器之輸入轉換為一感應電流輸出。

Description

半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路

本發明係揭露一種直流轉直流轉換器電路(DC-DC converter circuit)，更特別的是關於一種半橋諧振式雙向(half-bridge resonant bidirectional)直流轉直流轉換器電路。

在高電壓轉換比例或需要具有隔離要求之場合，必須採用具有隔離功能之雙向直流-直流轉換器電路，習知的電路架構包括雙主動全橋轉換器、LLC-SRC轉換器、兩級式串聯型轉換器、及使用推挽式電流源之全橋相移轉換器。

雙主動全橋轉換器請參閱圖1所示，雙主動全橋轉換器的原理是利用一次側與二次側開關之相位移控制其電力潮流流向。LLC-SRC轉換器請參閱圖2所示，LLC-SRC轉換器的電路架構是由LLC諧振電路與SRC(串聯)諧振電路所組成，雙向功率的流通則是利用變頻方式控制其功率潮流，此電路的缺點為頻率變化範圍將隨工作電壓變大而變大，且在低功率時較難控制。

請參閱圖3及圖4所示，圖3及圖4分別是將圖1及圖2之後級端電路串接一級升降壓轉換器，以適應較大之工作電壓範圍，其中，圖3可稱為兩級式雙主動全橋串聯型升降壓 式轉換器，圖4可稱為兩級式LLC-SRC串聯型升降壓式轉換器，圖3及圖4都屬於兩級式串聯型轉換器，此種兩級式電路將使其整體效率降低且成本增加。

請參閱圖5A及圖5B所示，於轉換器之一次側加入推挽式電流源，並結合二次側之全橋相移，可使其成為使用推挽式電流源之全橋相移轉換器，其中，圖5A顯示的是使用snubber作為開關鉗位的一種態樣，圖5B顯示的是採用主動鉗位的另一種態樣。由於圖5A與圖5B之電路僅適用於一次側較低電壓之應用，對於一次側高壓之應用，由於功率開關之跨壓需承受高電壓，所以在電路設計上受到很大的限制，較難實際應用。

亦即，因應雙向直流-直流功率轉換器之功率變化，需於輸入或輸出端具備高電壓比之變化率，若採用諧振式轉換器，則必須具備大範圍之頻率變化，故諧振電路之設計較為困難且效率不佳。若加入升降壓式轉換器電路雖可得到寬廣輸入電壓範圍，但要使用變頻方式獲得快速響應並做到無接縫(seamless)之雙向功率調節模式切換，目前已知之電路是無法完成的。

為解決先前技術之缺點，本發明提出以定頻控制方式之諧振式電路，並結合升降壓式轉換電路，則可以解決上述先前技術之各種問題。

本發明之一目的在於提供一種半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，其係為以定頻控制方式之諧振式電路，且具有較寬廣的輸入電壓範圍及可控制雙向功率潮流方向的優點。

本發明之另一目的在於提供一種半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，具有無接縫之雙向功率調節模式切換，故可以達到無須斷電即可即時操作的功效，因無須設置額外控制電路，故具有簡化電路設計的優點。

為達上述目的及其他目的，本發明係提供一種半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，該半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路包含一半橋式升降壓轉換器，該半橋式升降壓轉換器耦接於外部之一直流電源，該直流電源提供一穩定直流電壓，該半橋式升降壓轉換器包括：一第一電晶體，其汲極端耦接於該直流電源的正極輸出端；一第二電晶體，其源極端耦接於該直流電源的負極輸出端，該第一電晶體的源極端耦接於該第二電晶體的汲極端；一電感，其輸入端耦接於該第一電晶體的源極端與該第二電晶體的汲極端之間的一第一節點；一第一電容，其輸入端耦接於該電感的輸出端，其輸出端耦接於該第二電晶體之源極端與該直流電源之負極輸出端之間的一第二節點；以及一諧振式直流轉直流轉換器，耦接於該半橋式升降壓轉換器，以作為該半橋式升降壓轉換器的後級電路，該諧振式直流轉直流轉換器適用於在定頻模式下 響應於該半橋式升降壓轉換器，並將該半橋式升降壓轉換器之輸入轉換為一感應電流輸出。

本發明之一實施例中，該諧振式直流轉直流轉換器包括一第一次側開關單元、一電壓轉換單元及一第二次側開關單元，該第一次側開關單元耦接於該半橋式升降壓轉換器，該電壓轉換單元耦接於該第一側開關單元，該第二次側開關單元耦接於該電壓轉換單元。

本發明之一實施例中，該第一次側開關單元包括一第一開關、一第二開關、一第三開關及一第四開關，該第一開關之輸入端耦接於該第一電容的正極與該電感的輸出端之間的一第三節點，該第二開關之輸入端耦接於該第一電容的負極與該第二節點之間的一第四節點，該第一開關的輸出端耦接於該第二開關的輸出端，該第三開關之輸入端耦接於該第三節點，該第四開關之輸入端耦接於該第四節點，該第三開關的輸出端耦接於該第四開關的輸出端。

本發明之一實施例中，該電壓轉換單元包括一第一線圈及一第二線圈，該第二線圈感應於流入該第一線圈之電流而對應產生一感應電壓，該第一線圈的匝數與該第二線圈的匝數不同。

本發明之一實施例中，該第一線圈的第一端耦接於該第一開關的輸出端與該第二開關的輸出端之間的一第五節點，該第一線圈的第二端耦接於該第三開關的輸出端與該 第四開關的輸出端之間的一第六節點。

本發明之一實施例中，該第二次側開關單元包括一第五開關、一第六開關、一第二電容及一第三電容，該第五開關之輸入端耦接於該第二線圈的第一端，該第六開關之輸入端耦接於該第二線圈的第一端，該第二電容耦接於該第二線圈的第二端，該第三電容耦接於該第二線圈的第二端，該第五開關、該第六開關、該第二電容及該第三電容調整並輸出該感應電壓。

本發明之一實施例中，該第二次側開關單元更包括一電壓控制電流源，耦接於該第五開關之輸出端、該第六開關之輸出端、該第二電容及該第三電容，並根據調整後的感應電壓輸出該感應電流。

本發明之一實施例中，該第二線圈的第一端耦接於該第五開關的輸入端與該第六開關的輸入端之間的一第七節點，該第二線圈的第二端耦接於該第二電容與該第三電容之間的一第八節點。

本發明之一實施例中，該電感作為該諧振式直流轉直流轉換器之輸入電流源。

本發明之一實施例中，該半橋式升降壓轉換器的切換開關責任週期為50%。

藉此，本發明之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路藉由該半橋式升降壓轉換器，達到較寬廣的輸入電壓 範圍的功效；此外，藉由該諧振式直流轉直流轉換器，可達到控制雙向功率潮流方向的功效；再者，藉由該半橋式升降壓轉換器及該諧振式直流轉直流轉換器，可達到無須斷電即可即時操作的功效，從而能夠簡化電路設計。

以上之概述與接下來的詳細說明及附圖，皆是為了能進一步說明本發明達到預定目的所採取的方式、手段及功效。而有關本發明的其他目的及優點，將在後續的說明及圖示中加以闡述。

100‧‧‧半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路

110‧‧‧半橋式升降壓轉換器

120‧‧‧諧振式直流轉直流轉換器

121‧‧‧第一側開關單元

122‧‧‧電壓轉換單元

123‧‧‧第二側開關單元

1000‧‧‧直流電源

Cr‧‧‧第一電容

Cd1‧‧‧第二電容

Cd2‧‧‧第三電容

N1~N2‧‧‧第一至第二線圈

Node1~Node8‧‧‧第一至第八節點

T1~T2‧‧‧第一至第二電晶體

S1~S6‧‧‧第一至第六開關

Vbat‧‧‧穩定直流電壓

Vd‧‧‧感應電壓

Id‧‧‧感應電流

IL‧‧‧電流

Ir‧‧‧電流

VCCS‧‧‧電壓控制電流源

圖1係為習知之雙主動全橋轉換器的一詳細電路圖。

圖2係為習知之LLC-SRC轉換器的一詳細電路圖。

圖3係為習知之兩級式串聯型轉換器的一第一態樣的一詳細電路圖。

圖4係為習知之兩級式串聯型轉換器的一第二態樣的一詳細電路圖。

圖5A係為習知之使用推挽式電流源之全橋相移轉換器的一第一態樣的一詳細電路圖。

圖5B係為習知之使用推挽式電流源之全橋相移轉換器的一第二態樣的一詳細電路圖。

圖6係為本發明半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路之一實施例之電路架構示意圖。

圖7係為本發明之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路另一實施例的詳細電路圖。

圖8A係為本發明之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路另一實施例第一等效電路的圖。

圖8B係為圖8A之電流控制迴路波德圖。

圖9A係為本發明之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路另一實施例第二等效電路的圖。

圖9B係為圖9A之電流控制迴路波德圖。

圖10A係為本發明之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路另一實施例第三等效電路的圖。

圖10B係為圖10A之電流控制迴路波德圖。

圖11係為本發明半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路之後級端串接一單相三線式變流器的詳細電路圖。

圖12A~圖12D係為圖11之半橋式升降壓轉換器的電感電流及控制電流的關係圖。

以下係藉由特定的具體實例說明本發明之實施方式，熟悉此技藝之人士可由本說明書所揭示之內容輕易地瞭解本發明之其他優點與功效。

請參照圖6，係為本發明半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路100之一實施例之電路架構示意圖。如圖6所示，該半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路100包含一半橋 式升降壓轉換器110及一諧振式直流轉直流轉換器120，該半橋式升降壓轉換器110耦接於外部之一直流電源1000，該直流電源1000提供一穩定直流電壓V_bat輸入，該半橋式升降壓轉換器110用於獲得較寬廣的輸入電壓範圍，該諧振式直流轉直流轉換器120耦接於該半橋式升降壓轉換器110，以作為該半橋式升降壓轉換器110的後級(later stage)電路，該諧振式直流轉直流轉換器120用於控制雙向功率潮流方向，該諧振式直流轉直流轉換器120在定頻模式下響應於該半橋式升降壓轉換器110，並將該半橋式升降壓轉換器110之輸入轉換為一感應電流I_d輸出。該半橋式升降壓轉換器110包括一第一電晶體T1、一第二電晶體T2、一電感L及一第一電容C_r。該第一電晶體T1之汲極端耦接於該直流電源1000的正極輸出端，第二電晶體T2之源極端耦接於該直流電源1000的負極輸出端，該第一電晶體T1的源極端耦接於該第二電晶體T2的汲極端。該電感L之輸入端耦接於該第一電晶體T1的源極端與該第二電晶體T2的汲極端之間的一第一節點Node1，該第一電容C_r之輸入端耦接於該電感L的輸出端，該第一電容C_r之輸出端耦接於該第二電晶體T2之源極端與該直流電源1000之負極輸出端之間的一第二節點Node2。該諧振式直流轉直流轉換器120包括一第一次側(first-order side)開關單元121、一電壓轉換單元122及一第二次側(second-order side)開關單元123，該第一次側(first-order side)開關單元121耦接於該半橋式升降壓轉換器110，該 電壓轉換單元122耦接於該第一側開關單元121，該第二次側(second-order side)開關單元123耦接於該電壓轉換單元122。

請參照圖7，係為本發明半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路100之另一實施例的詳細電路圖。如圖7所示，該第一次側開關單元121可包括一第一開關S1、一第二開關S2、一第三開關S3及一第四開關S4。該第一開關S1之汲極端可耦接於該第一電容C_r的正極與該電感L的輸出端之間的一第三節點Node3，該第二開關S2之源極端可耦接於該第一電容C_r的負極與該第二節點Node2之間的一第四節點Node4，該第一開關S1的源極端可耦接於該第二開關S2的汲極端。該第三開關S3之汲極端可耦接於該第三節點Node3，該第四開關S4之源極端可耦接於該第四節點Node4，該第三開關S3的源極端可耦接於該第四開關S4的汲極端。據此，藉由該第一至第四開關S1~S4組合，該第一次側開關單元121可在該第一次側調整該半橋式升降壓轉換器110的輸入並輸出一電流I_r。

該電壓轉換單元122可包括一第一線圈N1及一第二線圈N2。該第二線圈N2感應於流入該第一線圈N1之電流I_r而對應產生一感應電壓V_d，該第一線圈N1的匝數與該第二線圈N2的匝數不同。據此，藉由該第一線圈N1及該第二線圈N2之間的感應，可改變直流電壓的電壓值，變化之電壓值的轉換比率等於該第一線圈N1與該第二線圈N2之匝數比例。

此外，該第一線圈N1的第一端可耦接於該第一 開關S1的源極端與該第二開關S2的汲極端之間的一第五節點Node5，該第一線圈N1的第二端可耦接於該第三開關S3的源極端與該第四開關S4的汲極端之間的一第六節點Node6。該第二次側開關單元123可包括一第五開關SR1、一第六開關SR2、一第二電容C_d1、一第三電容C_d2及一電壓控制電流源VCCS。該第五開關SR1之源極端耦接於該第二線圈N2的第一端，該第六開關SR2之汲極端耦接於該第二線圈N2的第一端，該第二電容C_d1耦接於該第二線圈N2的第二端，該第三電容C_d2耦接於該第二線圈N2的第二端。該第五開關SR1、該第六開關SR2、該第二電容C_d1及該第三電容C_d2調整並輸出該感應電壓V_d。該電壓控制電流源VCCS耦接於該第五開關SR1之汲極端、該第六開關SR2之源極端、該第二電容C_d1及該第三電容C_d2，並根據調整後的感應電壓輸出該感應電流I_d。據此，藉由該第五開關SR1、該第六開關SR2、該第二電容C_d1及該第三電容C_d2之組合，該第二次側開關單元123可在該第二次側調整並輸出該感應電壓V_d，並藉由該電壓控制電流源VCCS根據調整後的感應電壓輸出該感應電流I_d。

此外，該第二線圈N2的第一端可耦接於該第五開關SR1的源極端與該第六開關SR2的汲極端之間的一第七節點Node7，該第二線圈N2的第二端可耦接於該第二電容C_d1與該第三電容C_d2之間的一第八節點Node8。該電感L可作為該諧振式直流轉直流轉換器120之輸入電流源。

相較於如圖2所示的習知之LLC-SRC轉換器的變頻控制方式，本發明之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路100係使用定頻控制方式，因此不會有該LLC-SRC轉換器頻率變化範圍將隨工作電壓變大而增大的缺陷。相較於如圖5A及圖5B所示的使用推挽式電流源之全橋相移轉換器，本發明半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路100之第一次側開關單元121之可使用較低耐壓規格的功率元件，因此可以降低在電路設計上的限制及降低實際應用的難度。

以下，藉由等效電路的方式，來說明如圖7所示之本發明半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路100的理論依據。請參照圖8A，圖8A係圖7之等效電路的一種態樣。根據圖8A之第一等效電路及利用狀態平均法則可得： 若忽略V _bat 及V _r 之變動，由(1)式可得： 考慮電流感測比例K _s 及PWM之增益，則可得： 針對一階系統電流誤差放大器(G _CA )的設計，可採用二類誤差放大器方式來設計，其電流控制迴路波德圖如圖8B所示，由於PWM之控制電壓於一個週期內僅能與其鋸齒波信號交會一次，因此電流迴路之最大頻寬(ω _co )受到V _con 之上升斜率小於 PWM鋸齒波( V _t )之上升斜率之限制，而V _con 之上升斜率可由感測之電感電流下降斜率經由增益G _CA 放大所決定，故由上述限制可得：(V _r /L)K _s G _CA,max(ω _co )=V _t f _s (4)將(4)式重新整理後可得： 由(3)式及(5)式，並利用G _CA,max(ω _co )H _i (ω _co )=1，則可得： 將(6)式重新整理後可得：

由(8)式可知，若用控制電壓V _con之上升斜率限制來設計，其理論之最高電流迴路頻寬有可能高於或接近切換頻率，因此不能以此值來設定，一般頻寬(ω _co )之選擇可設定在切換頻率的1/4~1/8。當頻寬(ω _co )選擇後，可以利用K-factor方法使二類誤差放大器之z=ω _co /K，p=ω _co /K。

當半橋諧振式雙向直流-直流轉換器之輸出電壓由升降壓轉換器維持時，則可利用圖9A之第二等效電路來進行諧振電路分析，其中升降壓轉換器將以一電流源來代表，其平均電壓(Vr)即為高壓側電壓經變壓器反射至低壓側的電壓： 由升降壓轉換器之輸入側可得： 當考慮電壓感測比例Kv時且利用(10)式，則可得電壓迴路之小信號模型如下： 針對一階系統電流誤差放大器(G _EA )的設計，可採用二類誤差放大器方式來設計，其電壓控制迴路波德圖如圖9B所示，由於其頻寬受限於直流鏈之二次漣波，因此可設計於20Hz處以使電流命令I _LC 具較低之二次漣波。

若輸出電壓可以藉由升降壓轉換器維持，則半橋諧振式電路之分析可以利用圖10A之第三等效電路來進行，其輸出變流器乃以一電流源來代表，而輸入之電流源則以升降壓轉換器之輸出電流I _L來表示。V _r之平均電壓即為高壓側電壓經變壓器反射低壓側之電壓： 若升降壓轉換器之輸出功率為P _o ，則I _L 可得為： 電路之工作波形如圖10B所示，電路之諧振乃由變壓器之漏感L _r與諧振電容C _r所形成，諧振頻率： 諧振槽阻抗： 由該第一開關S1、該第五開關SR1、及開關SR4導通時可得以下之狀態方程式：

自感電流I _m半週之電流之上升率為： 利用(17)式及(18)式求解可得：V _r (t)=Asinω _o t+Bcosω _o t+V _b (19)其中A及B為待求參數。(19)代入(17)可得：I _r (t)=I _L +ω _o C _r Bsinω _o t-ω _o C _r Acosω _o ^t (20)若開關要達到零電壓切換且其旁路之二極體要達到零電流導通，必需使I _r(0)=0，且(20)式中一開始之Ir必須往負值諧振，亦即B<0，因此：I _r (0)=I _L -ω _o C _r A=0 (21)由(21)式可得： 利用C _r之充放電需平衡可知，(22)式中V _r(t)半週之平均值等於V _b： 將(22)式及(23)式代入可得： 由(24)式可得B<0之條件為：f _s <f _o (25)亦即開關之切換頻率需低於諧振頻率。

以下，藉由圖11提供之一實施例，來驗證本發明半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路100之電路及控制方法的結果。如圖11所示，本發明之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路100於後級端串接一單相三線式變流器2000併接於市電，令單相三線輸出之負載為不平衡，其輸出端110Vac/110Vac/220Vac之負載分別為100W/500W/0W。如模擬圖12A~圖12D所示，當時間於0.15秒前市電併聯電流Isa及Isb均穩定，且直流側匯流排電壓Vd1及Vd2均穩定，當時間在0.15秒時於負載端併入不平衡負載，經過約0.02秒則併聯電流Isa及Isb趨於穩定，且負載電流ILa及ILb完全不受影響，其半橋升降壓轉換器之電感電流IL及控制電流ILc如圖12A~圖12D所示，因此本發明所提之電路確實可以進行雙向功率潮流控制， 且可以進行無接縫工作模式變化，亦可同時補償不平衡負載之電流。本發明之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路100之電路及控制方法皆相當簡單且效率高，可解決了高升壓比、高輸出/入電壓變化及無接縫雙向功率潮流切換等問題。

綜上所述，本發明之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路藉由該半橋式升降壓轉換器，可達到較寬廣的輸入電壓範圍的功效；此外，藉由該諧振式直流轉直流轉換器，可達到控制雙向功率潮流方向的功效；再者，藉由該半橋式升降壓轉換器及該諧振式直流轉直流轉換器，可達到無須斷電即可即時操作的功效，從而能夠簡化電路設計。

上述之實施例僅為例示性說明本發明之特點及其功效，而非用於限制本發明之實質技術內容的範圍。任何熟習此技藝之人士均可在不違背本發明之精神及範疇下，對上述實施例進行修飾與變化。因此，本發明之權利保護範圍，應如後述之申請專利範圍所列。

Claims (9)

1. 一種半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，包含：一半橋式升降壓轉換器，該半橋式升降壓轉換器耦接於外部之一直流電源，該直流電源提供一穩定直流電壓，該半橋式升降壓轉換器包括：一第一電晶體，其汲極端耦接於該直流電源的正極輸出端；一第二電晶體，其源極端耦接於該直流電源的負極輸出端，該第一電晶體的源極端耦接於該第二電晶體的汲極端；一電感，其輸入端耦接於該第一電晶體的源極端與該第二電晶體的汲極端之間的一第一節點；及一第一電容，其輸入端耦接於該電感的輸出端，其輸出端耦接於該第二電晶體之源極端與該直流電源之負極輸出端之間的一第二節點；以及一諧振式直流轉直流轉換器，耦接於該半橋式升降壓轉換器，以作為該半橋式升降壓轉換器的後級電路，該諧振式直流轉直流轉換器包括一第一次側(first-order side)開關單元、一電壓轉換單元及一第二次側(second-order side)開關單元，該諧振式直流轉直流轉換器適用於在定頻模式下響應於該半橋式升降壓轉換器，並將該半橋式升降壓轉換器之輸入轉換為一感應電流輸出； 其中該第一次側開關單元包括一第一開關、一第二開關、一第三開關及一第四開關，該第一開關之汲極端耦接於該第一電容的正極與該電感的輸出端之間的一第三節點，該第二開關之源極端耦接於該第一電容的負極與該第二節點之間的一第四節點，該第一開關的源極端耦接於該第二開關的汲極端，該第三開關之汲極端耦接於該第三節點，該第四開關之源極端耦接於該第四節點，該第三開關的源極端耦接於該第四開關的汲極端。
2. 如請求項1所述之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，其中該第一次側開關單元係耦接於該半橋式升降壓轉換器，該電壓轉換單元係耦接於該第一側開關單元，該第二次側開關單元係耦接於該電壓轉換單元。
3. 如請求項1所述之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，其中該電壓轉換單元包括一第一線圈及一第二線圈，該第二線圈感應於流入該第一線圈之電流而對應產生一感應電壓，該第一線圈的匝數與該第二線圈的匝數不同。
4. 如請求項3所述之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，其中該第一線圈的第一端耦接於該第一開關的源極端與該第二開關的汲極端之間的一第五節點，該第一線圈的第二端耦接於該第三開關的源極端與該第四開關的汲極端之間的一第六節點。
5. 如請求項3所述之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，其中該第二次側開關單元包括一第五開關、一第六開關、一第二電容及一第三電容，該第五開關之源極端耦接於該第二線圈的第一端，該第六開關之汲極端耦接於該第二線圈的第一端，該第二電容耦接於該第二線圈的第二端，該第三電容耦接於該第二線圈的第二端，該第五開關、該第六開關、該第二電容及該第三電容調整並輸出該感應電壓。
6. 如請求項5所述之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，其中該第二次側開關單元更包括一電壓控制電流源，耦接於該第五開關之汲極端、該第六開關之源極端、該第二電容及該第三電容，並根據調整後的感應電壓輸出該感應電流。
7. 如請求項5所述之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，其中該第二線圈的第一端耦接於該第五開關的源極端與該第六開關的汲極端之間的一第七節點，該第二線圈的第二端耦接於該第二電容與該第三電容之間的一第八節點。
8. 如請求項1所述之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，其中該電感作為該諧振式直流轉直流轉換器之輸入電流源。
9. 如請求項1所述之半橋諧振式雙向直流轉直流轉換器電路，其中該半橋式升降壓轉換器的切換開關責任週期為50%。