TWI535175B - Load driving circuit and method thereof - Google Patents

Load driving circuit and method thereof Download PDF

Info

Publication number
TWI535175B
TWI535175B TW103113220A TW103113220A TWI535175B TW I535175 B TWI535175 B TW I535175B TW 103113220 A TW103113220 A TW 103113220A TW 103113220 A TW103113220 A TW 103113220A TW I535175 B TWI535175 B TW I535175B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
input
circuit
controllable switch
output
voltage
Prior art date
Application number
TW103113220A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201513549A (zh
Original Assignee
Silergy Semiconductor Technology Hangzhou Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Silergy Semiconductor Technology Hangzhou Ltd filed Critical Silergy Semiconductor Technology Hangzhou Ltd
Publication of TW201513549A publication Critical patent/TW201513549A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI535175B publication Critical patent/TWI535175B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/05—Capacitor coupled rectifiers
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/40—Control techniques providing energy savings, e.g. smart controller or presence detection

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Description

負載驅動電路及其方法
本發明係關於電子領域，尤其係關於一種負載驅動電路以及方法。
發光二極體(Lighting Emitting Diode，簡稱LED)作為照明電路負載的一種，以其節能、高效和低成本的特點，廣泛應用於景觀照明、路燈照明和電子產品背光照明等場合。
目前，一般LED驅動電源的設計是市電輸入，先將市電整流成直流，再對該直流進行升降壓變換，提供給負載LED所需要的直流。
圖1為採用現有技術的一種電容降壓LED驅動電路的原理方塊圖。利用阻抗限流的原理，交流電源Vac經過輸入電容Cin進行降壓，然後輸入至整流橋11。輸出電容Cout對整流橋11輸出的直流電壓進行濾波，濾波後的直流電壓作為輸出電壓輸入至負載LED燈。電阻R1與輸入電容Cin並聯，當關閉交流電源時，為輸入電容Cin提供電荷釋放回路。
但是在進行本發明研究過程中，發明人發現現有技術至少存在如下問題：採用圖1所示的現有技術的電容降壓LED驅動電路，輸出電流即LED驅動電流會隨著輸入電容Cin，交流電源Vac有很大的變化，造成LED燈的亮度穩定性很差；另一方面，由於LED驅動電流與輸入電容Cin的數值相關，而電容Cin經過使用損耗其電容值逐漸變小，因此，隨著輸入電容Cin的電容值的減小，LED驅動電流也會隨之減小，造成LED燈的亮度減弱；再一方面，現有的電容降壓LED驅動電路的設計方案，當負載增大時將導致輸出電壓的顯著降低，影響了負載LED燈工作的穩定性。當交流電源發生過壓時，可能會導致輸出電容Cout的***；又一反面，由於沒有突波限制，輸出短路保護以及輸出開路保護等保護方案，現有的電容降壓LED驅動電路存在諸多安全問題。
本發明實施例目的之一在於：提供一種負載驅動方法，應用該技術方案有利於提高負載電路的穩定性。
本發明實施例目的之二在於：提供一種負載驅動電路，應用該技術方案有利於提高負載電路的穩定性。
本發明實施例提供的一種負載驅動方法，包括： 即時監測輸入至整流橋電路的交流輸入；根據當前的所述交流輸入，控制第一可控開關、第二可控開關導通：當所述交流輸入處於第一狀態時，關閉所述第一可控開關，導通所述第二可控開關，所述交流輸入經過由第一二極體以及所述第二可控開關構成的第一整流電路向所述負載電路、以及與所述負載電路並聯的輸出電容供電，所述第一狀態為：所述交流輸入處於正半周且當前所述交流輸入的電壓逐漸變大時，或者所述交流輸入電壓處於正半周且當前所述交流輸入的電壓逐漸變小且所述電壓大於或者等於預定的第一閾值時；當所述交流輸入處於第二狀態時，導通所述第一可控開關、以及第二可控開關，所述輸出電容向所述負載電路供電，所述第二狀態為：所述交流輸入處於正半周且當前所述交流輸入的電壓逐漸變小且小於所述第一閾值時；當所述交流輸入處於第三狀態時，導通所述第一可控開關、關閉所述第二可控開關，所述交流輸入經過第二二極體以及所述第一可控開關構成的第二整流電路向所述負載電路以及所述輸出電容供電，所述第三狀態為：所述交流輸入處於負半周且當前所述交流輸入的電壓的絕對值逐漸變大，或者所述交流輸入處於負半周且當前所述電壓的絕對值逐漸變小且大於或等於所述第一閾值時； 當所述交流輸入處於第四狀態時，導通所述第一可控開關、以及第二可控開關，所述輸出電容向所述負載電路供電，所述第四狀態為：所述交流輸入處於負半周且當前所述交流輸入電壓的絕對值逐漸變小且小於所述第一閾值時；所述整流橋電路由所述第一整流電路、第二整流電路橋接構成，所述第一整流電路由第一二極體以及所述第二可控開關構成，所述第一二極體的正極與所述交流輸入的正極連接，負極與所述輸出電容的第一端部連接，所述第二可控開關的第一端部與所述交流輸入的負極連接，第二端部與所述輸出電容的第二端部連接；所述第二整流電路由第二二極體以及第一可控開關構成，所述第二二極體的正極與所述交流輸入的負極連接，負極與所述輸出電容的第一端部連接，所述第二可控開關的第一端部與所述交流輸入的正極連接，第二端部與所述輸出電容的第二端部連接。
可選地，還包括：當所述交流輸入處於所述第二狀態時，還包括：如果當前負載驅動電信號低於預定的期望驅動電信號時：維持所述第二可控開關導通，關閉所述第一可控開關，直到所述交流輸入進入所述第三狀態。
可選地，當所述交流輸入處於第四狀態時，還包括： 如果當前負載驅動電信號低於預定的期望驅動電信號時：維持所述第一可控開關導通，關閉所述第二可控開關，直到所述交流輸入進入所述第一狀態。
可選地，所述第一閾值預設為零伏特。
可選地，還包括：即時監測所述輸出電容兩端的輸出電壓，判定所述負載電路是否處於短路狀態，如果是，關閉所述第一可控開關、第二可控開關。
可選地，還包括：即時監測所述輸出電容兩端的輸出電壓，判定所述負載電路是否處於開路狀態，如果是，關閉所述第一可控開關、第二可控開關。
可選地，還包括：即時監測所述整流橋電路的所述交流輸入端，判定所述交流輸入是否處於過壓狀態，如果是，向連接在所述整流橋電路的整流輸出端與所述輸出電容之間的第四可控開關輸出關閉控制信號，關閉所述第四可控開關。
可選地，還包括：所述第一可控開關、和/或第二可控開關為：具有體二極體的金屬氧化物半導體場效應電晶體；當所述交流輸入處於所述第一狀態時，當所述交流輸入的負極的電壓的絕對值小於第一閾值時，導通所述第二可控開關；當所述交流輸入的負極的電壓的絕對值大於所 述第一閾值時，導通所述第二可控開關內的所述體二極體；所述交流輸入經過由第一二極體以及所述第二可控開關內的所述體二極體構成的整流電路向所述負載電路、以及與所述負載電路並聯的輸出電容供電，當所述交流輸入處於所述第三狀態時，當所述交流輸入的正極的電壓的絕對值小於所述第一閾值時，導通所述第一可控開關；當所述交流輸入的正極的電壓的絕對值大於所述第一閾值時，導通所述第一可控開關的所述內體二極體；所述交流輸入經過所述第二二極體以及所述第一可控開關的所述體二極體構成的整流電路向所述負載電路以及所述輸出電容供電。
本發明實施例提供的一種負載驅動電路，包括：輸入電容，所述輸入電容的一端連接至交流電源的正端，另一端連接至整流橋電路的一輸入端，所述整流橋的另一輸入端連接至所述交流電源的負端；所述整流橋電路，由第一整流電路、第二整流電路橋接構成，所述第一整流電路由第一二極體以及所述第二可控開關構成，所述第一二極體的正極與所述交流輸入的正極連接，負極與所述輸出電容的第一端部連接，所述第二可控開關的第一端部與所述交流輸入的負極連接，第二端部與所述輸出電容的第二端部連接；所述第二二極體的正極與所述交流輸入的負極連接，負極與所述輸出電容的第 一端部連接，所述第一可控開關的第一端部與所述交流輸入的正極連接，第二端部與所述輸出電容的第二端部連接；輸出電容，連接在所述整流橋電路的兩個輸出端之間，且與所述負載電路並聯；控制電路，輸入端與所述整流橋電路的交流輸入端連接，輸出端分別與所述第一可控開關、第二可控開關的控制端連接，用於根據輸入至所述整流橋電路的交流輸入，控制所述第一可控開關、第二可控開關導通以及關閉，當所述交流輸入處於第一狀態時，所述第一可控開關處於關閉狀態，所述第二可控開關處於導通狀態，所述交流輸入經過由第一二極體以及所述第二可控開關構成的第一整流電路向所述負載電路、以及與所述負載電路並聯的輸出電容供電，所述第一狀態為：所述交流輸入處於正半周且當前所述交流輸入的電壓逐漸變大時，或者所述交流輸入電壓處於正半周且當前所述交流輸入的電壓逐漸變小且所述電壓大於或者等於預定的第一閾值時；當所述交流輸入處於第二狀態時，所述第一可控開關、以及第二可控開關均處於導通狀態，所述輸出電容向所述負載電路供電，所述第二狀態為：所述交流輸入處於正半周且當前所述交流輸入的電壓逐漸變小且小於所述第一閾值時；當所述交流輸入處於第三狀態時，所述第一可控開關 處於導通狀態，所述第二可控開關處於關閉狀態，所述交流輸入經過第二二極體以及所述第一可控開關構成的第二整流電路向所述負載電路以及所述輸出電容供電，所述第三狀態為：所述交流輸入處於負半周且當前所述交流輸入的電壓的絕對值逐漸變大，或者所述交流輸入處於負半周且當前所述電壓的絕對值逐漸變小且大於或等於所述第一閾值時；當所述交流輸入處於第四狀態時，所述第一可控開關、以及第二可控開關均處於導通狀態，所述輸出電容向所述負載電路供電，所述第四狀態為：所述交流輸入處於負半周且當前所述交流輸入電壓的絕對值逐漸變小且小於所述第一閾值時。
可選地，還包括：所述控制電路包括：交流輸入判定電路，與所述整流橋電路的交流輸入端連接，用於判定當前所述交流輸入的狀態，第一閾值控制電路，與所述交流輸入端連接，用於根據所述交流輸入的電壓的絕對值與預定的第一閾值的比較結果，生成比較觸發信號，所述比較觸發信號標示當前所述交流輸入電壓的絕對值是否低於所述第一閾值；第一邏輯電路，輸入端分別與所述交流輸入判定電路、第一閾值控制電路連接，用於根據所述交流輸入的狀態以及所述比較觸發信號，控制所述第一可控開關、第二 可控開關導通以及關閉。
可選地，還包括：負載驅動回饋電路，與所述負載電路連接，用於即時監測所述負載電路，確定當前負載驅動電信號；所述控制電路還包括：負載驅動回饋控制電路，與所述負載驅動回饋電路、以及所述第一邏輯電路分別連接，用於：當所述交流輸入處於所述第二狀態時，如果當前負載驅動電信號低於預定的期望驅動電信號時，向所述第一邏輯電路輸出中斷控制信號，以供所述第一邏輯電路根據所述中斷控制信號維持所述第二可控開關導通，關閉所述第一可控開關，直到所述交流輸入進入所述第三狀態；及/或，當所述交流輸入處於第四狀態時，如果當前負載驅動電信號低於所述期望驅動電信號時，向所述第一邏輯電路輸出中斷控制信號，以供所述第一邏輯電路根據所述中斷控制信號維持所述第一可控開關導通，關閉所述第二可控開關，直到所述交流輸入進入所述第一狀態。
可選地，所述第一邏輯電路包括：觸發器，置位端與所述第一閾值控制電路的輸出端連接，接收所述比較觸發信號，重定端與所述負載驅動回饋控制電路的輸出端連接接收所述中斷控制信號，輸出端與邏輯子電路的第二輸入端連接，用於根據所述置位元端、以及所述復位端的觸發，向所述邏輯子電路輸出觸發信 號；所述邏輯子電路，第一輸入端與所述交流輸入判定電路的輸出端連接，輸出端分別與所述第一可控開關、第二可控開關連接，用於根據所述交流輸入的狀態、以及所述觸發器的輸出，控制第一可控開關、第二可控開關導通以及關閉。
可選地，所述負載驅動回饋控制電路包括：斜坡產生電路，與所述觸發器的反相輸出端連接，用於當所述交流輸入處於所述第二狀態或者第四狀態時，根據所述反相輸出端的輸出信號的觸發導通第三可控開關，外部直流電流通過所述第三可控開關對充電電容充電，所述充電電容向第四比較器的第一輸入端輸出斜坡電壓；補償信號產生電路，輸入端與所述負載驅動回饋電路的輸出端連接，用於根據當前所述負載驅動回饋信號與預定的期望電壓之間的誤差值，生成補償電壓，第四比較器，第一輸入端、第二輸入端分別與所述斜坡產生電路、補償信號產生電路的輸出端連接，輸出端與所述觸發器的復位端連接，用於比較所述斜坡電壓、補償電壓，向所述觸發器輸入所述中斷控制信號。
可選地，所述第一閾值預設為零伏特。
可選地，還包括：短路保護電路，輸入端與所述輸出電容的兩端連接，用於比較所述輸出電容兩端的輸出電壓與預定的電壓下限，當所述壓控電壓低於所述電壓下限時，輸出短路保護 信號，第一與閘電路，第一輸入端與所述短路保護電路的輸出端連接，第二輸入端與所述第一閾值控制電路的輸出端連接，輸出端與所述觸發器的置位端連接，用於對所述短路保護信號以及所述比較觸發信號與邏輯運算，向所述觸發器的置位元端輸出第二邏輯電位信號。
可選地，還包括：開路保護電路，輸入端與所述輸出電容的兩端連接，用於比較所述輸出電容兩端的輸出電壓與預定的輸出電壓上限，當所述輸出電壓高於所述輸出電壓上限時，輸出開路保護信號，第二與閘電路，第一輸入端與所述開路保護電路的輸出端連接，第二輸入端與所述負載驅動回饋控制電路的輸出端連接，輸出端與所述觸發器的復位端連接，用於對所述開路保護信號以及所述中斷控制信號進行與邏輯運算，向所述觸發器的重定端輸出第三邏輯電位信號。
可選地，還包括：輸入過壓保護電路，所述輸入過壓保護電路包括：第四可控開關，連接在所述整流橋電路的整流輸出端與所述輸出電容之間；第五比較器，第一輸入端與所述交流輸入端連接，第二輸入端接收預定的輸入電壓上限，用於當所述交流輸入的電壓絕對值大於所述輸入電壓上限時，向所述第四可控開關輸出切斷控制信號，以關閉所述第四可控開關。
可選地，所述第一可控開關、和/或第二可控開關為：具有體二極體的金氧半場效電晶體。
可選地，所述控制電路包括：第一閾值控制電路，與所述交流輸入端連接，用於根據所述交流輸入的電壓的絕對值與預定的第一閾值的比較結果，生成比較觸發信號，所述比較觸發信號標示當前所述交流輸入電壓的絕對值是否低於所述第一閾值；觸發器，置位端與所述第一閾值控制電路的輸出端連接，接收所述比較觸發信號，輸出端與第二邏輯電路的第二輸入端連接，用於根據所述置位元端的觸發，向所述邏輯子電路輸出觸發信號；第二邏輯電路，所述第二邏輯電路包括：第三或閘電路，兩輸入端分別接收所述觸發信號、以及所述交流輸入的所述第二端部與所述第一閾值的比較結果，輸出端的輸出信號用以控制所述第二可控開關的導通以及關斷；第四或閘電路，兩輸入端分別接收所述觸發信號、以及所述交流輸入的所述第一端部與所述第一閾值的比較結果，輸出端的輸出信號用以控制所述第一可控開關的導通以及關閉。
由上可見，應用本實施例技術方案，由於本實施例的整流橋電路301的第一整流電路、第二整流電路均通過開關(第一可控開關Q1、第二可控開關Q2)與負載電路302的負載連接，應用本實施例技術方案實現對負載電路 302的驅動時，在交流輸入VAB的整個週期，第一可控開關Q1、第二可控開關Q2的至少其中之一導通或者全部導通，因此，可以確保輸入輸出共地，避免輸入、輸出浮地問題，有利於避免現有技術中由於輸入輸出浮地而導致的系統穩定性差可靠性差的問題，應用本實施例技術方案有利於提高系統的安全性以及穩定性，避免開關損耗。
D1‧‧‧二極體
D2‧‧‧二極體
D3‧‧‧二極體
D4‧‧‧二極體
Q1‧‧‧第一可控開關
Q2‧‧‧第二可控開關
301‧‧‧整流橋電路
302‧‧‧負載電路
303‧‧‧交流輸入判定電路
304‧‧‧第一閾值控制電路
3051‧‧‧觸發器
3052‧‧‧邏輯子電路
1102‧‧‧單脈衝產生電路
1103‧‧‧運算電路
306‧‧‧負載驅動回饋電路
307‧‧‧負載驅動回饋控制電路
3071‧‧‧斜坡產生電路
3072‧‧‧補償信號產生電路
1001‧‧‧控制電路
1401‧‧‧短路保護電路
1403‧‧‧開路保護電路
1801‧‧‧第二邏輯電路
1803‧‧‧第三或閘電路
1804‧‧‧第四或閘電路
圖1為現有技術的負載驅動電路原理示意圖；圖2為本發明實施例1提供的負載驅動方法流程示意圖；圖3為本發明實施例1、2、3提供的負載驅動電路原理示意圖；圖4為本發明實施例1、2、3提供的負載驅動電路工作波形示意圖；圖5為本發明實施例1、2、3提供的負載驅動電路處於第一狀態時的電路回路示意圖；圖6為本發明實施例1、2、3提供的負載驅動電路處於第二狀態時的回路示意圖；圖7為本發明實施例1、2、3提供的負載驅動電路處於第三狀態時的回路示意圖；圖8為本發明實施例1、2、3提供的負載驅動電路處於第四狀態時的回路示意圖；圖9為本發明實施例2提供的負載驅動方法流程示意 圖；圖10為本發明實施例3提供的負載驅動電路結構示意圖；圖11為本發明實施例4提供的交流輸入判定電路303的電路實施原理圖；圖12為本發明實施例4提供的第一閾值控制電路304的一種電路實施原理圖；圖13為本發明實施例4提供的邏輯子電路3052的電路實現原理示意圖；圖14為本發明實施例4提供的另一負載驅動電路原理示意圖；圖15為本發明實施例4中圖14提供的負載驅動電路中過壓保護電路1405中的第五比較器COMP5的電路原理示意圖；圖16為本發明實施例4中提供的採用具有體二極體的MOSFET的驅動短路時，當電路處於第一狀態時的電路回路示意圖；圖17為本發明實施例4中提供的採用具有體二極體的MOSFET的驅動短路時，當電路處於第三狀態時的電路回路示意圖；圖18為本發明實施例4中提供的第二邏輯電路1801電路原理示意圖。
下面將結合附圖以及具體實施例來詳細說明本發明，在此本發明的示意性實施例以及說明用來解釋本發明，但並不作為對本發明的限定。
實施例1：
圖2為本實施例提供的一種負載驅動方法的流程示意圖。在本實施中的負載可以為LED電路也可以為其他的負載。
參見圖3所示，本實施例提供的負載驅動方法主要是利用本實施例提供的整流橋電路301將外部輸入的交流電流轉換為直流電流，然後向負載電路302供電。其中，本實施例的整流橋電路301由相互橋接的第一整流電路、第二整流電路構成，第一整流電路由相互串聯的第一二極體D1以及所述第二可控開關Q2構成，第二整流電路由相互串聯的第二二極體D2以及第一可控開關Q1構成。在整流橋電路301的輸入端串聯有輸入電容，在整流橋輸出端處與負載電路302並聯連接有輸出電容Cout。
參見圖3所示，該整流橋電路301的連接關係如下：第一二極體D1的正極與交流輸入端的正極即第一端部、以及與第一可控開關Q1的第一端部在電路中的A點共同連接，第一二極體D1的負極與第二二極體D2的負極、以及與輸出電容Cout的一端部以及與負載電路302的正極連接；第二二極體D2的正極與交流輸入端的負極即第二端部、以及與第二可控開關Q2的第一端部在電路 的B點共同連接，第一可控開關Q1的第二端部、以及第二可控開關Q2的第二端部、以及輸出電容Cout的另一端部與負載電路302的負極共同連接。輸出電容Cout連接在整流橋電路301的輸出端，與負載電路302並聯連接。
本實施例的整流橋電路301與現有技術圖1的整流橋電路301所不同之處主要在於：本實施例採用第一可控開關Q1、第二可控開關Q2替換了圖1所示現有技術整流橋電路301的兩下二極體D3、D4。並且本實施例根據輸入至整流橋電路301的交流輸入VAB，對第一可控開關Q1、第二可控開關Q2進行控制，實現對負載電路302的驅動以及驅動控制，具體控制流程參見下文的詳細描述。
參見圖2所示，本實施例負載驅動方法主要包括以下步驟：
步驟201：即時監測輸入至整流橋電路的交流輸入。
在本步驟中可以對圖3中的A點、B點的電勢進行即時監測，獲取A點、B點的電勢而確定輸入至整流橋電路301的交流輸入VAB的電壓。
步驟202：根據當前的交流輸入，控制第一可控開關、第二可控開關導通。
本實施例的具體控制流程如下：根據輸入至整流橋電路301的交流輸入VAB確定當前交流輸入VAB的狀態，根據其狀態實現對第一可控開關Q1、第二可控開關Q2的導通以及關閉的控制，控制方法如下： 如果當前的交流輸入VAB處於第一狀態(具體是，當前交流輸入VAB處於正半周且當前交流輸入VAB的電壓逐漸變大時，或者當前交流輸入VAB電壓處於正半周且當前交流輸入VAB的電壓逐漸變小但大於或者等於預定的第一閾值時)，關閉第一可控開關Q1，導通第二可控開關Q2，此時，整流橋電路301中由第一二極體D1以及第二可控開關Q2構成的第一整流電路導通，輸入至整流橋電路301的交流輸入VAB信號經過第一整流電路向負載、以及與負載並聯的輸出電容Cout供電。
在本實施例中可以但不限於將該第一閾值設定為理想值的0V電壓，或者略大於0V的電壓值。
當當前交流輸入VAB處於第二狀態(具體是交流輸入VAB處於正半周且當前所述交流輸入VAB的電壓逐漸變小且小於所述第一閾值時)，導通第一可控開關Q1、以及第二可控開關Q2。此時：第一整流電路、第二整流電路均不導通，第一可控開關Q1、第二可控開關Q2在輸入端形成回路，輸出電容Cout與負載電路302形成回路，輸出電容Cout處於放電狀態，向所述負載供電。
當所述交流輸入VAB處於第三狀態(具體是：當前交流輸入VAB處於負半周且當前交流輸入VAB電壓的絕對值逐漸變大，或者當前交流處於負半周且當前交流輸入VAB的絕對值逐漸變小但大於或等於第一閾值時)，導通第一可控開關Q1、關閉所述第二可控開關Q2，此時第二二極體D2以及第一可控開關Q1構成的第二整流電路 處於導通狀態，交流輸入VAB經過第二整流電路向負載以及與負載並聯的輸出電容Cout供電。
當當前交流輸入VAB處於第四狀態(具體是：當前交流輸入VAB處於負半周且當前交流輸入VAB電壓的絕對值逐漸變小，且小於第一閾值時)，導通第一可控開關Q1、以及第二可控開關Q2。此時：第一整流電路、第二整流電路均不導通，第一可控開關Q1、第二可控開關Q2在輸入端形成回路，輸出電容Cout與負載電路302形成回路，輸出電容Cout處於放電狀態，向負載供電。
進一步結合電路波形分析如下，在本實施例中，設輸入至整流橋電路301的交流輸入為VAB；第一閾值記為Vth1；用於控制第一可控開關Q1信號為VG1，VG1為高電位信號時，第一可控開關Q1信號處於導通狀態；用於控制第二可控開關Q2信號為VG2，當VG2為高電位信號時，第二可控開關Q2信號處於導通狀態。參見圖4所示的工作波形，其中VG1、VG2分別為輸入至第一可控開關Q1、第二可控開關Q2的控制信號，Vac為外部輸入的交流信號；VAB為輸入至本實施例整流橋電路301的交流輸入信號，Vcin為輸入電容Cin兩端的電壓信號，Id1、Id2分別為流過第一整流電路、第二整流電路的電流信號、Vsense為檢測電阻Rsense的電壓信號。比對圖4的工作波形圖可見：當VAB從負半周進入正半周，從電壓VAB的上升階段T0-T1直到交流輸入VAB電壓到達峰值後下降降到當 前電壓等於預定的第一閾值Vth1為止(T1-T2)，即波形圖中的時段T0-T2階段，此時電路處於第一狀態，對電路執行第一狀態控制，此時輸出的VG1為低電位，輸出的VG2為高電位，即控制第一可控開關Q1關閉，第二可控開關Q2導通，此時的電路回路參見圖5所示。
當VAB在正半周的電壓下降階段，且VAB處於以下範圍：0<VAB<Vth1時，即波形圖4中的時段T2-T3，此時電路處於第二狀態，對電路執行第二狀態控制，此時輸出VG1為高電位，輸出VG2為高電位，此時的電路回路參見圖6所示。
當VAB從正半周進入負半周，在電壓絕對值|VAB|的上升階段(T3-T4)直到|VAB|到達峰值後下降到|VAB|=Vth(T4-T5)，即T3-T5階段：此時電路處於第三狀態，對電路執行第三狀態控制：輸出VG1為高電位，輸出VG2為低電位，此時的電路回路參見圖7所示。
當VAB在負半周|VAB|下降的過程中，0<|VAB|<Vth時，即即T5-T6階段，此時電路處於第四狀態，對電路執行第四狀態控制：輸出VG1為高電位，輸出VG2為高電位，此時的電路回路參見圖8所示。
由上可見，應用本實施例技術方案，由於本實施例的整流橋電路301的第一整流電路、第二整流電路均通過開關(第一可控開關Q1、第二可控開關Q2)與負載電路302的負載連接，應用本實施例技術方案實現對負載電路302的驅動時，在交流輸入VAB的整個週期，第一可控 開關Q1、第二可控開關Q2的至少其中之一導通或者全部導通，因此，可以確保輸入輸出共地，避免輸入、輸出浮地問題，有利於避免現有技術中由於輸入輸出浮地而導致的系統穩定性差可靠性差的問題，應用本實施例技術方案有利於提高系統的安全性以及穩定性，避免開關損耗。
另外，在本實施例中，還可以在進行負載驅動控制的過程中，即時監測輸出電容Cout兩端的輸出電壓Vout，根據當前的輸出電壓Vout與預定的電壓下限的比較結果，判定當前負載電路是否處於短路狀態，如果小於該電壓下限，則確定負載電路為短路狀態，否則非短路狀態。一旦負載電路處於短路狀態時，關閉第一可控開關、第二可控開關，以中斷整流橋電路的工作，使其停止整流輸出。進一步的電路實現參見圖13以及相應說明書內容的記載。
另外，在本實施例中，還可以在進行負載驅動控制的過程中，即時監測輸出電容Cout兩端的輸出電壓Vout，根據當前的輸出電壓Vout與預定的電壓上限的比較結果，判定當前負載電路是否處於開路狀態，如果大於該電壓下限，則確定為負載電路處於開路狀態，否則非開路狀態。一旦負載電路處於開路狀態時，關閉第一可控開關、第二可控開關，以中斷整流橋電路的工作，使停止整流輸出，減少損耗。進一步的電路實現參見圖13以及相應說明書內容的記載。
另外，在本實施例中，還可以在進行負載驅動控制的 過程中，即時監測輸入至整流橋電路的交流輸入VAB，根據當前的交流輸入VAB的絕對值與預定的輸入電壓上限的比較結果，判定當前輸入至整流橋電路的交流輸入是否處於過壓狀態，如果大於該輸入電壓上限，則確定為輸入過壓狀態，否則輸入非過壓狀態。一旦處於輸入過壓狀態時，關閉第一可控開關、第二可控開關，以中斷整流橋電路的工作，使停止整流輸出，避免電子元件的損耗。進一步的電路實現參見圖13以及相應說明書內容的記載。
實施例2：
圖9為本實施例提供的一種負載電路驅動方法的流程示意圖，參見圖9所示，本實施例方法主要包括以下流程：
步驟901：即時監控輸入至整流橋電路的交流輸入。
即時監控輸入至整流橋電路301的交流輸入VAB。
本步驟與實施例1步驟201相同。
步驟902：即時監測負載電路，確定當前負載驅動電信號。
在本實施例中可以但不限於採樣與所述負載串聯的檢測電阻Rsense，通過採樣獲取所述檢測電阻Rsense的電壓而獲取當前負載驅動回饋電壓信號Vsense，然後根據負載驅動回饋電壓信號Vsense以及該檢測電阻Rsense的阻抗，而將負載驅動回饋電壓信號Vsense確定為當前負載驅動電信號參數，對應的期望驅動電信號為電壓下限信 號；當然還可以但不限於檢測流過檢測電阻Rsense的電流而將負載電流作為當前負載驅動電信號參數，對應的期望驅動電信號為電流下限信號，在此不作贅述。
其具體電路實施可以但不限於參見圖3中的負載驅動回饋電路306。
步驟903：根據當前的交流輸入、以及當前負載驅動電信號，控制第一可控開關、第二可控開關導通。
本步驟與實施例1的步驟202所不同之處在於：在本實施例中進一步引入了當前負載驅動電信號作為驅動控制的控制因數，進而實現對負載電路302驅動的更有效控制，具體如下：當當前交流輸入VAB處於第一狀態時，其控制與實施例1相同；當當前交流輸入VAB處於第二狀態時，在進入第二狀態按照實施例1中所述的控制外，本實施例還進一步根據監測獲得的當前負載驅動電信號實現該中斷控制，一旦在當前負載驅動電信號低於預定的期望驅動電信號時，切換第一可控開關Q1、第二可控開關Q2的導通狀態，使其切換到以下狀態：關閉所述第一可控開關Q1使其不導通，維持所述第二可控開關Q2導通狀態，直到進入第三狀態控制；當當前交流輸入VAB處於第三狀態時，其控制與實施例1相同；當當前交流輸入VAB處於第四狀態時，在進入第四 狀態按照實施例1中所述的控制外，本實施例還進一步根據監測獲得的當前負載驅動電信號實現該中斷控制，一旦當前流過負載的負載驅動電信號低於預定的期望驅動電信號時，切換第一可控開關Q1、第二可控開關Q2的導通狀態，使其切換到以下狀態：維持第一可控開關Q1導通，關閉所述第二可控開關Q2，直到進入第一狀態控制。
具體對應到圖4所示的波形具體是：在時段T2-T3過程中，本實施例還進一步根據負載驅動電信號執行驅動控制，一旦在當前流過負載驅動電信號低於預定的期望驅動電信號時，將第一可控開關Q1、第二可控開關Q2切換到以下狀態：關閉所述第一可控開關Q1使其不導通，維持所述第二可控開關Q2導通狀態，此時的電路回路參見圖5所示。在本階段採用該根據負載電路302的監控對第一可控開關Q1、第二可控開關Q2進行中斷控制，可以在當圖6所示的輸出電容Cout放電已不滿足當前電流需要時，採用外部電流供電，以確保負載驅動電信號滿足當前的需要，有利於進一步提高負載的工作穩定性，按照第三狀態控制執行對電路的驅動控制，直到進入第三狀態控制停止上述的控制策略進入第三狀態控制。
在時段T5-T6過程中，還可以但不限於進一步執行對負載驅動電信號的控制，一旦在當前流過負載驅動電信號低於預定的期望驅動電信號時，將第一可控開關Q1、第二可控開關Q2切換到以下狀態：輸出VG1為高電位， VG2為低電位，從而維持使第一可控開關Q1導通，關閉第二可控開關Q2使其不導通，此時的電路回路參見圖7所示，在本階段採用該根據負載電路302的監控對第一可控開關Q1、第二可控開關Q2進行中斷控制，可以在當圖7所示的輸出電容Cout放電已不滿足當前電流需要時，採用外部電流供電，以確保負載驅動電信號滿足當前的需要，有利於進一步提高負載的工作穩定性，直到電路進入第一狀態控制停止上述的控制策略進入第一狀態控制。
實施例3：
圖10為本實施例提供的一種負載驅動電路結構示意圖。參見圖示，該驅動電路主要包括：輸入電容Cin、整流橋電路301、控制電路1001、以及輸出電容Cout。
其中，整流橋電路301的具體結構參見圖3所示。
輸入電容Cin的一端連接至交流電源Vac的正端，另一端連接至整流橋電路301的一輸入端A端，整流橋的另一輸入端B端連接至交流電源Vac的負端。
整流橋電路301由第一整流電路、第二整流電路構成。第一整流電路由第一二極體D1以及第二可控開關Q2構成。第二整流電路由第二二極體D2以及第一可控開關Q1構成，第一二極體D1的正極與交流輸入的正極在A點連接，負極與輸出電容Cout的第一端部連接，第二可控開關Q2的第一端部與交流輸入的負極在B點連接，第二端部與輸出電容Cout的第二端部連接； 第二二極體D2的正極與交流輸入的負極在B點連接，負極與輸出電容Cout的第一端部連接，第一可控開關Q1的第一端部與交流輸入的正極在A點連接，第二端部與輸出電容Cout的第二端部連接。
輸出電容Cout連接在整流橋電路301的輸出的兩個輸出端之間，且與負載電路302並聯。
控制電路1001的輸入端與整流橋電路301的交流輸入端連接，輸出端分別與第一可控開關Q1、第二可控開關Q2連接，用於根據輸入至整流橋電路301的交流輸入VAB，控制所述第一可控開關Q1、第二可控開關Q2導通，其具體的控制具體參見實施例1中步驟202的相應描述。
由上可見，應用本實施例技術方案，由於本實施例的整流橋電路301的第一整流電路、第二整流電路均通過開關(第一可控開關Q1、第二可控開關Q2)與負載電路302的負載連接，應用本實施例技術方案實現對負載電路302的驅動時，在交流輸入VAB的整個週期，第一可控開關Q1、第二可控開關Q2的至少其中之一導通或者全部導通，因此，可以確保輸入輸出共地，避免輸入、輸出浮地問題，有利於避免現有技術中由於輸入輸出浮地而導致的系統穩定性差與可靠性差的問題，應用本實施例技術方案有利於提高系統的安全性以及穩定性。
實施例4：
圖3為本實施例提供的一種負載驅動電路的電路原理示意圖，參見圖3所示，本實施例的控制電路1001可以但不限於主要包括：交流輸入判定電路303、第一閾值控制電路304、第一邏輯電路305。
其中，交流輸入判定電路303與整流橋電路301的交流輸入端連接，用於判定當前交流輸入VAB的狀態，該狀態包括其是處於正半周還是負半周以及當前是處於上升階段還是下降階段，將判定結果通過電位信號發送給第一邏輯電路305。
參見圖11所示，本實施例提供了一種交流輸入判定電路303的電路實施原理圖，參見圖示，本交流輸入判定電路303包括：第一比較器COMP1，第一比較器COMP1的第一輸入端、第二輸入端分別與整流橋電路301的交流輸入的兩端A、B點分別連接，第一比較器COMP1用於比較第一輸入端A、第二輸入端B的輸入電位，向第一邏輯電路305輸出第一電位比較信號Vp，以供第一邏輯電路305根據第一比較結果Vp確定交流輸入VAB當前的狀態，確定當前交流輸入VAB當前處於正半周還是負半周。
在圖11中，譬如：第一比較器COMP1的同相輸入端接收電壓VA，反相輸入端接收電壓VB，當電壓VA大於電壓VB時，輸出信號Vp為高電位。對應到工作波形，即波形VAB。當VAB不小於零值時，可以看作交流電源在正半周；而當VAB小於零值時，可視為交流電源在負 半周。
第一閾值控制電路304，與整流橋電路301的交流輸入端連接，用於根據輸入至整流橋電路301的交流輸入VAB的絕對值與預定的第一閾值的比較結果，生成用於標示交流輸入的絕對值是否低於第一閾值的比較觸發信號。
參見圖12所示，本實施例提供了第一閾值控制電路304的一種電路實施原理圖，參見圖示，本第一閾值控制電路304包括：壓控電壓源、第二比較器COMP2、第三比較器COMP3、反或閘電路1101以及單脈衝產生電路1102。其電路連接結構以及工作原理如下：壓控電壓源VS的兩輸入端分別與整流橋電路301的兩交流輸入端連接，接收電壓VA和電壓VB，壓控電壓源VS接收兩交流輸入端的輸入電位，輸出表示了電壓VA和電壓VB的差值的壓控電壓Vk；第二比較器COMP2的正相輸入端與壓控電壓源的輸出端連接，反相輸入端接收第一閾值Vth1，第二比較器COMP2比較壓控電壓Vk與第一閾值Vth1，輸出第一閾值比較結果。
第三比較器COMP3的正相輸入端接收所述第一閾值Vth1，反相輸入端與壓控電壓源VS的輸出端連接，用於比較壓控電壓Vk與第一閾值Vth1，輸出第二閾值比較結果。
反或閘電路1101的兩輸入端分別與第二比較器 COMP2、第三比較器COMP3連接，反或閘電路1101對所述第一閾值比較結果、第二閾值比較結果進行或非邏輯運算，輸出邏輯電位信號。
其中可以將壓控電壓源VS、第二比較器COMP2、第三比較器COMP3、反或閘電路1101組成的電路作為圖3中的運算電路1103。
單脈衝產生電路1102的輸入端IN與反或閘電路1101的輸出端連接，用於根據邏輯電位信號在輸出端OUT輸出比較觸發信號。
譬如：設第一閾值被設為+2V。壓控電壓源VS的壓控電壓Vk通過第二比較器COMP2與正的電壓閾值進行比較，當壓控電壓Vk小於2V時，第二比較器COMP2的輸出信號為低電位。並且，壓控電壓Vk還通過第三比較器COMP3與負的電壓閾值進行比較，例如-2V，當壓控電壓Vk大於-2V時，第三比較器CMP3的輸出信號為低電位。反或閘電路1101接收第二比較器COMP2和第三比較器COMP3的輸出信號，當第二比較器CMP2和第三比較器COMP2的輸出信號均為低電位時，反或閘電路1101輸出高電位；單脈衝產生電路1102的輸入端IN接收反或閘電路1101的輸出信號，當反或閘電路1101的輸出信號為高電位時，在單脈衝產生電路1102的輸出端OUT的輸出信號Vtrig變為高電位。
第一邏輯電路305，輸入端分別與交流輸入判定電路303、第一閾值控制電路304連接，用於根據輸入至整流 橋電路301的交流輸入VAB，分別向第一可控開關Q1、第二可控開關Q2輸出控制信號，控制所述第一可控開關Q1、第二可控開關Q2的導通或者關閉狀態。具體的根據當前電路的狀態對電路進行不同的控制的方法詳細參見實施例1中的相應描述。
參見圖3所示，本實施例提供的第一邏輯電路305主要包括觸發器3051以及邏輯子電路3052。其中， 觸發器3051的置位端S與第一閾值控制電路304的輸出端連接，觸發器3051根據置位元端S接收的比較觸發信號，在輸出端Q端向邏輯子電路3052輸出觸發信號；邏輯子電路3052的第一輸入端與交流輸入判定電路303的輸出端連接，第二輸入端與觸發器3051的輸出端Q連接，兩輸出端的輸出信號分別作為控制第一可控開關Q1和第二可控開關Q2的導通或者關閉狀態的控制信號VG1、VG2。具體的控制原理詳細但不限於參見實施例1的記載。
參見圖3所示，本實施例的控制電路1001還可以進一步包括：負載驅動回饋電路306，相應地，本實施例的控制電路1001還進一步包括負載驅動回饋控制電路307。
該負載驅動回饋電路306與負載電路302連接，用於即時監測負載電路302，確定當前流過負載電路302的驅動信號的電壓或者電流參數作為當前負載驅動電信號。
參見圖3所示，在本實施例的實施時該負載驅動回饋電路306可以但不限於採用以下技術方案實現：該負載驅動回饋電路306包括：與負載電路302串聯的檢測電阻Rsense、以及與檢測電阻Rsense並聯的電壓檢測電路，電壓檢測電路採樣獲取檢測電阻Rsense的電壓Vsense，檢測電阻Rsense的阻抗被認為不變，故該檢測電阻Rsense的電壓Vsense與流過檢測電阻Rsense的電流即流過負載電路302的電流ILED成正比，故可以根據檢測獲得的電壓Vsense表徵負載電流的大小，通過對電壓Vsense的監控實現對流過負載電路302的電流ILED的監控。
本實施例的負載驅動回饋控制電路307與負載驅動回饋電路306、以及第一邏輯電路305分別連接，以供第一邏輯電路305能進一步根據負載驅動電信號的狀態實現對第一可控開關Q1、第二可控開關Q2的控制，具體如下：當當前交流輸入VAB處於第二狀態時，第一可控開關Q1、以及第二可控開關Q2均處於導通狀態，即由輸出電容Cout向負載供電，如果當前負載電路302的電流低於預定的期望驅動電信號時，關閉第一可控開關Q1導通，維持第二可控開關Q2導通，即：使其返回第一狀態的工作狀態，直到第三狀態的到來。具體的進一步工作原理詳細參見實施例2中的相應描述。
當當前交流輸入VAB處於第四狀態時，在導通所述第一可控開關Q1、以及第二可控開關Q2，即輸出電容 Cout向負載供電之後，如果當前負載電路302的電流低於預定的期望驅動電信號時，關閉第二可控開關Q2，維持第一可控開關Q1，即：使其返回第三狀態的工作狀態，直到第一狀態的到來。具體的進一步工作原理詳細參見實施例2中的相應描述。
採用進一步結合負載驅動電信號實現對第一可控開關Q1、第二可控開關Q2進行控制的技術方案：可以在當輸出電容Cout放電已不滿足當前電流需要時，採用外部電流供電，以確保負載驅動電信號滿足當前的需要，有利於進一步提高負載的工作穩定性。
參見圖3所示，當第一邏輯電路305由觸發器3051以及邏輯子電路3052構成時，可以使觸發器3051的反相輸出端與負載驅動回饋控制電路307連接，以控制負載驅動回饋控制電路307的工作，使負載驅動回饋控制電路307的輸出端與觸發器3051的復位端R連接，以實現根據負載驅動電信號對第一可控開關Q1、第二可控開關Q2的進一步控制。此時，結合當前的所述交流輸入VAB以及負載驅動電信號，控制第一可控開關Q1、第二可控開關Q2導通的具體控制如下：在當前負載驅動電信號小於預定的期望驅動電信號時，負載驅動回饋控制電路307輸出一中斷控制信號。
當交流輸入VAB處於第一狀態時，關閉第一可控開關Q1，導通第二可控開關Q2，交流輸入VAB經過由第一二極體D1以及第二可控開關Q2構成的第一整流電路 向負載電路302、以及與所述負載電路302並聯的輸出電容Cout供電，直到進入第二狀態。
當交流輸入VAB處於所述第二狀態時，導通第一可控開關Q1、以及第二可控開關Q2，輸出電容Cout向負載電路302供電，直到收到負載驅動回饋控制電路307輸入的所述中斷控制信號為止。當收到負載驅動回饋控制電路307輸入的中斷控制信號時，執行以下的控制：根據中斷控制信號，維持用於控制第一可控開關Q1導通的控制信號VG1的輸出，以維持第一可控開關Q1導通；停止用於控制第二可控開關Q2導通的控制信號VG2的輸出，以關閉第二可控開關Q2，直到電路進入了第三狀態為止。
當交流輸入VAB處於所述第四狀態時，導通第一可控開關Q1、以及第二可控開關Q2，輸出電容Cout供電向所述負載電路302供電，直到收到所述負載驅動回饋控制電路307輸入的所述中斷控制信號為止。當收到負載驅動回饋控制電路307輸入的中斷控制信號時，執行以下的控制：根據收到的中斷控制信號維持用於控制第二可控開關Q2導通的導通控制信號VG2的輸出，以維持第二可控開關Q2導通；停止用於控制第一可控開關Q1導通的控制信號VG1的輸出，以關閉第一可控開關Q1，直到電路進入了第一狀態為止。
參見圖3所示，本實施例提供的負載驅動回饋控制電路307可以但不限於採用以下技術方案實現：負載驅動回饋控制電路307包括：斜坡產生電路 3071、補償信號產生電路3072、以及第四比較器COMP4。各部件的連接關係以及工作原理如下：
斜坡產生電路3071與觸發器3051的反相輸出端連接，用於當交流輸入VAB處於第二狀態或者第四狀態時，具體是，當交流輸入VAB處於第二狀態或者第四狀態時觸發器3051的輸出端Q輸出信號為高電位，則反相輸出端輸出低電位，斜坡產生電路3071的第三可控開關Q0被關閉，外部直流電流Io對充電電容Cchg充電，充電電容Cchg向第四比較器COMP4的第一輸入端輸出斜坡電壓Vramp。
補償信號產生電路3072，輸入端與負載驅動回饋電路306的輸出端連接，用於根據當前負載驅動回饋信號與預定的期望電壓Vref之間的誤差值，生成補償電壓Vcomp，在本實施例中，可以根據當前負載電路302的實際要求，設定期望電壓Vref的大小，使其滿足負載的期望驅動電流需求，確保負載電路302的正常穩定工作。
第四比較器COMP4的第一輸入端、第二輸入端分別與斜坡產生電路3071、補償信號產生電路3072的輸出端連接，輸出端與觸發器3051的復位端R連接，用於比較斜坡電壓Vramp、補償電壓Vcomp，當斜坡電壓Vramp上升到補償電壓Vcomp時向觸發器3051的復位端R輸入上述的高電位的中斷控制信號，觸發器3051被重定，輸出端Q的輸出信號變為低電位，輸出端的輸出信號為高電位，第三可控開關導通，斜坡電壓Vramp快速下降至 零，以在電路處於第二狀態或者第四狀態時實現根據負載驅動電信號實現對驅動電路的控制。
參見圖13所示，本實施例提供了圖3中所示的邏輯子電路3052的電路實現原理示意圖，參見圖示，該邏輯子電路3052包括：第一或閘電路1301、非閘電路1303、第二或閘電路1302。其中連接關係以及工作原理如下：
第一或閘電路1301的第一輸入端與所述觸發器3051的輸出端連接，接收觸發器3051的輸出端Q輸出的電位信號VQ，第一或閘電路1301的第二輸入端與交流輸入判定電路303的輸出端連接接收其輸出的電位信號Vp，輸出端的輸出信號作為控制信號VG2。當電位信號Vp為高電位，或者當電位信號VQ為高電位時，控制信號VG2為高電位，第二可控開關Q2導通。
非門電路1303，輸入端與交流輸入判定電路303的輸出端連接接收其輸出的電位信號Vp，輸出端與第二或閘電路1302的第一輸入端連接；第二或閘電路1302的第二輸入端與觸發器3051的輸出端Q連接，接收觸發器3051的輸出端Q輸出的電位信號VQ，輸出端的輸出信號作為控制信號VG1。當電位信號Vp為低電位，或者當電位信號VQ為高電位時，控制信號VG1為高電位，第一可控開關Q1導通。
另外，參見圖14所示，在本實施例中，還可以但不限於進一步包括：短路保護電路1401和第一與閘電路1402。第一與閘電路1402的第一輸入端與短路保護電路 1401的輸出端連接，第二輸入端與第一閾值控制電路304的輸出端連接，輸出端與觸發器3051的置位端連接。
其中，短路保護電路1401的輸入端接收輸出電容Cout兩端的輸出電壓Vout，用於比較輸出電壓Vout與預定的電壓下限，如果輸出電壓低於該預定的電壓下限，則向第一與閘電路1402的第一輸入端輸入短路保護信號。其中，可以根據負載電路302的驅動實際要求，設置該預定的電壓下限VL，確保在負載電路302短路時進行相應的控制停止輸出，以進行短路保護控制，提高電路的安全性。
當輸出電壓Vout小於第一電壓閾值VL時，判定負載電路302發生短路，短路保護電路1401向第一與門電路1402輸出低電位電壓。這樣通過短路保護電路1401和第一與門電路1402，即使第一閾值控制電路304的輸出信號為高電位，觸發器3051置位元端S的信號仍然為低電位電壓，觸發器3051不會被置位，輸出端Q的輸出信號為低電位。結合圖4所示的工作波形圖，即在時刻t2，第一可控開關Q1不會導通。
另外，參見圖14所示，在本實施例中，該控制電路1001還可以但不限於進一步包括：開路保護電路1403和第二與閘電路1404。第二與閘電路1404的第一輸入端與開路保護電路1403的輸出端連接，第二輸入端與負載驅動回饋控制電路307的輸出端連接，以接收負載驅動回饋控制電路307輸出的中斷控制信號，輸出端連接至觸發器 3051的復位端R。
開路保護電路1403接收輸出電容Cout兩端的輸出電壓Vout，開路保護電路1403比較輸出電壓Vout與預定的輸出電壓上限VH，如果輸出電壓Vout高於輸出電壓上限VH時，則判定負載電路302發生開路。開路保護電路1403的輸出信號變為低電位，並輸入至第二與閘電路1404。此時，即使負載驅動回饋控制電路307輸出的中斷控制信號為高電位，觸發器3051的重定端R的輸入信號仍然為低電位，觸發器3051不會被復位，觸發器3051的輸出端Q的輸出信號仍然為低電位。結合圖4所示的工作波形圖，在時刻t3，第一可控開關Q1不會被關閉，從而保證輸入側的能量不會傳遞至輸出電容Cout，防止輸出電容Cout能量過高而發生***。
另外，參見圖14、15所示，在本實施例中，還可以但不限於進一步包括：輸入過壓保護電路1405。
本實施例的輸入過壓保護電路1405包括：第四可控開關Q4、第五比較器COMP5。其中第四可控開關Q4連接在整流橋電路301的輸出端與輸出電容Cout之間，在本實施例中可以將第四可控開關Q4連接在在正輸出端或者負輸出端，圖14所示僅是以連接在負輸出端為例進行示意。
參見圖15所示，第五比較器COMP5的第一輸入端與整流橋電路301的交流輸入端連接，接收交流輸入VAB，第五比較器COMP5的第二輸入端接收預定的輸入 電壓上限，設為VGH，當整流橋電路301的交流輸入VAB大於輸入電壓上限VGH時，判定當前輸入過壓，第五比較器COMP5在輸出端向第四可控開關Q4輸出切斷控制信號VG4，以關閉第四可控開關Q4。譬如：當判定輸入過壓時，第五比較器COMP5的輸出低電位VG4，從而控制開關S3關閉，避免因輸出過壓而造成負載被損壞的風險，進一步提高負載電路302的安全性。
進一步的，作為本實施例的示意，在本實施例中還可以但不限於具有體二極體的金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，簡稱MOSFET)作為本實施例的第一可控開關Q1和/或第二可控開關Q2，從而進一步避免開關損耗，使在整流橋電路301的輸入端A點的電壓的絕對值小於一電壓閾值時，導通第一可控開關Q1，在B點的電壓的絕對值小於該電壓閾值時，導通第二可控開關Q2，從而實現開關的零電壓開通，以降低開關損耗。
當採用具有體二極體的MOSFET作為本實施例的第一可控開關Q1、第二可控開關Q2時，在第二狀態和第四狀態時，即|V A -V B |<V TH ，第一可控開關Q1和第二可控開關Q2的導通和關閉同前文描述。
應用本實施例採用具有體二極體的MOSFET的技術方案： 在第一狀態時，交流輸入在正半周，當B點的電壓的絕對值|V B |<V TH 時，才導通第二可控開關Q2，以實現第二可 控開關Q2的零電壓開通，降低開關的開通損耗。而在剩餘的時間區間內，B點的電壓的絕對值VB大於閾值VTH，此時，交流輸入通過第二可控開關Q2內的體二極體和第一二極體D1組成第一整流電路，向負載電路、以及與負載電路並聯的輸出電容Cout供電；其電路回路示意圖參見圖16所示。
結合圖4所示的工作波形，在第一狀態時，在時刻t0至時刻t2時間區間內，當A點的電壓小於一閾值，或者接近零值時，才導通第二可控開關Q2。由於A點的電壓較低，可以近似看作零電壓開通，以減小開關損耗。而剩餘的時間區間內，利用第二可控開關Q2的體二極體來實現整流功能。
類似的，在第三狀態時，交流輸入在負半周，當A點的電壓的絕對值|V A |<V TH 時，才導通第一可控開關Q1，以實現第一可控開關Q1的零電壓開通，降低開關的開通損耗。而在剩餘的時間區間內，A點的電壓的絕對值VA大於閾值VTH，此時，交流輸入通過第一可控開關Q1內的體二極體和第二二極體D2組成第一整流電路，向負載電路、以及與負載電路並聯的輸出電容Cout供電；其電路回路示意圖參見圖17所示。
結合圖4所示的工作波形，在時刻t3至時刻t5時間區間內，當A點的電壓小於閾值VTH時，或者接近零值時，才導通第一可控開關Q1。由於A點的電壓較低，可以近似看作零電壓開通，從而減小了開關損耗。而剩餘的 時間區間內，利用第一可控開關Q1的體二極體來實現整流功能。
進一步的，在本實施例的控制電路1001中，還可以但不限於還可以另一結構的控制電路，其與上述控制電路的區別主要在於，本控制電路可以不設置交流輸入判定電路303，本實施例的控制電路與上不同之處在於採用了由如圖18所示第三或閘電路1803、以及第四或閘電路1804構成的第二邏輯電路1801替換了上述的邏輯子電路3052。
其中第一閾值控制電路304與的電路結構以及工作原理與上述的相同。交流第一閾值控制電路304的輸入端接收交流輸入VAB，根據交流輸入的絕對值與預定的第一閾值的比較結果，生成比較觸發信號，比較觸發信號標示當前交流輸入的絕對值是否低於第一閾值。
觸發器3051，置位端與所述第一閾值控制電路304的輸出端連接，以接收比較觸發信號，輸出端與第二邏輯電路1801的第二輸入端連接，用於根據所述置位元端、的觸發，向所述邏輯子電路3052輸出觸發信號，並且還可以在重定端接收外部負載驅動回饋控制電路307的輸出，以便接收中斷控制信號進一步實現控制。
第二邏輯電路1801包括：第三或閘電路1803、第四或閘電路1804。第三或閘電路1803的一輸入端接收觸發器3051的輸出端Q的輸出信號VQ，另一輸入端接收B的電壓VB與閾值VTH的比較結果。電壓VB與閾值 VTH的比較可以通過比較器或者其他電路來實現，在此不再贅述。當輸出信號VQ為高電位，或者|V B |<V TH 時，第三或閘電路1803的輸出信號為高電位，從而第二可控開關Q2處於導通狀態。
第四或閘電路1804的一輸入端接收觸發器3051的輸出端Q的輸出信號VQ，另一輸入端接收A的電壓VA與閾值VTH的比較結果。當輸出信號VQ為高電位，或者|V A |<V TH 時，第四或閘電路1804的輸出信號為高電位，從而第一可控開關Q1處於導通狀態。其中的控制原理以及波形圖詳細參見圖4所示。
以上所述的實施方式，並不構成對該技術方案保護範圍的限定。任何在上述實施方式的精神和原則之內所作的修改、等同替換和改進等，均應包含在該技術方案的保護範圍之內。
301‧‧‧整流橋電路
302‧‧‧負載電路
1001‧‧‧控制電路

Claims (19)

  1. 一種負載驅動方法，其特徵是包括：即時監測輸入至整流橋電路的交流輸入；根據當前的該交流輸入，控制第一可控開關、第二可控開關導通：當該交流輸入處於第一狀態時，關閉該第一可控開關，導通該第二可控開關，該交流輸入經過由第一二極體以及該第二可控開關構成的第一整流電路向該負載電路、以及與該負載電路並聯的輸出電容供電，該第一狀態為：該交流輸入處於正半周且當前該交流輸入的電壓逐漸變大時，或者該交流輸入電壓處於正半周且當前該交流輸入的電壓逐漸變小且該電壓大於或者等於預定的第一閾值時；當該交流輸入處於第二狀態時，導通該第一可控開關、以及第二可控開關，該輸出電容向該負載電路供電，該第二狀態為：該交流輸入處於正半周且當前該交流輸入的電壓逐漸變小且小於該第一閾值時；當該交流輸入處於第三狀態時，導通該第一可控開關、關閉該第二可控開關，該交流輸入經過第二二極體以及該第一可控開關構成的第二整流電路向該負載電路以及該輸出電容供電，該第三狀態為：該交流輸入處於負半周且當前該交流輸入的電壓的絕對值逐漸變大，或者該交流輸入處於負半周且當前該電壓的絕對值逐漸變小且大於或等於該第一閾 值時；當該交流輸入處於第四狀態時，導通該第一可控開關、以及第二可控開關，該輸出電容向該負載電路供電，該第四狀態為：該交流輸入處於負半周且當前該交流輸入電壓的絕對值逐漸變小且小於該第一閾值時；該整流橋電路由該第一整流電路、第二整流電路橋接構成，該第一整流電路由第一二極體以及該第二可控開關構成，該第一二極體的正極與該交流輸入的正極連接，負極與該輸出電容的第一端部連接，該第二可控開關的第一端部與該交流輸入的負極連接，第二端部與該輸出電容的第二端部連接；該第二整流電路由第二二極體以及第一可控開關構成，該第二二極體的正極與該交流輸入的負極連接，負極與該輸出電容的第一端部連接，該第一可控開關的第一端部與該交流輸入的正極連接，第二端部與該輸出電容的第二端部連接。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述的負載驅動方法，其中，還包括：當該交流輸入處於該第二狀態時，還包括：如果當前負載驅動電信號低於預定的期望驅動電信號時：維持該第二可控開關導通，關閉該第一可控開關，直到該交流輸入進入該第三狀態。
  3. 根據申請專利範圍第1或2項所述的負載驅動方 法，其中，當該交流輸入處於第四狀態時，還包括：如果當前負載驅動電信號低於預定的期望驅動電信號時：維持該第一可控開關導通，關閉該第二可控開關，直至該交流輸入進入該第一狀態。
  4. 根據申請專利範圍第1至3項之任一項所述的負載驅動方法，其中，該第一閾值預設為零伏特。
  5. 根據申請專利範圍第1至3項之任一項所述的負載驅動方法，其中，還包括：即時監測該輸出電容兩端的輸出電壓，判定該負載電路是否處於短路狀態，如果是，關閉該第一可控開關、第二可控開關。
  6. 根據申請專利範圍第1至3項之任一項所述的負載驅動方法，其中，還包括：即時監測該輸出電容兩端的輸出電壓，判定該負載電路是否處於開路狀態，如果是，關閉該第一可控開關、第二可控開關。
  7. 根據申請專利範圍第1至3項之任一項所述的負載驅動方法，其中，還包括：即時監測該整流橋電路的該交流輸入端，判定該交流輸入是否處於過壓狀態，如果是，向連接在該整流橋電路的整流輸出端與該輸出電容之間的第四可控開關輸出關閉控制信號，關閉該第 四可控開關。
  8. 一種如申請專利範圍第1至3項之任一項所述的負載驅動方法，其中，還包括：該第一可控開關、和/或第二可控開關為：具有體二極體的金屬氧化物半導體場效應電晶體；當該交流輸入處於該第一狀態時，當該交流輸入的負極的電壓的絕對值小於第一閾值時，導通該第二可控開關；當該交流輸入的負極的電壓的絕對值大於該第一閾值時，導通該第二可控開關內的該體二極體；該交流輸入經過由第一二極體以及該第二可控開關內的該體二極體構成的整流電路向該負載電路、以及與該負載電路並聯的輸出電容供電，當該交流輸入處於該第三狀態時，當該交流輸入的正極的電壓的絕對值小於該第一閾值時，導通該第一可控開關；當該交流輸入的正極的電壓的絕對值大於該第一閾值時，導通該第一可控開關的該內體二極體；該交流輸入經過該第二二極體以及該第一可控開關的該體二極體構成的整流電路向該負載電路以及該輸出電容供電。
  9. 一種負載驅動電路，其特徵是，包括：輸入電容，該輸入電容的一端連接至交流電源的正端，另一端連接至整流橋電路的一輸入端，該整流橋的另一輸入端連接至該交流電源的負端；該整流橋電路，由第一整流電路、第二整流電路橋接 構成，該第一整流電路由第一二極體以及該第二可控開關構成，該第一二極體的正極與該交流輸入的正極連接，負極與該輸出電容的第一端部連接，該第二可控開關的第一端部與該交流輸入的負極連接，第二端部與該輸出電容的第二端部連接；該第二二極體的正極與該交流輸入的負極連接，負極與該輸出電容的第一端部連接，該第一可控開關的第一端部與該交流輸入的正極連接，第二端部與該輸出電容的第二端部連接；輸出電容，連接在該整流橋電路的兩個輸出端之間，且與該負載電路並聯；控制電路，輸入端與該整流橋電路的交流輸入端連接，輸出端分別與該第一可控開關、第二可控開關的控制端連接，用於根據輸入至該整流橋電路的交流輸入，控制該第一可控開關、第二可控開關導通以及關閉，當該交流輸入處於第一狀態時，該第一可控開關處於關閉狀態，該第二可控開關處於導通狀態，該交流輸入經過由第一二極體以及該第二可控開關構成的第一整流電路向該負載電路、以及與該負載電路並聯的輸出電容供電，該第一狀態為：該交流輸入處於正半周且當前該交流輸入的電壓逐漸變大時，或者該交流輸入電壓處於正半周且當前該交流輸入的電壓逐漸變小且該電壓大於或者等於預定的第一閾值時；當該交流輸入處於第二狀態時，該第一可控開關、以及第二可控開關均處於導通狀態，該輸出電容向該負載電 路供電，該第二狀態為：該交流輸入處於正半周且當前該交流輸入的電壓逐漸變小且小於該第一閾值時；當該交流輸入處於第三狀態時，該第一可控開關處於導通狀態，該第二可控開關處於關閉狀態，該交流輸入經過第二二極體以及該第一可控開關構成的第二整流電路向該負載電路以及該輸出電容供電，該第三狀態為：該交流輸入處於負半周且當前該交流輸入的電壓的絕對值逐漸變大，或者該交流輸入處於負半周且當前該電壓的絕對值逐漸變小且大於或等於該第一閾值時；當該交流輸入處於第四狀態時，該第一可控開關、以及第二可控開關均處於導通狀態，該輸出電容向該負載電路供電，該第四狀態為：該交流輸入處於負半周且當前該交流輸入電壓的絕對值逐漸變小且小於該第一閾值時。
  10. 根據申請專利範圍第9項所述的一種負載驅動電路，其中，還包括：所述控制電路包括：交流輸入判定電路，與所述整流橋電路的交流輸入端連接，用於判定當前所述交流輸入的狀態，第一閾值控制電路，與所述交流輸入端連接，用於根據所述交流輸入的電壓的絕對值與預定的第一閾值的比較結果，生成比較觸發信號，所述比較觸發信號標示當前所 述交流輸入電壓的絕對值是否低於所述第一閾值；第一邏輯電路，輸入端分別與所述交流輸入判定電路、第一閾值控制電路連接，用於根據所述交流輸入的狀態以及所述比較觸發信號，控制所述第一可控開關、第二可控開關導通以及關斷。
  11. 根據申請專利範圍第10項所述的負載驅動電路，其中，還包括：負載驅動回饋電路，與該負載電路連接，用於即時監測該負載電路，確定當前負載驅動電信號；該控制電路還包括：負載驅動回饋控制電路，與該負載驅動回饋電路、以及該第一邏輯電路分別連接，用於：當該交流輸入處於該第二狀態時，如果當前負載驅動電信號低於預定的期望驅動電信號時，向該第一邏輯電路輸出中斷控制信號，以供該第一邏輯電路根據該中斷控制信號維持該第二可控開關導通，關閉該第一可控開關，直到該交流輸入進入該第三狀態；和/或，當該交流輸入處於第四狀態時，如果當前負載驅動電信號低於該期望驅動電信號時，向該第一邏輯電路輸出中斷控制信號，以供該第一邏輯電路根據該中斷控制信號維持該第一可控開關導通，關閉該第二可控開關，直到該交流輸入進入該第一狀態。
  12. 根據申請專利範圍第10項所述的負載驅動電 路，其中，該第一邏輯電路包括：觸發器，置位端與該第一閾值控制電路的輸出端連接，接收該比較觸發信號，重定端與該負載驅動回饋控制電路的輸出端連接接收該中斷控制信號，輸出端與邏輯子電路的第二輸入端連接，用於根據該置位元端、以及該復位端的觸發，向該邏輯子電路輸出觸發信號；該邏輯子電路，第一輸入端與該交流輸入判定電路的輸出端連接，輸出端分別與該第一可控開關、第二可控開關連接，用於根據該交流輸入的狀態、以及該觸發器的輸出，控制第一可控開關、第二可控開關導通以及關閉。
  13. 根據申請專利範圍第12項所述的負載驅動電路，其中，該負載驅動回饋控制電路包括：斜坡產生電路，與該觸發器的反相輸出端連接，用於當該交流輸入處於該第二狀態或者第四狀態時，根據該反相輸出端的輸出信號的觸發導通第三可控開關，外部直流電流通過該第三可控開關對充電電容充電，該充電電容向第四比較器的第一輸入端輸出斜坡電壓；補償信號產生電路，輸入端與該負載驅動回饋電路的輸出端連接，用於根據當前該負載驅動回饋信號與預定的期望電壓之間的誤差值，生成補償電壓，第四比較器，第一輸入端、第二輸入端分別與該斜坡產生電路、補償信號產生電路的輸出端連接，輸出端與該 觸發器的復位端連接，用於比較該斜坡電壓、補償電壓，向該觸發器輸入該中斷控制信號。
  14. 根據申請專利範圍第10至13項之任一項所述的負載驅動方法，其中，該第一閾值預設為零伏特。
  15. 根據申請專利範圍第10項所述的負載驅動電路，其中，還包括：短路保護電路，輸入端與該輸出電容的兩端連接，用於比較該該輸出電容兩端的輸出電壓與預定的電壓下限，當該壓控電壓低於該電壓下限時，輸出短路保護信號，第一與閘電路，第一輸入端與該短路保護電路的輸出端連接，第二輸入端與該第一閾值控制電路的輸出端連接，輸出端與該觸發器的置位端連接，用於對該短路保護信號以及該比較觸發信號與邏輯運算，向該觸發器的置位元端輸出第二邏輯電位信號。
  16. 根據申請專利範圍第10項所述的負載驅動電路，其中，還包括：開路保護電路，輸入端與該輸出電容的兩端連接，用於比較該輸出電容兩端的輸出電壓與預定的輸出電壓上限，當該輸出電壓高於該輸出電壓上限時，輸出開路保護信號，第二與閘電路，第一輸入端與該開路保護電路的輸出端連接，第二輸入端與該負載驅動回饋控制電路的輸出端連接，輸出端與該觸發器的復位端連接，用於對該開路保 護信號以及該中斷控制信號進行與邏輯運算，向該觸發器的重定端輸出第三邏輯電位信號。
  17. 根據申請專利範圍第10項所述的負載驅動電路，其中，還包括：輸入過壓保護電路，該輸入過壓保護電路包括：第四可控開關，連接在該整流橋電路的整流輸出端與該輸出電容之間；第五比較器，第一輸入端與該交流輸入端連接，第二輸入端接收預定的輸入電壓上限，用於當該交流輸入的電壓絕對值大於該輸入電壓上限時，向該第四可控開關輸出切斷控制信號，以關閉所述第四可控開關。
  18. 根據申請專利範圍第8至11項之任一項所述的負載驅動電路，其中，該第一可控開關、和/或第二可控開關為：具有體二極體的金氧半場效電晶體。
  19. 根據申請專利範圍第18項所述的負載驅動電路，其中，該控制電路包括：第一閾值控制電路，與該交流輸入端連接，用於根據該交流輸入的電壓的絕對值與預定的第一閾值的比較結果，生成比較觸發信號，該比較觸發信號標示當前該交流輸入電壓的絕對值是否低於該第一閾值；觸發器，置位端與該第一閾值控制電路的輸出端連接，接收該比較觸發信號，輸出端與第二邏輯電路的第二 輸入端連接，用於根據該置位元端的觸發，向該邏輯子電路輸出觸發信號；第二邏輯電路，該第二邏輯電路包括：第三或閘電路，兩輸入端分別接收該觸發信號、以及該交流輸入的該第二端部與該第一閾值的比較結果，輸出端的輸出信號用以控制該第二可控開關的導通以及關閉；第四或閘電路，兩輸入端分別接收該觸發信號、以及該交流輸入的該第一端部與該第一閾值的比較結果，輸出端的輸出信號用以控制該第一可控開關的導通以及關閉。
TW103113220A 2013-08-29 2014-04-10 Load driving circuit and method thereof TWI535175B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201310385826.XA CN103458579B (zh) 2013-08-29 2013-08-29 负载驱动电路以及方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201513549A TW201513549A (zh) 2015-04-01
TWI535175B true TWI535175B (zh) 2016-05-21

Family

ID=49740409

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW103113220A TWI535175B (zh) 2013-08-29 2014-04-10 Load driving circuit and method thereof

Country Status (3)

Country Link
US (2) US9190931B2 (zh)
CN (1) CN103458579B (zh)
TW (1) TWI535175B (zh)

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI738278B (zh) * 2019-12-19 2021-09-01 大陸商昂寶電子（上海）有限公司 Ｌｅｄ驅動電路及其操作方法和供電控制模組
US11183996B2 (en) 2017-07-10 2021-11-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11212885B2 (en) 2014-04-25 2021-12-28 Guangzhou On-Bright Electronics Co., Ltd. Systems and methods for intelligent control related to TRIAC dimmers
US11224105B2 (en) 2019-02-19 2022-01-11 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods with TRIAC dimmers for voltage conversion related to light emitting diodes
US11252799B2 (en) 2019-12-27 2022-02-15 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling currents flowing through light emitting diodes
US11297704B2 (en) 2019-08-06 2022-04-05 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for bleeder control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
US11405992B2 (en) 2019-11-20 2022-08-02 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for dimming control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
US11540371B2 (en) 2020-04-13 2022-12-27 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling power factors of LED lighting systems
US11570859B2 (en) 2017-12-28 2023-01-31 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. LED lighting systems with TRIAC dimmers and methods thereof

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103024994B (zh) 2012-11-12 2016-06-01 昂宝电子（上海）有限公司 使用triac调光器的调光控制***和方法
FR3015681B1 (fr) * 2013-12-20 2016-04-22 Commissariat Energie Atomique Methode de mesure du numero atomique effectif d'un materiau
JP6280767B2 (ja) * 2014-02-21 2018-02-14 ルネサスエレクトロニクス株式会社 駆動回路
DE102015200057A1 (de) * 2015-01-07 2016-07-07 Wago Verwaltungsgesellschaft Mbh Vorrichtung und Verfahren zur Funktionsüberwachung eines Sicherheitsschaltmittels
US9419537B1 (en) * 2015-01-29 2016-08-16 Technical Consumer Products, Inc. Light emitting diode (LED) driver having direct replacement capabilities
CN104780682B (zh) * 2015-04-15 2016-03-30 深圳市稳先微电子有限公司 一种过压保护电路、驱动芯片及电源模块
US10270359B2 (en) * 2016-03-25 2019-04-23 New Energies & Alternative Technologies, Inc. Multi-use driver circuits
US9681511B1 (en) 2016-03-25 2017-06-13 New Energies & Alternative Technologies, Inc. LED driver circuits
US9681504B1 (en) 2016-06-14 2017-06-13 New Energies & Alternative Technologies, Inc. Driver circuits with multiple rectifiers
WO2018096490A1 (en) * 2016-11-23 2018-05-31 Eta-Bar Ltd. Power supply
CN108123418B (zh) * 2016-11-29 2021-04-16 华润微集成电路(无锡)有限公司 Led驱动过压保护电路
US10050443B1 (en) * 2017-08-17 2018-08-14 Infineon Technologies Austria Ag PFC controller add-on circuit to stabilize THDi performance
CN107682953A (zh) 2017-09-14 2018-02-09 昂宝电子（上海）有限公司 Led照明***及其控制方法
CN107995730B (zh) 2017-11-30 2020-01-07 昂宝电子（上海）有限公司 用于与triac调光器有关的基于阶段的控制的***和方法
CN110391694A (zh) * 2018-04-17 2019-10-29 乐金电子研发中心(上海)有限公司 用于电动车无线充电的软启动方法及装置
US11804787B2 (en) * 2018-09-28 2023-10-31 Mitsubishi Electric Corporation Power converting apparatus, motor driving apparatus, and air conditioner
CN110962602B (zh) * 2019-04-15 2021-06-15 宁德时代新能源科技股份有限公司 应用于电池管理***的负载保持电路
CN110535028A (zh) * 2019-08-16 2019-12-03 上海禾赛光电科技有限公司 用于发光模块的安全充电电路、保护方法以及激光雷达发射***
TWI822561B (zh) * 2023-01-17 2023-11-11 固緯電子實業股份有限公司 改善限流響應速度及波形的裝置

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4447868A (en) * 1982-04-05 1984-05-08 General Electric Company Regenerative rectifier circuit
US4412277A (en) * 1982-09-03 1983-10-25 Rockwell International Corporation AC-DC Converter having an improved power factor
US5793626A (en) * 1996-05-29 1998-08-11 Lucent Technologies Inc. High efficiency bimodal power converter and method of operation thereof
US6038155A (en) * 1998-03-31 2000-03-14 International Rectifier Corporation Three phase SCR rectifier bridge with soft start control IC
BR9907351A (pt) * 1999-12-22 2001-08-07 Ericsson Telecomunicacoees S A Método e circuito de controle para retificador do tipo elevador trifásico de três nìveis
JP3475887B2 (ja) * 2000-01-11 2003-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
FR2812476B1 (fr) * 2000-07-28 2002-10-31 St Microelectronics Sa Convertisseur alternatif-continu
CN1305210C (zh) * 2002-01-08 2007-03-14 浙江大学 零电压软开关直流－直流电源变换装置
US7269038B2 (en) * 2005-09-12 2007-09-11 Fairchild Semiconductor Corporation Vrms and rectified current sense full-bridge synchronous-rectification integrated with PFC
US8014118B2 (en) 2007-02-27 2011-09-06 Fuji Electric Systems Co., Ltd. Load driving circuit, driver IC having a load driving circuit, and plasma display panel having a driver IC
US8035536B2 (en) * 2007-11-08 2011-10-11 Delta Electronics, Inc. Digitally controlled three-phase PFC rectifier
CN102076151A (zh) 2011-01-10 2011-05-25 杭州矽力杰半导体技术有限公司 一种高效率的led驱动电路和驱动方法
US20120300519A1 (en) * 2011-05-26 2012-11-29 Hamilton Sundstrand Corporation Multi-phase active rectifier
CN102437765B (zh) * 2011-10-17 2015-09-23 华为技术有限公司 一种逆变器拓扑电路、逆变方法和一种逆变器
CN102573235B (zh) 2012-01-11 2013-07-24 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种高效率的led驱动电路及其驱动方法
CN102523666B (zh) 2012-01-16 2013-08-14 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种高效率的led驱动电路及其驱动方法
US8792256B2 (en) * 2012-01-27 2014-07-29 Power Systems Technologies Ltd. Controller for a switch and method of operating the same
CN103152949A (zh) * 2013-03-11 2013-06-12 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种电容降压式led驱动器及其电容降压式led驱动方法

Cited By (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11212885B2 (en) 2014-04-25 2021-12-28 Guangzhou On-Bright Electronics Co., Ltd. Systems and methods for intelligent control related to TRIAC dimmers
US11183996B2 (en) 2017-07-10 2021-11-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11201612B2 (en) 2017-07-10 2021-12-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11206015B2 (en) 2017-07-10 2021-12-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US12009825B2 (en) 2017-07-10 2024-06-11 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11784638B2 (en) 2017-07-10 2023-10-10 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11695401B2 (en) 2017-07-10 2023-07-04 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Switch control systems for light emitting diodes and methods thereof
US11570859B2 (en) 2017-12-28 2023-01-31 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. LED lighting systems with TRIAC dimmers and methods thereof
US11937350B2 (en) 2017-12-28 2024-03-19 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. LED lighting systems with TRIAC dimmers and methods thereof
US11638335B2 (en) 2017-12-28 2023-04-25 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. LED lighting systems with TRIAC dimmers and methods thereof
US11224105B2 (en) 2019-02-19 2022-01-11 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods with TRIAC dimmers for voltage conversion related to light emitting diodes
US11678417B2 (en) 2019-02-19 2023-06-13 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods with TRIAC dimmers for voltage conversion related to light emitting diodes
US11297704B2 (en) 2019-08-06 2022-04-05 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for bleeder control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
US11792901B2 (en) 2019-08-06 2023-10-17 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for bleeder control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
US11405992B2 (en) 2019-11-20 2022-08-02 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for dimming control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
US11743984B2 (en) 2019-11-20 2023-08-29 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for dimming control related to TRIAC dimmers associated with LED lighting
US11856670B2 (en) 2019-12-19 2023-12-26 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for providing power supply to current controllers associated with LED lighting
TWI738278B (zh) * 2019-12-19 2021-09-01 大陸商昂寶電子（上海）有限公司 Ｌｅｄ驅動電路及其操作方法和供電控制模組
US11723128B2 (en) 2019-12-27 2023-08-08 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling currents flowing through light emitting diodes
US11252799B2 (en) 2019-12-27 2022-02-15 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling currents flowing through light emitting diodes
US11540371B2 (en) 2020-04-13 2022-12-27 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling power factors of LED lighting systems
US11997772B2 (en) 2020-04-13 2024-05-28 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling power factors of led lighting systems

Also Published As

Publication number Publication date
US20150062987A1 (en) 2015-03-05
US20160036345A1 (en) 2016-02-04
CN103458579B (zh) 2015-06-10
US9621068B2 (en) 2017-04-11
CN103458579A (zh) 2013-12-18
TW201513549A (zh) 2015-04-01
US9190931B2 (en) 2015-11-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI535175B (zh) Load driving circuit and method thereof
TWI577115B (zh) 開關電源及用於開關電源的母線電容電壓控制方法
CN103442492B (zh) 一种电容降压式led驱动器及其电容降压式led驱动方法
CN102185484A (zh) 开关电源及其控制电路和控制方法
US20140016384A1 (en) Current sensing circuit and control circuit thereof and power converter circuit
CN104980021A (zh) 用于开关模式电源的***和方法
WO2016086897A1 (zh) 电流过零点检测电路及方法，负载电压检测电路及方法
CN103327694A (zh) 一种可控硅调光led驱动电路
CN103841730B (zh) 一种用于led驱动的线电压补偿电路
CN104470158B (zh) 降压结构led驱动电路及其恒定电流驱动器和设计方法
CN104093250B (zh) 一种用于led驱动电路的开路过压保护装置
CN203801121U (zh) 一种用于led驱动的线电压补偿电路
CN103152951A (zh) Led驱动控制电路及其驱动电路结构
CN103874295B (zh) 单级型led驱动电源
CN203814013U (zh) 单端过零检测的led驱动电路
CN104135790B (zh) 一种led调光控制电路
CN209419502U (zh) 供电电路、控制电路以及开关电源
CN101958533B (zh) 用于隔离式电源供应器的电流感测电阻短路保护装置及方法
CN105449995B (zh) 驱动控制电路和驱动控制方法以及开关电源
CN103796389A (zh) 最大亮度提升模块、可控硅调光led驱动电路及***
CN105101572B (zh) 一种高功率因数led驱动集成电路
CN203801109U (zh) 最大亮度提升模块、可控硅调光led驱动电路及***
CN106787750B (zh) 一种恒流状态下谷底开通控制电路
CN108809069A (zh) 一种单周期峰值电流限制电路
CN106341048B (zh) 一种恒压开关电源