TWI533588B - Improvement of Adaptive Control Method for Torque Ripple of Switched Reluctance Motor - Google Patents

Description

改善切換式磁阻馬達轉矩漣波之適應性調控方法

本發明係有關於切換式磁阻馬達(switched reluctance motor,SRM)，特別是關於一種改善切換式磁阻馬達轉矩漣波的方法。

隨著自動化生產設備需求日益增加，電動機扮演著關鍵性角色，因其為生產設備的主要驅動裝置，所以多年來，人類一方面努力研發新型的電動機結構，以期得到更有效率的電能-機械能轉換；另一方面就現有的電動機結構，研究更好的控制方法與設計更適合的驅動電路，以得高性能操控，使電動機性能能完全符合自動化生產設備伺服控制需求。近年來化石能源用罄危機浮現，有相當多的科學家希望將燃油引擎改由電動機的方式產生動力。而在電動機的發展中，期望能提升電能與機械能的轉換效率，以及用較簡單的驅動方式，透過各種演算法則得到高性能及高效率的控制，使電動機性能與效能都能符合工業自動化以及電動車用的電動引擎需求。

交流馬達沒有碳刷，所以較無火花產生之虞，且維護容易。近二十年來隨著電力電子技術和微處理機快速發展，交流馬達已逐漸的取代直流伺服馬達。磁阻馬達有著感應馬達與永磁式馬達的優點，不但結構簡單且堅固耐用，在材料方面因為使用非永磁材料所以取得容易，效率高、 價格低廉，而控制方面也沒有滑差的問題，其應用範圍也相當的廣泛，如壓縮機，輸送帶、飛機上油液壓的噴油泵上，以便達到低成本、高可靠度的優勢。在民生工業常見的應用，有抽真空泵、滾筒式洗衣機、汽車動力方向盤以及動力系統等。而在精密工業常見的應用，則有機械手臂等。

整體而言，SRM之主要優點有：

1.構造簡單、製造成本低：SRM之轉子結構簡單，且不需使用昂貴的永磁性材料，亦無轉子繞組；此外，由於定子採集中式繞組，加工容易，製造成本較低。

2.結構堅固：SRM之轉子並無繞組，也未貼附或鑲嵌永磁式材料，使得其結構堅固，可承受高溫及高速運轉。

3.可忍受惡劣工作環境：轉子因沒有碳刷、換向片、或轉子繞組，因此無換向時產生火花的問題，故可應用於較惡劣的工作環境。此外，由於馬達未使用永磁式材料，轉子為矽鋼片疊成，結構強健，因此可忍受高達600℃的溫度，有利於高溫高速下運轉。

4.效率高：SRM之轉矩是利用磁阻變化的原理來產生的，因此轉子沒有電流，故無轉子銅損，也無滑差，故其效率較一般感應機為高。

5.具容錯性：由於SRM之定子每相繞組各自獨立，因此即使其中一相發生短路或開路故障，電動機仍能繼續運轉，對於航太等需要高容錯能力的應用場合具有競爭優勢。

6.高轉矩/轉動慣量比：由於轉子不需轉子繞組，使得其轉子之轉動慣量較小，因此具有較高的轉矩/轉動慣量比值。

7.轉換器結構簡單；由於只需單一極性的激磁電流，故不需 使用全橋式結構，避免了上下臂功率元件短路的問題。且即使電動機的繞組發生斷路時，亦不會產生高電壓，轉換器之可靠度也因而提升。

而其缺點則為：

1.脈動轉矩大：由於雙凸極式的結構，雖然具有較大的轉矩產生能力，卻同時伴隨著較大的轉矩漣波(Torque Ripple)。因此必須適當的規劃激磁電流，才能減低其轉矩漣波。

2.需閉迴路控制：SRM基本上是一個「調制電流的步進馬達」，必須依據轉軸角度，產生適當的定子激磁電流，故需使用較複雜的角度回授閉迴路控制，才能得到良好的控速特性。

3.非線性的轉矩產生特性：由於SRM的轉矩大小和激磁電流的平方，及自感對轉軸角度的變化率乘積成正比，且自感又隨著定子激磁電流而變化，故轉矩的產生具高度的非線性特性。

4.噪音大：其雙凸極結構會導致較大的運轉噪音。此外，切換式激磁電流亦會造成較大的電磁噪音(Acoustic Noise)。

SRM在國內、外已經發展一段期間，而其相關研究主要是針對馬達結構、驅動器部分和控制器部份。以下為先前技術之研究、發展方向：

1.馬達硬體結構改良及特性分析：切換式磁阻馬達結構設計的研究，主要是為了克服雙凸極結構運轉時所產生的噪音及轉矩漣波，因此有許多專家學者乃藉由對切換式磁阻馬達的動態、靜態表現進行分析，以了解馬達定子的配置方式和振動之間的關係；亦有專家學者研究如何設計馬達結構以提升效率；亦有專家學者研究了轉子及定子的形狀對轉矩大 小及漣波之影響；亦有專家學者研究如何利用有限元素(Finite Element)法進行最佳的結構設計。

2.驅動電路設計：有專家學者探討高效能的轉換器電路拓樸，以期望達到架構簡單、驅動能力佳的轉換器，並改善轉矩漣波；亦有專家學者提出提高能量轉換密度的轉換器；亦有專家學者提出能量回收之轉換器架構。

3.馬達控制策略、調整激磁角度與最佳化效能之研究：由於切換式磁阻馬達之磁路特性，在運轉中隨著定、轉子相對位置及電流大小而改變，所以輸出轉矩具有高度的非線性，因為這些非線性特性，增加了控制器設計的困難度。由於近年來控制技術進步，許多學者提出高等控制學理應用於切換式磁阻馬達驅動系統上，皆具有高度參考價值。有專家學者設計高性能反覆學習型的電流控制器，以改善電流響應效能；亦有專家學者使用模糊邏輯控制器設計驅動系統。在速度控制方面：有專家學者提出以適應性模糊邏輯控制器來克服切換式磁阻馬達在欠相運轉時的問題；亦有專家學者設計非線性控制的切換式磁阻馬達驅動系統來改善其系統響應速度。在激磁角度調整技術方面：由於牽涉到轉矩特性、電流響應及馬達運轉效率，有專家學者乃提出介於最小轉矩漣波與最佳效率間的激磁角度調整方式；亦有專家學者提出藉由調整激磁角度來提升馬達轉速；亦有專家學者提出了利用磁阻馬達數學模型，推導並計算出不同轉速及負載時所相對應的激磁角度。在改善轉矩漣波方面：有專家學者提出以最佳化激磁電流來降低轉矩漣波；亦有專家學者利用自我調適模糊控制器來降低馬達轉矩漣波。在最佳化效能方面：有專家學者提出控制激磁角度的方式得 到最佳化效能；亦有專家學者提出五種新的最佳化程序來改善轉矩漣波，以得到最佳化效能。

4.轉軸角度估測技術：由於切換式馬達須要依照定轉子相對角度來決定各相繞組激磁時機，因此轉軸角度資訊相當重要，該資訊精確取得，攸關系統運轉與整體效能。一般在無成本考量因素下，則採用轉軸估測元件來取得轉軸角度，但轉軸角度偵測元件價格昂貴、易受雜訊干擾、且結構上較脆弱，較不符合工業界需求。因此，在切換式磁阻馬達的轉軸角度的估測技術發展，近年來已引起廣泛的研究興趣。例如：有專家學者提出利用激磁電流估測轉軸角度；亦有專家學者提出一種以電壓電流建立狀態觀測器的方式來估測轉軸角度；亦有專家學者設計一電路量測非激磁相的感應電壓來得到轉軸角度的估測。

然而，先前技術在磁阻馬達轉矩漣波的改善仍有進步的空間。

本發明之主要目的在於揭露一種改善切換式磁阻馬達轉矩漣波的方法，其可根據不同的負載條件適應性地自動調變激磁導通角及截止角，以降低切換式磁阻馬達的轉矩漣波。

為達前述目的，一種改善切換式磁阻馬達轉矩漣波之適應性調控方法乃被提出，其包含以下步驟：第一步驟：藉由一速度控制器依一轉速命令和一轉速量測值間之一轉速誤差值產生一電流命令以透過負回授的方式將該轉速誤差值控制在一預設範圍內； 第二步驟：在該轉速誤差值位於該預設範圍內時藉由查表方式依當時該電流命令及該轉速量測值的數值獲得一切換式磁阻馬達之一導通角之初始值及一截止角之初始值，以及藉由一轉矩漣波控制器執行一模糊控制程序以依該導通角之所述初始值及該截止角之所述初始值產生一導通角權重值及一截止角權重值以調整該導通角及該截止角，從而產生一最佳化的轉矩漣波；以及第三步驟：在該最佳化的轉矩漣波所對應的所述轉速誤差值脫離該預設範圍時，藉由該轉矩漣波控制器調整該截止角使該轉速誤差值回到該預設範圍內，然後再調整該導通角以使供應給該切換式磁阻馬達的直流鏈電能最小化。

在一實施例中，所述的切換式磁阻馬達為一(M+1)相(2M+2)/2M極之切換式磁阻馬達，其中M為正整數。

為使 貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如后。

110‧‧‧定子

120‧‧‧轉子

圖1繪示一四相8/6極SRM的剖面圖。

圖2為一四相8/6極切換式磁阻馬達之四相電流(i_a,i_b,i_c,i_d)與平均轉矩輸出T_e之等效關係圖。

圖3繪示SRM之單相等效電路。

圖4為本發明所採之一參數量測系統架構示意圖。

圖5為一四相8/6極切換式磁阻馬達在不同轉子位置下之磁通鏈對電流 之關係圖。

圖6為一四相8/6極切換式磁阻馬達在不同電流下之電感對轉子角度之關係圖。

圖7為一四相8/6極切換式磁阻馬達在不同轉子角度下之電流對共能之關係圖。

圖8為一四相8/6極切換式磁阻馬達在不同電流下之轉矩對轉子角度關係圖。

圖9繪示本發明所採用之一適應性激磁參數調控驅動系統架構。

圖10繪示一換相邏輯控制器與四個PI電流控制器的方塊圖。

圖11繪示一四相8/6極切換式磁阻馬達之理想電感與轉子位置之關係圖。

圖12繪示本發明所使用之模糊激磁角度權重值控制器之方塊圖。

圖13a繪示圖12之模糊激磁角度權重值控制器之輸入及輸出的歸屬函數。

圖13b繪示本發明所定義的語意變數。

圖13c繪示本發明所定義的模糊規則庫。

圖14繪示一SRM之規格。

圖15繪示有、無用上本發明方法所產生的轉矩漣波百分比和直流匯流排功率消耗之一比較表。

圖16繪示本發明之改善切換式磁阻馬達轉矩漣波之適應性調控方法的流程圖。

本發明之改善切換式磁阻馬達轉矩漣波的方法其主要步驟包括：藉由一速度控制器依一轉速命令和一轉速量測值間之一轉速誤差值產生一電流命令以透過負回授的方式將該轉速誤差值控制在一預設範圍內；在該轉速誤差值位於一預設範圍內時藉由查表方式依當時該電流命令及該轉速量測值的數值獲得一切換式磁阻馬達之一導通角之初始值及一截止角之初始值，以及藉由一轉矩漣波控制器執行一模糊控制程序以依該導通角之所述初始值及該截止角之所述初始值產生一導通角權重值及一截止角權重值以調整該導通角及該截止角，從而產生一最佳化的轉矩漣波；以及在該最佳化的轉矩漣波所對應的所述轉速誤差值脫離該預設範圍時，藉由該轉矩漣波控制器調整該截止角使該轉速誤差值回到該預設範圍內，然後再調整該導通角以使供應給該切換式磁阻馬達的直流鏈電能最小化。以下將針對本發明的技術方案做詳細說明。

本發明所採用的SRM為一(M+1)相(2M+2)/2M極之切換式磁阻馬達，其中M為正整數。請參照圖1，其為一四相8/6極SRM剖面圖。如圖1所示，該SRM具有一定子110及一轉子120，其中定子110與轉子120均為凸極結構，且定子110之每相均採用相互獨立的集中式繞組，而轉子120既無繞組亦不需磁性材料，而是由導磁性良好的矽鋼片疊成以減少因磁力線變化所衍生的渦流損與鐵損。該SRM主要是利用凸極的效應使得磁阻的大小隨著角度變化進而產生磁阻力與轉矩，又因為SRM是利用變頻器上的開關切換而轉動，故稱為切換式磁阻馬達。

SRM在不同的速度控制下，因定子110之繞組電感值係與相電流大小和轉子位置有關，且呈現非線性特性，所以其速度控制一般是利 用速度控制器和電流控制器的搭配，由速度控制器產生電流命令，再由電流控制器針對每一相的電流去作控制。但由於定子110之電感值會隨轉子120位置與電流大小的變化而變化，所以設計良好的電流控制器以達到良好的激磁電流波形是很大的挑戰。另外，激磁電流形狀(profile)的控制對降低轉矩漣波也有相當大的影響。圖2為一四相8/6極切換式磁阻馬達之四相電流(i_a,i_b,i_c,i_d)與平均轉矩輸出T_e之等效關係圖。如圖2所示，在實際控制激磁電流時，由於電流會因為電感關係而無法瞬間的上升或下降到所要求的準位，而且激磁電流也很難維持在一個固定值，因此在相電流換向時會產生轉矩漣波。由於SRM之轉矩與電流和定子電感有直接的關係，且定子電感又與電流和轉子角度位置有關，所以為降低轉矩漣波需要針對電流和轉子角度的關係做進一步的探討或測量。另外，因受定子電感與每相定子繞組線圈內阻變動之影響，所以在轉矩控制上電流無法瞬間的上升或下降到所要的準位，導致換相的過程中轉矩漣波特別大。

SRM數學模型：

SRM的轉矩係由定、轉子間之磁阻變化而產生，而磁阻變化與其電機共能(Co-Energy)變化有關，所述共能為磁路磁通鏈之函數，而磁通鏈變化則與磁路電感和電流有關，且切換式磁阻馬達之電感值為激磁電流與轉子角度之函數，所以只要能得到磁路磁通鏈對電流曲線，就可得到不同轉子角度下之自感值。在得到所述自感值之變化曲線後，就可在適當時機注入激磁電流於適當相序之繞組，來精確操控切換式磁阻馬達。

圖3繪示SRM之單相等效電路。根據克希荷夫電壓定律，其端電壓方程式可表示為

其中，v _j | _j=a,b,c,d 為輸入相電壓；i _j | _j=a,b,c,d 為相電流；λ _j | _j=a,b,c,d 為磁通鏈；R _j | _j=a,b,c,d 為相定子繞組之電阻；θ _r 為轉子角度。由於採各相獨立激磁方式，同一時間只有單一相有磁通。忽略互感效應後，各相磁通鏈可表示為λ _j (i _j ,θ _r )=L _jj (i _j ,θ _r )i _j (2)

其中，L _jj (i _j ,θ _r )| _j=a,b,c,d 為各相自感。將(2)式代入(1)式，電壓方程式可改寫為

亦即，

其中，為反電勢常數，為轉子角速度。因此，電流動態方程式可表示為

當轉子角度固定下，SRM的共能(Co-energy)，W _c ，可表示為

由於λ(i _j ,θ _r )=L _j (i _j ,θ _r )．i _j ，因此在某一轉子角度下之共能可表示為

由於SRM所產生之電磁轉矩為

且在四相切換式磁阻馬達之總轉矩T _all 為每相轉矩的加總，故其表示式為

而其機械方程式可表示為

其中，J _m ：轉子轉動慣量，B _m ：黏性摩擦係數，T _L ：負載轉矩。

磁路特性參數量測：

SRM的磁路特性參數為不同轉子角度位置下之磁通鏈-電流曲線與定子繞組自感變化曲線。SRM的磁阻變化與其電機共能(coenergy)變化有關，共能為磁通鏈之函數，而磁通鏈變化則與磁路電感與電流有關，且SRM之電感值為激磁電流與轉子角度之函數，所以只要得到磁路磁通鏈對電流曲線，就可得到不同轉子角度下之自感值及電磁轉矩變化曲線。參數量測系統架構如圖4所示，其中硬體部份包括個人電腦(PC)、可程式激磁源產生器(PEPG)、數位式儲存示波器(DSO)、角度移動控制電路、及磁粉式制動(magnetic powder brake/clutch；MPB)電路。軟體部份採LabVIEW程式語言，而其主要功能為：定義量測程序、系統設備之定址與重設、量測程序 之控制與監控、資料擷取與計算、測示信號與狀態顯示、量測結果之運算與顯示、以及外部儀器與相關電路的溝通(分別採用GBIB與RS232通訊模式)。量測時馬達為單相激磁，且忽略相與相間之互感效應。當馬達轉子位置，從與定子非對齊角度移至對齊角度時，磁通鏈只和激磁電流與繞組自感有關。重新整理(1)式可得到

在切換式磁阻馬達中，定子和轉子材料並非永磁性材料，故磁通鏈初值λ(0)=0，而V _QD 為驅動電路中開關及二極體之導通壓降，一般為定值。在某一轉子角度下，給一責任週期可調之脈衝信號對馬達繞組激磁，若相繞組上電阻值R為已知，只要能精確量測出繞組上瞬間電壓與電流，則瞬間磁通鏈可透過(11)式用數值積分方法求得。如此便可獲得不同轉子角度下之磁通鏈對電流曲線圖。再由λ(i _j ,θ _r )=L _j (i _j ,θ _r )．i _j 關係可求得該固定角度下之繞組感值，接著利用(7)、(9)式即可求得其共能和電磁轉矩。

圖5為不同轉子位置下之磁通鏈對電流之關係圖，其中可發現在0°與30°附近磁通鏈曲線較密，其原因在於在此區域之磁路變化較小。圖6為所量測不同電流下之電感對轉子角度之關係圖，其中馬達各相電感值除了有相差90°機械角(mechanical angle)外，其大小、形狀大致完全相同。圖7為不同轉子角度下之電流對共能之關係圖，而圖8為不同電流下之轉矩對轉子角度關係圖。根據所量測到的SRM精確特性參數，即可建立初始激磁角度查表，以提供一對應於不同操作點下之初始激磁導通與截止角度，以順利啟動SRM。

適應性激磁參數調控：

圖9繪示本發明所採用之一適應性激磁參數調控驅動系統架構。該驅動系統主要係由PI速度控制器、PI電流控制器、換相邏輯控制器及激磁角度調控系統(Angle Regulating System)所構成，其中激磁角度調控系統是由一初始角度查詢表(Lookup Table)和一轉矩漣波控制器(Torque Ripple Controller,TRC)所構成。PI速度控制器的輸入變數為轉速命令ω*，其與實際轉速ω_r相減得到轉速誤差ω_err，PI速度控制器的輸出為電流命令，由此電流命令與實際電流相減之誤差量透過PI電流控制器去控制功率轉換器之上臂的功率開關。換相邏輯控制器，是依激磁導通角度θ _on 與截止角度θ _off 來判斷何時導通與截止。激磁導通角度θ _on 的變動會影響SRM的效能，而激磁截止角度θ _off 的變動則會影響轉矩漣波，其中，激磁角度調控系統會將馬達的實際轉速和電流命令輸入到初始角度查詢表，以查出對應於該操作點下之初始激磁導通與截止角度，以順利啟動SRM。當速度誤差小於一預設的範圍時，本發明之適應性激磁參數調控驅動系統才會致能角度與責任比之調整，且會根據當時轉速與電流命令利用模糊邏輯推論來產生一導通角權重和一截止角權重(二者之和為1)，以最小化轉矩漣波為目標函數，並根據所述二權重持續調整激磁導通角與截止角，直到轉矩漣波減少至一預設範圍為止。另外，在實際調整截止激磁角度θ _off 時，若調整不當會使轉子速度降低，此時須將截止角度往回調整直到轉速回到可容許的誤差範圍，而其可由轉矩漣波控制器重新調整激磁截止角度來達成。導通激磁角度的調整會影響SRM啟動與能量轉換效率，並且會隨著轉速的不同而改變，因此將轉速設為調整導通激磁角度的參考參數，而以最小化直流匯流排功率當作導通激磁角度調控的目標函數。

A.激磁控制參數探討：

1.責任週期(Duty Cycle)：由圖3切換式磁阻馬達之單相等效電路，可推導出電流響應方程式為：

其中v(t)為相電壓，R為相電阻，L為相電感。由於每相供應電壓為PWM脈波，當在PWM正緣部份時，即為步階響應的正緣部份，因此(12)式可視為激磁電流上升部分，電流為時間的函數，因此電壓的責任週期主要影響激磁電流上升、下降時間與響應。這些因數會影響馬達轉速、電磁能量轉換損失、及轉矩漣波。

2.導通角度(θ _on )：由切換式磁阻馬達的運轉原理可知，馬達要順利運轉必須依轉子位置來決定各相注入激磁電流的時機，依序對每相定子繞組激磁，使轉子移動。當換相越快時，轉速也會提升。然而換相太快時，可能導致激磁電流上升時間不足，造成電流太小無法到達所要的轉速。為了改善電流上升時間不足的問題，可以將導通角適度提前，使電流有足夠的上升時間達到所須電流大小，滿足轉速要求。

3.截止角度(θ _off )：當在電感曲線為正斜率時注入激磁電流，馬達會產生正轉矩，如果希望馬達在運轉時能有較高的效率，不要在某個方向旋轉時有另一方向的轉矩產生而造成轉矩漣波，此時就必須讓激磁電流全部落在電感為正或負斜率區域。在換相的瞬間，電感中的能量也會隨著時間而慢慢釋放。為了不讓電流落在負電感斜率區域而產生轉矩漣波，換相時的截止角就不能太大。

B.換相邏輯控制器與電流控制器：

切換式磁阻馬達是依轉子位置來決定各相注入激磁電流的時機。圖10繪示一換相邏輯控制器(用以判斷換相時機)與四個PI電流控制器(採用PI(比例積分)控制法則)的方塊圖，其中各相電流(i_a,i_b,i_c,i_d)的擷取係和換相訊號On _j | _j=a,b,c,d 同步，以避免電流量測值的雜訊造成非激磁相的電流控制器誤動作。

C.角度調整控制器：

切換式磁阻馬達的轉矩漣波與激磁能量轉換迴圈是兩個相牴觸的函數。當想達成最小化轉矩漣波時，勢必要增加激磁時間以減少換相時的電流落差，因而造成能量轉換迴圈面積增大；而當想達成最小化能量轉換迴圈時，勢必得減少激磁時間，造成轉矩漣波變大。因此本案根據SRM在不同轉速區間之特性，適當調整激磁導通角與截止角之權重值，來改善能量迴圈以及轉矩漣波之成本函數，以達到在適度降低某一函數性能的情況下，提升另一函數性能。由於切換式磁阻馬達在換相過程中電流無法瞬間的降為零，且在另一銜接相的電流也無法瞬間到達電流命令值，因此在換相的過程中會產生較大的轉矩漣波。另外每相激磁電流因電流控制器無法控制在一固定的電流值，所以在激磁的過程中也會產生較小的轉矩漣波。故在實際控制中必須透過響應速度快的電流控制器才能得到一固定的電流值。另外為使電流上升快，必須同時調控激磁導通角θ _on 與責任週期Duty，才可兼顧激磁電流上升速率與限制最大超越量，以得最佳激磁電流波形；而為使電流下降快，必須同時調控截止角θ _off 與責任週期Duty，才可兼顧電感去磁速率與避免因電流落在負電感斜率區域所產生的反轉矩，從而最小化轉矩漣波。

圖11繪示理想電感與轉子位置之關係圖，其中θ _a 為定子和轉子重合位置之角度；θ _u 為定子和轉子不重合位置之角度；θ ₁為電感斜率開始改變之位置。若繞組電阻可忽略，則由公式(1)可得：

因θ=ωt故，而激磁所需之導通角為：

其中θ _on 為導通角，L _min為最小電感值，I _c 為電流命令，ω為轉速，V _dc 為電源電壓。調整激磁角度會影響能量轉換效率與轉矩漣波，但在不同的轉速區間及負載下，激磁角度所調整的區間也不盡相同，所以本發明將所研究的SRM額定轉速範圍劃分成三個轉速區間，分別是低速區(0rpm~1000rpm)、中速區(1000rpm~2500rpm)以及高速區(2500rpm~3500rpm)，並根據不同的速度區間和所加的負載大小之模糊權重輸出，來適應性調變所需的激磁導通角和截止角度。以下就各轉速區間導通角和截止角度之調變機制作說明：

(1)低速區(0rpm~1000rpm)

此區間轉速較慢，激磁時間與可去磁時間相對較長，其特性為轉矩漣波較小，因此設定截止角θ _off =22.5°而導通角以(14)式計算。輕載時縮減激磁時間可降低電能轉換功耗，重載時則增加激磁時間以降低轉矩漣波。其角度調變方式如下：

θ _off =β．22.5° (16)

其中，α和β為激磁導通角和截止角度模糊權重值輸出，稍後會介紹如何求得，且α+β=1。

(2)中速區(1000rpm~2000rpm)

此區間同時擁有低速與中高速的特性，且去磁時間較短，截止角勢必比低速區較為提前，但又為了能在轉速偏低時，激磁電流可以盡量涵蓋電感正斜率區域，因此設定截止角θ _off 為導通角θ _on 加上電感正斜率區的寬度，此區間轉速偏低時以降低能量轉換迴圈為主，當轉速越高時會越來越偏重降低轉矩漣波。其角度調變方式如下：

(3)高速區(2000rpm~3000rpm)

此區間轉速較快，激磁時間短，相對的能量轉換迴圈較小，但轉矩漣波較大，因此當負載越重時必須提升激磁時間，以降低轉矩漣波，但又因去磁時間較短，截止角度需比中速區更為提前。其角度調變方式如下：

D.模糊激磁角度權重值控制器：

圖12繪示本發明所使用之模糊激磁角度權重值控制器之方 塊圖，其中，該模糊激磁角度權重值控制器之輸入變數為根據操作點之轉速和負載轉矩需求查表所得之初始導通角()與截止角()，其輸出變數則是依據不同的電流命令與轉速區間，給予不同的激磁角度權重值α。決定好輸入及輸出變數後，接下來就是將各變數模糊化。圖13a繪示該模糊激磁角度權重值控制器之輸入及輸出的歸屬函數，其中該些歸屬函數的函數值皆在0~1之間，而橫軸座標為輸入變數之論域值，縱軸座標則為元素的大小又稱歸屬度。決定好輸入和輸出的歸屬函數後，接著定義模糊語意變數及模糊推論。圖13b繪示根據系統需求所定義的語意變數，而圖13c繪示由SRM實際操作驗經及基本知識所得到的模糊規則庫。利用最小推論引擎(Minimum Inference Engine)，例如若導通角為大(B)，且截止角為中(M)，則輸出權重值為中的大(MB)，此控制規則推論可表示為：If θ _on is B and θ _off is M,then weight α is MB。最後將所推論得到的結果選用重心法(Center of Gravity)解模糊化，以得明確控制輸出值。

E.激磁電流波形

馬達在低轉速激磁時間長，重載時相對有充足的時間可以讓各相電流達到電流命令，但在高轉速時，激磁時間短，為了滿足重載需求，必須要有更好的電流響應，因此本發明乃在低轉速時使用PWM電壓波形做激磁，在高速時使用單脈衝(Single-Pulse)電壓波形做激磁。

實驗結果：

接著將本發明應用在一SRM(其規格如圖14所示)上以分析其效能。請參照圖15，其為在轉速=3000rpm、負載=5Nm之條件下，有、無採用本發明之方法所產生的轉矩漣波百分比和直流匯流排功率消耗之一比 較表，其中，所述的轉矩漣波百分比的定義如下

其中T _rip ：轉矩漣波百分比，T _e ：平均轉矩，：轉矩估測最大值，：轉矩估測最小值。由圖15可看出，在有適應性激磁角度調變控制下，高速運轉時可改善轉矩漣波13.53%，雖然直流匯流排功率消耗稍微比無作角度調控多一些，但在高速時本來控制策略就是以改善轉矩漣波為重點。另一方面低速運轉時，導通角的調控將有助於電能轉換功耗的改善。

依上述之詳盡說明，本發明乃提出一種改善切換式磁阻馬達轉矩漣波之適應性調控方法，請參照圖16，其包含以下步驟：第一步驟：藉由一速度控制器依一轉速命令和一轉速量測值間之一轉速誤差值產生一電流命令以透過負回授的方式將該轉速誤差值控制在一預設範圍內；第二步驟：在該轉速誤差值位於一預設範圍內時藉由查表方式依當時該電流命令及該轉速量測值的數值獲得一切換式磁阻馬達之一導通角之初始值及一截止角之初始值，以及藉由一轉矩漣波控制器執行一模糊控制程序以依該導通角之所述初始值及該截止角之所述初始值產生一導通角權重值及一截止角權重值以調整該導通角及該截止角，從而產生一最佳化的轉矩漣波；以及第三步驟：在該最佳化的轉矩漣波所對應的所述轉速誤差值脫離該預設範圍時，藉由該轉矩漣波控制器調整該截止角使該轉速誤差值 回到該預設範圍內，然後再調整該導通角以使供應給該切換式磁阻馬達的直流鏈電能最小化。

本案所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本案之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本案之專利權範疇。

綜上所陳，本案無論就目的、手段與功效，在在顯示其迴異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請 貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。

Claims (2)

1. 一種改善切換式磁阻馬達轉矩漣波之適應性調控方法，其包含以下步驟：第一步驟：藉由一速度控制器依一轉速命令和一轉速量測值間之一轉速誤差值產生一電流命令以透過負回授的方式將該轉速誤差值控制在一預設範圍內；第二步驟：在該轉速誤差值位於該預設範圍內時藉由查表方式依當時該電流命令及該轉速量測值的數值獲得一切換式磁阻馬達之一導通角之初始值及一截止角之初始值，以及藉由一轉矩漣波控制器執行一模糊控制程序以依該導通角之所述初始值及該截止角之所述初始值產生一導通角權重值及一截止角權重值以調整該導通角及該截止角，從而產生一最佳化的轉矩漣波；以及第三步驟：在該最佳化的轉矩漣波所對應的所述轉速誤差值脫離該預設範圍時，藉由該轉矩漣波控制器調整該截止角使該轉速誤差值回到該預設範圍內，然後再調整該導通角以使供應給該切換式磁阻馬達的直流鏈電能最小化。
2. 如申請專利範圍第1項所述之改善切換式磁阻馬達轉矩漣波之適應性調控方法，其中所述的切換式磁阻馬達為一(M+1)相(2M+2)/2M極之切換式磁阻馬達，其中M為正整數。