TWI524786B - 用以利用向下混合器來分解輸入信號之裝置和方法 - Google Patents

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Description

用以利用向下混合器來分解輸入信號之裝置和方法
本發明係有關於音訊處理及更明確言之，係有關於音訊信號分解成不同成分諸如知覺上離散成分。
人類聽覺系統感知來自全部方向的聲音。所知覺的聽覺(形容詞聽覺表示所知覺者，而聲音一詞將用來描述物理現象)環境產生環繞空間及發生的聲音事件之聲學性質的印象。考慮在汽車入口以下三種不同型信號，在特定聲場所知覺的聽覺印象可(至少部分地)被模型化：直接聲音、早期反射、及漫反射。此等信號促成所知覺的聽覺空間影像之形成。
直接聲音表示從音源無干擾地首次直接地到達收聽者的各個聲音事件波。該直接聲音乃音源特性且提供有關該聲音事件發生方向之最小受損資訊。用來於水平面估計音源方向的主要線索為左耳與右耳輸入信號間之差異，換言之，耳間時間差(ITD)及耳間位準差(ILD)。接著多個直接聲音的反射從不同方向且具有不同的相對時間延遲及位準而到達雙耳。相對於該直接聲音，隨著時間延遲的增加，反射密度增高直至反射組成統計上雜波為止。
反射聲音促成距離感，且促成聽覺空間印象，其係由至少兩個成分組成：表觀來源寬度(ASW)(ASW的另一個常用術語為聽覺空間性)及收聽者包繞性(LEV)。ASW係定義為音源的表觀寬度加寬且主要係由早期橫向反射決定。LEV係指收聽者感覺被聲音所包繞且主要係由晚期到達的反射決定。電氣聲學立體音響聲音重製之目的係為了激發愉悅的聽覺空間影像知覺。如此可具有自然界或建築物參考(例如音樂廳的音樂會記錄)，或可以是實際上不存在的聲場(例如電氣聲學聲音)。
從音樂廳的聲場，眾所周知為了獲得主觀上愉悅的聲場，強烈的聽覺空間印象感相當重要，以LEV作為整合的一部分。揚聲器設定值利用重製漫射聲場來重製包繞聲場的能力令人關注。於合成聲場中，使用專用轉換器無法再製全部自然出現的反射。針對漫射晚期反射特別為真。漫反射的時間及位準性質可藉使用「混響」信號作為揚聲器饋入而予模擬。若該等信號足夠地不相關，則用於回放的揚聲器之數目及位置決定聲場是否知覺為漫射。目標係只使用離散數目的轉換器而激發連續漫射聲場知覺。換言之，形成聲場，於該處無法估計到達的聲音方向，及特別未能定位單一轉換器。合成聲場的主觀漫射性可於主觀測試評估。
立體聲重製目標針對只使用離散數目的轉換器而激發連續聲場知覺。最期望的特徵為定位音源的方向穩定性及環繞聽覺環境的真實呈現。今日用來儲存或傳送立體聲記錄的大部分格式係以頻道為基礎。各個頻道傳遞意圖在特定位置的相聯結的揚聲器上回放之信號。於記錄或混合程序期間設計特定聽覺影像。若用於重製的揚聲器設計值係類似記錄設計使用的目標設定值，則此一聽覺影像準確地重新產生。
可行的發射及回放頻道數目恆定地成長，及隨著每次音訊重製格式的萌出，期望在實際回放系統呈現舊式格式內容。向上混合演算法乃此種期望的一項解決辦法，以來自舊式信號的更多頻道計算一信號。於參考文獻中已經提示多種立體聲向上混合演算法，例如Carlos Avendano及Jean-Marc Jot，「多頻道向上混合之頻域辦法」，音訊工程學會期刊，第52卷第7/8期第740-749頁2004年；Christof Faller，「立體聲信號之多揚聲器回放」，音訊工程學會期刊，第54卷第11期第1051-1064頁2006年11月；John Usherand Jacob Benesty，「空間聲音品質的提升：新穎混響-擷取音訊向上混合器」，IEEE於音訊、語音、及語言處理之異動處理，第15卷第7期第2141-2150頁2007年9月。大部分此等演算法係植基於直接/周圍信號分解，接著為調整適應目標揚聲器設定值的呈現。
所述直接/周圍信號分解不易應用於多頻道環繞信號。不易以公式描述信號模型，及濾波來從N音訊頻道獲得相對應N直接聲音頻道及N周圍聲音頻道。用在立體聲情況的簡單信號模型例如參考Christof Faller，「立體聲信號之多揚聲器回放」，音訊工程學會期刊，第54卷第11期第1051-1064頁2006年11月，假設在全部頻道間欲相關聯的直接聲音並未捕捉可能存在於周圍信號頻道間的頻道關係分集。
立體聲重製的一般目的係只使用有限數目的發射頻道及轉換器而激發連續聲場知覺。揚聲器乃空間聲音重製的最低要求。近代消費者系統經常提供較大數目的重製頻道。基本上，立體聲信號(與頻道數目獨立無關)係經記錄或混合使得針對各個音源，直接聲音同調地(=相依性地)進入具有特定方向線索的頻道數目，而反射的獨立聲音進入決定表觀音源寬度及收聽者包繞線索的頻道數目。預期聽覺影像的正確知覺通常唯有在該記錄所意圖的回放設定值中理想的觀察點才屬可能。添加更多個揚聲器至一給定揚聲器設定值通常許可更真實的重建/模擬天然聲場。若輸入信號係以另一格式給定，為了使用延伸揚聲器設定值的完整優點，或為了操縱該輸入信號之知覺離散部分，該等揚聲器設定值須可分開存取。本說明書描述一種方法來分開包含如下任意數目輸入頻道之立體聲記錄之相依性成分及獨立成分。
音訊信號分解成知覺離散的成分乃高品質信號修改、提升、適應性回放、及知覺編碼所需。晚近提出多個方法許可操縱及/或擷取來自二頻道輸入信號的知覺上離散信號成分。因具有多於二頻道的輸入信號變得愈來愈常見，所述操縱也是多頻道輸入信號所需。但針對二頻道輸入信號所述的大部分構思不易擴延至使用具有任意頻道數目的輸入信號工作。
若欲執行信號分析成例如5.1頻道環繞信號的直接部分及周圍部分，具有左聲道、中聲道、右聲道、左環繞聲道、右環繞聲道、及低頻加強(重低音)，則如何施加直接/周圍信號分析並不直捷。人們可能想比較各對六頻道結果導致階層處理，最終具有高達15不同的比較操作。然後當全部此等15比較操作完成時，於該處各個頻道已經比較每隔一個頻道，須決定如何評估15結果。如此耗時且結果難以解譯，又因耗用大量處理資源，故無法用於例如直接/周圍分離的即時應用，或通常地用在信號分解，例如可用在向上混合脈絡或任何其它音訊處理操作。
於M. M. Goodwin及J. M. Jot，「針對空間音訊編碼與加強的一次-周圍信號分解及以向量為基礎之定位」，於Proc. Of ICASSP 2007,2007，一次成分分析係施加至輸入頻道信號來執行一次(=直接)及周圍信號分解。在Christof Faller，「立體聲信號之多揚聲器回放」，音訊工程學會期刊，第54卷第11期第1051-1064頁2006年11月及C. Faller，「以高度方向性二囊式為基礎的麥克風系統」，於預付梓第123屆聽覺工程學會會議2007年10月中使用的模型，分別在立體聲信號及麥克風信號假設非相關性或部分相關性漫射聲音。給定此假設，他們推衍出用以擷取漫射/周圍信號的濾波器。此等辦法係限於單及二頻道音訊信號。
更進一步參考Carlos Avendano及Jean-Marc Jot，「多頻道向上混合之頻域辦法」，音訊工程學會期刊，第52卷第7/8期第740-749頁2004年。參考文獻M. M. Goodwin及J. M. Jot，「針對空間音訊編碼與加強的一次-周圍信號分解及以向量為基礎之定位」，於Proc. Of ICASSP 2007,2007，評論Avendano,Jot參考文獻如下。該參考文獻提供一種辦法，涉及產生時-頻遮罩來從立體聲輸入信號擷取周圍信號。但該遮罩係基於左-及右-聲道信號之相互相關性，故此一辦法無法即刻應用於從任意多頻道輸入信號擷取周圍信號的問題。為了使用任何此種以相關性為基礎的方法於此較高階情況，將呼叫階層式逐對相關性分析，將造成顯著計算成本，或若干其它多頻道相關性測量值。
空間脈衝響應呈現(SIRR)(Juha Merimaa及Ville Pulkki，「空間脈衝響應呈現」，於第7屆國際數位音效會議議事錄(DAFx’04)，2004)估計於B格式脈衝響應中有方向性的直接聲音及漫射聲音。極為類似SIRR，方向性音訊編碼(DirAC)(Ville Pulkki，「使用方向性音訊編碼之空間聲音重製」，音訊工程學會期刊，第55卷第6期第503-516頁2007年6月)體現相似的直接及漫射聲音分析給B格式連續音訊信號。
於Julia Jakka，雙耳至多聲道音訊向上混合，博士論文，碩士論文，赫爾辛基技術大學2005年呈現的辦法描述使用雙耳信號作為輸入之向上混合。
參考文獻Boaz Rafaely，「於混響聲場空間最佳化維也納濾波，IEEE信號處理應用至音訊及聲學工作坊2001，2001年10月21至24日，紐約州紐帕茲」描述針對混響聲場為空間最佳化的維也納濾波器之推衍。給定於混響空間二麥克風雜訊抵消之應用。從漫射聲場之空間相關性推衍的最佳濾波器捕捉聲場的本地表現，因此為較低階且可能比較於混響空間的習知適應性雜訊抵消濾波器更為空間上穩健。呈現針對未受限制的及受因果限制的最佳濾波器公式，及應用於二麥克風語音加強的實例係使用電腦模擬驗證。
本發明之目的係提出一種分解輸入信號的改良構思。
此項目的係藉如申請專利範圍第1項之用以分解輸入信號之裝置、如申請專利範圍第14項之用以分解輸入信號之方法或如申請專利範圍第15項之電腦程式而達成。
本發明係植基於發現為了分解多頻道信號，亦即使用具有至少三個輸入頻道之信號，較佳辦法係不直接就輸入信號的不同信號成分執行分析。反而具有至少三個輸入頻道之多頻道輸入信號係藉用以向下混合該輸入信號來獲得向下混合信號之向下混合器處理。向下混合信號具有小於輸入頻道數目之向下混合頻道數目，且較佳為2。然後，輸入信號之分析係於向下混合信號上而非直接於輸入信號上執行，及分析獲得分析結果。但此分析結果並非施加至向下混合信號，反而係施加至該輸入信號，或另外，施加至從該輸入信號推衍得之信號，於該處從該輸入信號推衍得之此一信號可以是向上混合信號，或取決於輸入信號的頻道數目此一信號也是向下混合信號，但從該輸入信號推衍得之此一信號將與於其上執行分析的該向下混合信號不同。舉例言之，考慮輸入信號為5.1頻道信號的情況，則於其上執行分析的該向下混合信號可以是具有二頻道的立體向下混合。然後分析結果直接地施加至5.1輸入信號，施加至較高向上混合諸如7.1輸出信號，或當只有三頻道音訊呈現裝置可用時，施加至例如只有三個頻道之輸入信號的多頻道向下混合，亦即左聲道、中聲道、及右聲道。但總而言之，藉信號處理器施加分析結果的該信號係與其上已經執行分析的該向下混合信號不同，且典型地比較其上就信號成分進行分析的該向下混合信號具有更多個頻道。
所謂「間接」分析/處理為可能的原因在於下述事實，由於向下混合典型地係由以不同方式添加輸入頻道組成，故可假設於個別輸入頻道的任何信號成分也出現於向下混合頻道。一種直接向下混合例如為個別輸入頻道係藉向下混合法則或向下混合矩陣加權及然後於已經加權後加總在一起。另一種向下混合係由以某些濾波器諸如HRTF濾波器濾波該等輸入頻道組成，如技藝界已知，該向下混合係使用濾波信號，亦即藉HRTF濾波器濾波的信號執行。針對5頻道輸入信號，需要10個HRTF濾波器，及針對左半部/左耳的HRTF濾波器輸出加總及針對右耳的右頻道濾波器的HRTF濾波器輸出加總。可施加其它向下混合來減少在信號分析器內須處理的頻道數目。
如此，本發明之實施例描述一種新穎構思，在分析結果施加至輸入信號的同時，藉考慮分析信號而從任意輸入信號擷取知覺上離散的成分。例如藉考慮頻道或揚聲器信號傳播至耳朵的傳播模型，可獲得此種分析信號。此點係藉人類聽覺系統也只使用兩個感測器(左耳及右耳)來評估聲場的事實所部分激勵。如此，知覺上離散的成分的擷取基本上減至分析信號的考慮，後文中將標記為向下混合。於本文件全文中，向下混合一詞係用於多頻道信號的任何前處理結果導致分析信號(如此例如可包括傳播模型、HRTF、BRIR、單純縱橫因數向下混合)。
已知給定輸入信號之格式及欲擷取的信號之期望特性，可針對向下混合格定定義理想頻道間關係，及如此，此一分析信號的分析係足夠產生用於多頻道信號分解的加權掩碼(或多個加權掩碼)。
於一實施例中，藉使用環繞信號之立體向下混合及施加直接/周圍分析至向下混合，可簡化多頻道問題。基於該項結果，亦即直接及周圍聲音的短時間功率頻譜估計，推衍出濾波器用以將N-頻道信號分解成N個直接聲音頻道及N個周圍聲音頻道。
本發明之優點在於下述事實，信號分析係施加於較少數頻道，顯著縮短所需處理時間，使得發明構思甚至可施加於向上混合或向下混合的即時應用，或任何其它信號處理操作，於該處需要信號的不同成分諸如知覺上不同成分。
本發明之又一優點為雖然執行向下混合，但發現如此不會降級輸入信號中知覺上離散成分的檢測能力。換言之，即便當輸入頻道被向下混合時，雖言如此個別信號成分可被分離至相當大程度。此外，向下混合呈一種全部輸入頻道的全部信號成分「集合」成兩個頻道操作，施加至踏等「集合的」向下混合信號的信號分析提供獨特結果，該結果不再需要解譯而可直接地用於信號處理。
於一較佳實施例中，當信號分析係基於預先計算的頻率相依性相似性曲線作為參考曲線執行時，獲得用於信號分解目的之特定效率。相似性一詞包括相關性及同調性，於該處就嚴格數學意義而言，相關性係在二信號間計算而無額外時間移位，及同調性藉時間/相位上移位二信號計算，使得二信號具有最大相關性，然後施加時間/相位上移位而計算頻率上的實際相關性。針對本脈絡，相似性、相關性、及同調性被考慮表示相同，亦即二信號間的量化相似程度，例如較高相似性絕對值表示二信號較為相似，而較低相似性絕對值表示二信號較為不相似。
業已顯示使用此種相關性曲線作為參考曲線，許可極為有效的可體現分析，原因在於該曲線可用於直捷比較操作及/或加權因數計算。使用預先計算的頻率相依性相關性曲線許可只執行簡單計算，而非較為複雜的維也納濾波操作。此外，頻率相依性相關性曲線的施加特別有用，原因在於下述事實，問題並非從統計觀點解決，反而係以更加分析方式解決，原因在於從目前設定值導入儘可能多的資訊因而獲得問題的解決。此外，此一程序的彈性極高，原因在於可藉多個不同方式獲得參考曲線。一種方式係於某個設定值測量二或多個信號，及然後從測得的信號計算頻率上相關性曲線。因此，可從不同揚聲器發出獨立信號或先前已知有某種相依性程度的信號。
另一種較佳替***法係在獨立信號之假設下，單純計算相關性曲線。於此種情況下，實際上不需任何信號，原因在於結果為信號相依性。
使用參考曲線用於信號分析的信號分解可應用於立體聲處理，亦即用於分解立體聲信號。另外，此一程序也可連同用於分解多頻道信號的向下混合器體現。另外，當以階層方式逐對地評估信號時，此一程序也可用於多頻道信號而不使用向下混合器。
圖式簡單說明
後文將就附圖討論本發明之較佳實施例，附圖中：第1圖為方塊圖例示說明用以使用向下混合器來分解輸入信號之裝置；第2圖為方塊圖例示說明依據本發明之又一構面，使用分析器以預先計算的頻率相依性相關性曲線，用以分解具有數目至少為3的輸入頻道之信號之裝置體現；第3圖顯示以頻域處理用於向下混合、分析及信號處理之本發明之又一較佳體現；第4圖顯示用於第1圖或第2圖之分析針對參考曲線之預先計算的頻率相依性相關性曲線實例；第5圖顯示方塊圖例示說明之又一處理來擷取獨立成分；第6圖顯示進一步處理之方塊圖的又一體現，擷取獨立漫射、獨立直接、及直接成分；第7圖顯示一方塊圖，體現向下混合器作為分析信號產生器；第8圖顯示流程圖用以指示於第1圖或第2圖之信號分析器中的較佳處理方式；第9a-9e圖顯示不同的預先計算的頻率相依性相關性曲線，其可用作為具有不同的音源(諸如揚聲器)數目及位置之若干不同設定值之參考曲線；第10圖顯示一方塊圖用以例示說明漫射性估計之另一實施例，於該處漫射成分乃欲分解的成分；及第11A及11B圖顯示施加信號分析的方程式實例，該信號分析不使用頻率相依性相關性曲線反而仰仗維也納濾波辦法。
第1圖例示說明一種用以分解具有數目至少為3的輸入頻道或通常為N個輸入頻道之輸入信號10之裝置。此等輸入頻道係輸入向下混合器12，用以將該輸入信號向下混合而獲得向下混合信號14，其中該向下混合器12係配置來向下混合，使得以「m」指示的向下混合信號14之向下混合頻道數目至少為2且小於輸入信號10之輸入頻道數目。m個向下混合頻道係輸入分析器16用以分析該向下混合信號而推衍分析結果18。分析結果18係輸入信號處理器20，於該處該信號處理器係配置來用以使用該分析結果處理該輸入信號10或藉信號推衍器22而從該輸入信號所推衍之一信號，其中該信號處理器20係經組配來用以施加該分析結果至該等輸入頻道或從該輸入信號所推衍之該信號24頻道而獲得分解信號26。
於第1圖例示說明之實施例中，輸入頻道數目為n，向下混合頻道數目為m，推衍頻道數目為l，及當推衍信號而非輸入信號係藉信號處理器處理時，輸出頻道數目係等於l。另外，當信號推衍器22不存在時，則輸入信號藉信號處理器直接處理，及然後第1圖中以「l」指示的分解信號26之頻道數目將等於n。如此，第1圖例示說明兩個不同實例。一個實例不具有信號推衍器22及輸入信號係直接施加至信號處理器20。另一個實例係體現信號推衍器22，及然後推衍信號24而非輸入信號10係藉信號處理器20處理。信號推衍器可以是例如音訊頻道混合器，諸如用以產生更多輸出頻道的向上混合器。於此種情況下，l將大於n。於另一實施例中，信號推衍器可以是另一音訊處理器，其對輸入頻道執行加權、延遲、或任何其它處理，及於此種情況下，信號推衍器22的輸出頻道數目l將等於輸入頻道數目n。於又一體現，信號推衍器可以是向下混合器，減少從輸入信號至推衍信號的頻道數目。於此一體現中，較佳數目l是大於向下混合頻道數目m來獲得本發明之優點中之一者，亦即信號分析係施加至較少數目的頻道信號。
分析器可操作來相對於知覺上離散成分分析向下混合信號。此等知覺上離散成分一方面可以是個別頻道的獨立成分，另一方面可以是相依性成分。欲藉本發明分析之另一個信號成分一方面為直接成分及另一方面為周圍成分。有可藉本發明分離的許多其它成分，諸如來自音樂成分的語音成分、來自語音成分的雜訊成分、來自音樂成分的雜訊成分、相對於低頻雜訊成分的高頻雜訊成分、於多音高信號中由不同樂器所提供的成分等。此係由於下述事實，有強而有力的分析工具諸如第11A、11B圖脈絡所討論的維也納濾波，或有其它分析程序，諸如例如於依據本發明第8圖脈絡所討論的使用頻率相依性相關性曲線。
第2圖例示說明另一構面，於該處分析器係體現來使用預先計算的頻率相依性相關性曲線16。如此，用以分解具多個頻道之信號28之裝置包含分析器16，例如如第1圖脈絡例示說明，藉向下混合操作來分析與輸入信號相同的或與輸入信號相關的分析信號之二頻道間之相關性。藉分析器16所分析的分析信號具有至少二分析頻道，及分析器16係經組配來使用預先計算的頻率相依性相關性曲線作為參考曲線而決定分析結果18。信號處理器20可以如第1圖脈絡討論之相同方式操作，且係經組配來處理分析信號或藉信號推衍器22而從該分析信號推衍得之信號，於該處信號推衍器22可類似於第1圖信號推衍器22之脈絡討論而體現。另外，信號處理器可處理信號，從此推衍分析信號，及信號處理使用分析信號來獲得分解信號。如此，於第2圖之實施例中，輸入信號可以與分析信號相同，於此種情況下，分析信號也可以是只有二頻道的立體信號，如第2圖之例示說明。另外，分析信號可藉任一種處理而從輸入信號推衍，諸如如於第1圖脈絡所述的向下混合，或藉任何其它處理，諸如向上混合等。此外，信號處理器20可用來施加信號處理至已經輸入分析器的相同信號；或信號處理器可施加信號處理至從此推衍分析信號之信號，諸如如於第1圖脈絡所述；或信號處理器可施加信號處理至已經從分析信號例如藉向上混合等而推衍之信號。
如此，針對信號處理器存在有不同的可能性，全部此等可能皆優異，原因在於分析器使用預先計算的頻率相依性相關性曲線作為參考曲線來決定分析結果的獨特操作。
接著討論額外實施例。須注意如第2圖之脈絡討論，甚至考慮使用二頻道分析信號(不含向下混合信號)。如此，如於第1圖及第2圖脈絡之不同構面討論之本發明，該等構面可一起使用或作為分開構面使用，向下混合信號可藉分析器處理，可能尚未藉向下混合產生的二頻道信號可藉信號分析器使用預計算參考曲線處理。於此一脈絡中，須注意隨後體現構面之描述可施加至第1圖及第2圖示意地例示說明的二構面，即便某些特徵只對一個構面而非對二構面描述亦復如此。舉例言之，若考慮第3圖，顯然第3圖之頻域特徵係於第1圖例示說明之構面脈絡中描述，但顯然如隨後就第3圖描述的時/頻變換及反變換也可施加至第2圖體現，該體現不具向下混合器，但有特定分析器使用預先計算的頻率相依性相關性曲線。
更明確言之，時/頻轉換器可配置來在分析信號輸入分析器之前轉換分析信號，時/頻轉換器配置於信號處理器的輸出端來將已處理信號轉換回時域。當存在有信號推衍器時，時/頻轉換器可配置於信號推衍器的輸入端，使得信號推衍器、分析器、及信號處理器全部皆係在頻率/子帶定義域操作。於此脈絡中，頻率及子帶基本上表示於頻率表示型態的頻率之一部分。
此外，顯然第1圖之分析器可以多種不同方式體現，但於一個實施例中，此種分析器也可體現為第2圖討論的分析器，換言之，作為使用預先計算的頻率相依性相關性曲線來作為維也納濾波或任何其它分析方法的替代之道的分析器。
第3圖之實施例應用向下混合程序至任意輸入信號來獲得二頻道表示型態。執行時-頻域的分析，計算加權掩碼，乘以輸入信號之時頻表示型態，如第3圖之例示說明。
該圖中，T/F表示時頻變換；常見短時間富利葉變換(STFT)。iT/F表示個別反變換。[x1(n),...,xN(n)]為時域輸入信號，於該處n為時間指數。[X1(m,i),...,XN(m,i)]表示頻率分解係數，於該處m為分解時間指數，及i為分解頻率指數。[D1(m,i),D2(m,i)]為向下混合信號之二頻道。
W(m,i)為計算得之權值。[Y1(m,i),...,YN(m,i)]為各頻道之加權頻率分解。Hij(i)為向下混合係數，可以是實數值或複數值，且該等係數可以是時間常數或時間變數。如此，向下混合係數可以只是常數或濾波器，諸如HRTF濾波器、混響濾波器、或類似的濾波器。
Y j (m,i)=W j (m,i)‧X j (m,i),where j=(1,2,...,N)　(2)
第3圖闡釋施加相同權值至全部頻道的情況。
Y j (m,i)=W(m,i)‧X j (m,i)　(3)
[y1(n),...,yN(n)]為包含所擷取信號成分之時域輸出信號。(輸入信號可具有針對任意目標回放揚聲器設定值所產生的任意頻道數目(N)。向下混合可包括HRTF來獲得耳輸入信號、聽覺濾波器之模擬等。向下混合也可於時域進行)。
於一實施例中，計算參考相關性(於本上下文中，相關性一詞係用作為頻道間相似性之同義詞，如此也可包括時間移位之評估，通常使用同調性一詞。即便評估時間移位，結果所得值可具有符號(常見同調性定義為只有正值)作為頻率之函數(cref(ω))與向下混合輸入信號之實際相關性(csig(ω))間之差。取決於實際曲線與參考曲線之偏移，計算針對各個時-頻拼貼塊的加權因數，指示其係包含相依性或獨立成分。所得時-頻加權指示獨立成分，且可已經施加至輸入信號之各個頻道來獲得多頻道信號(頻道數目係等於輸入頻道數目)，包括獨立部分可知覺為離散或漫射。
參考曲線可以不同方式定義。實例有：
‧　針對由獨立成分組成的理想化二維或三維漫射聲場之理想理論上參考曲線。
‧　針對該給定輸入信號以參考目標揚聲器設定值所能達成的理想曲線(例如具有方位角(±30度)之標準立體聲設定值，或具有方位角(0度、±30度、±110度)之依據ITU-R BS.775的標準五聲道設定值)。
‧　針對實際上存在的揚聲器設定值之理想曲線(實際位置可測量或經由用戶輸入為已知。假設於給定揚聲器上獨立信號回放，可計算參考曲線)。
‧　各個輸入頻道之實際頻率相依性短時間功率可結合於該參考曲線之計算。
給定頻率相依性參考曲線(cref(ω))，可定義上臨界值(chi(ω))及下臨界值(clo(ω))(參考第4圖)。臨界值曲線可重合參考曲線(cref(ω)=chi(ω)=clo(ω))，或假設臨界值之可檢測性而定義，或可被啟發式地推衍。
若實際曲線與參考曲線之偏差係在由該等臨界值所給定的邊界以內，則實際倉(bin)獲得權值指示獨立成分。高於該上臨界值或低於該下臨界值，倉係指示為相依性。此項指示可以是二進制，或漸進的(亦即遵守軟決策函數)。更明確言之，若上-及下-臨界值與該參考曲線重合，則該施加的權值係與與該參考曲線的偏差正相關。
參考第3圖，元件符號32例示說明時/頻轉換器，其可體現為短時間富利葉變換或體現為任一種濾波器排組產生子帶信號，諸如QMF濾波器排組等。與時/頻轉換器32之細節體現獨立無關，時/頻轉換器的輸出針對各個輸入頻道xi為輸入信號的各個時間週期之頻譜。如此，時/頻處理器32可體現為經常性地取樣個別頻道信號之輸入樣本之一區塊，及計算具有頻譜線從較低頻延伸至較高頻的頻率表示型態，諸如FFT頻譜。然後，針對下個時間區塊，執行相同程序，使得最後針對各個輸入頻道信號計算一短時間頻譜序列。有關一輸入頻道之輸入樣本之某個區塊的某個頻譜之某個頻率範圍係稱作為「時/頻拼貼塊」，及較佳地，於分析器16的分析係基於此等時/頻拼貼塊執行。因此，分析器接收針對第一向下混合頻道D1之某個輸入樣本區塊的頻譜值，及接收第二向下混合頻道D2之相同頻率及相同區塊(於時間上)之值作為時/頻拼貼塊之輸入。
然後，例如如第8圖之例示說明，分析器16係經組配來決定(80)每個子帶及時間區塊的二輸入頻道間之相關性數值，亦即時/頻拼貼塊之相關性數值。然後，於就第2圖或第4圖例示說明之實施例中，分析器16從參考相關性曲線取回相對應子帶之相關性數值(82)。例如當該子帶為於第4圖40指示的子帶時，步驟82結果導致數值41指示-1與+1間之相關性，然後值41為取回的相關性數值。然後於步驟83，使用得自步驟80所決定的相關性數值及步驟82所得取回的相關性數值41，針對該子帶的結果係如下執行，藉由執行比較及隨後做決定，或係藉計算實際差值執行。如前文討論，結果可以是二進制值，換言之，於向下混合/分析信號中考慮的實際時/頻拼貼塊具有獨立成分。當實際上決定的相關性數值(於步驟80)係等於參考相關性數值或係相當接近參考相關性數值時將做此決定。
但當判定所決定的相關性數值指示比該參考相關性數值更高的絕對值相關性數值時，則判定所考慮的時/頻拼貼塊包含相依性成分。如此，當向下混合或分析信號之時/頻拼貼塊的相關性指示比較參考曲線更高的絕對值相關性數值時，則可謂於此時/頻拼貼塊的成分彼此為相依性。但當相關性指示為極為接近參考曲線時，則可謂各成分為獨立無關。相依性成分可接收第一權值諸如1，而獨立成分可接收第二權值諸如0。較佳地，如第4圖之例示說明，與參考線隔開的高及低臨界值係用來提供較佳結果，比較單獨使用參考曲線更適合。
此外，有關第4圖，須注意相關性係在-1與+1間改變。具有負號的相關性額外地指示二信號間180度的相移。因此，也可施加只在0至1間延伸的其它相關性，其中相關性的負部分單純改成正。於此程序中，則忽略用於相關性決定目的的時移或相移。
計算該結果的替代之道係實際上計算於方塊80所決定的相關性數值與於方塊82所得取回的相關性數值間距，及然後決定0與1間之量表作為基於該距離的加權因數。雖然第8圖之第一替代之道(1)只導致數值0或1，可能性(2)導致0至1之值，於若干體現中為較佳。
第3圖之信號處理器20係例示說明為乘法器，分析結果只是所決定的加權因數，從分析器前傳至信號處理器，如第8圖中84例示說明，然後施加至輸入信號10之相對應時/頻拼貼塊。舉例言之，當實際上考慮頻譜為頻譜序列中的第20個頻譜，及當實際考慮頻率倉為此第20頻譜的第5頻率倉時，則時/頻拼貼塊指示為(20,5)，於該處第一數字指示該區塊於時間上之編碼，及第二數字指示於此頻譜中之頻率倉。然後，針對時/頻拼貼塊(20,5)之分析結果係施加至第3圖中輸入信號的各個頻道之相對應時/頻拼貼塊(20,5)；或當如第1圖之例示說明之信號推衍器經體現時，施加至推衍信號之各個頻道的相對應時/頻拼貼塊。
隨後，參考曲線之計算以進一步細節討論。但針對本發明參考曲線如何推衍基本上並不重要。可以是任意曲線，或例如詢查表中之值指示於向下混合信號D中或/及於第2圖之脈絡中於分析信號中，輸入信號xj的理想的或期望的關係。下述推衍為舉例說明。
聲場之物理漫射可藉Cook等人介紹之方法評估(Richard K. Cook,R. V. Waterhouse,R. D. Berendt,Seymour Edelman及Jr. M.C. Thompson，「於混響聲場中相關性係數之測量」，美國聲學學會期刊第27卷第6期第1072-1077頁1955年11月)，利用在兩個空間上分離點平面波之穩態聲壓的相關性係數(r)，如下方程式(4)例示說明
於該處p1(n)及p2(n)為兩點的聲壓測量值，n為時間指數，及<‧>表示時間平均值。於穩態聲場中，可推衍下列關係式：
r(k,d)=(針對三維聲場)，及　(5)
r(k,d)=J 0(kd)(針對二維聲場)，　(6)
於該處d為二測量點間距及k=為波數，λ為波長。(實體參考曲線r(k,d)可已用作為進一步處理的cref)。
聲場之知覺漫射性之測量值為於聲場測量的耳間交互相關性係數(ρ)。測量ρ暗示壓力感測器(個別耳朵)間之半徑為固定。包含此項限制，r變成頻率之函數，角頻率ω=kc，此處c為聲音於空氣中之速度。此外，該等壓力信號係與先前考慮的因收聽者的耳廓、頭部、及軀幹所造成的反射、繞射、及彎曲效應所致之自由場信號不同。空間聽聞實質出現的該等效應係以頭部相關的傳送函數(HRTF)描述。考慮該等影響，於耳朵入口產生的壓力信號為pL(n,ω)及pR(n,ω)。用於計算，測得的HRTF資料可使用或藉使用分析模型可獲得近似值(例如Richard O. Duda及William L. Martens，「球形頭部模型之響應的範圍相依性」，美國聲學學會期刊第104卷第5期第3048-3058頁1998年11月)。
因人類聽覺系統作用類似具有有限頻率選擇性的頻率分析儀，此外可結合此種頻率選擇性。假設聽覺濾波器的作用類似重疊帶通濾波器。於如下實例解說中，使用臨界頻帶辦法來近似此等藉矩形濾波器之重疊帶通。相當矩形帶寬(ERB)可以計算為中心頻率之函數(Brian R. Glasberg及Brian C. J. Moore，「從加凹口雜訊資料推衍聽覺濾波形狀」，聽聞研究第47期第103-138頁1990年)。考慮雙耳處理遵守聽覺濾波，ρ須針對分開頻率頻道計算，獲得下列頻率相依性壓力信號。
於該處積分極限係由臨界頻帶界限依據實際中心頻率ω而給定。因數1/b(w)可或可不使用於方程式(7)及(8)。
若聲壓測量中之一者係被前進或延遲達頻率獨立時差，則可評估信號同調性。人類聽覺系統可利用此種時間對齊性質。通常耳間同調性係計算在±1毫秒以內。取決於可用的處理能力，可只使用延遲零值(針對低複雜度)或有時間前進及延遲的同調性(若高度複雜度為可能)可體現計算。後文中兩種情況未加區別。
考慮理想漫射聲場可達成理想表現，理想漫射聲場可被理想化為由在全部方向傳播的等強非相關性平面波所組成的波場(亦即無限數目的傳播平面波重疊具有傳播的隨機相位關係及均勻分布方向)。由揚聲器所輻射的信號針對位置夠遠的收聽者而言可考慮為平面波。此種平面波假設為透過揚聲器的立體聲回放所常見。如此，藉揚聲器所重製的合成聲場係由來自有限數目方向之貢獻平面波組成。
給定有N頻道之輸入信號，透過具有揚聲器位置[l1,l2,l3,...,lN]的設備回放所產生。(於只有水平回放設備之情況下，li指示方位角。於一般情況下，li=(方位角，仰角)指示揚聲器相對於收聽者頭部位置。若存在於收聽室的設備與參考設備不同，則li另可表示實際回放設備的揚聲器位置)。採用此項資訊，針對此設備，在獨立信號饋至各個揚聲器的假設下，可計算漫射場模擬之耳間同調性參考曲線ρref。由在各個時-頻拼貼塊的各個輸入頻道所貢獻的信號功率可含括於參考曲線的計算中。於體現實現中ρref係用作為cref。
不同參考曲線作為頻率相依性參考曲線或相關性曲線之實例係針對在不同音源位置的不等數目音源及不同頭部方向性如各圖指示而描述於第9a至9e圖。
隨後，基於參考曲線，如第8圖脈絡討論之分析結果的計算係以進一步細節討論。
若在從全部揚聲器回放獨立信號之假設下，向下混合頻道之相關性係等於計算得之參考相關性，則目標係導出等於1之權值。若向下混合頻道之相關性等於+1或-1，則導出之權值應為0，指示不存在有獨立成分。介於該等極端情況間，權值應表示指示為獨立(W=1)或完全相依性(W=0)間合理的過渡。
給定參考相關性曲線cref(ω)及透過實際重製設備回放的實際輸入信號之相關性/同調性估計(csig(ω))(csig為向下混合的相關性/同調性)，可求出csig(ω)與cref(ω)之偏差。此項偏差(可能含上及下臨界值)係對映至範圍[0;1]來獲得權值(W(m,i))，該權值施加至全部輸入頻道來分開獨立成分。
以下實例例示說明當臨界值與參考曲線相對應時可能的對映關係：
實際曲線csig與參考曲線cref之偏差幅值(以Δ表示)係藉下式給定
Δ(ω)=|c sig (ω)-c ref (ω)|　(9)
給定相關性/同調性界限在[-1;+1]間，各個頻率朝+1或-1之最大可能偏差係藉下式給定
如此針對各頻率之權值係得自
考慮頻率分解之時間相依性及有限頻率解析度，權值係導算如下(此處，給定參考曲線可隨時間而改變的一般情況。時間獨立參考曲線(亦即cref(i))亦屬可能)：
此種處理可以在頻率分解進行，頻率係數分組成知覺上激勵子帶，為了計算複雜度理由及獲得有較短脈衝響應的濾波器。此外，可施加平滑濾波器及可施加壓縮函數(亦即以期望方式失真加權，額外導入最小及/或最大權值)。
第5圖例示說明本發明之又一體現，其中該向下混合器係使用如所例示說明之HRTF及聽覺濾波器體現。此外，第5圖額外地例示說明由分析器16輸出的分析結果為針對各個時/頻倉的加權因數，及信號處理器20係例示說明為用以擷取獨立成分的擷取器。然後，信號處理器20之輸出再度為N個頻道，但各頻道現在只含獨立成分，而不含任何更多相依性成分。於此體現中，分析器將計算權值，使得於第8圖之第一體現中，獨立成分將接收1之權值，而相依性成分將接收0之權值。然後，於原先N頻道的時/頻拼貼塊藉信號處理器20處理，具有相依性成分將設定為0。
於其它替代之道，第8圖中有0至1之權值，分析器將計算權值，使得與參考曲線有小距離的時/頻拼貼塊將接收高值(較為接近1)，及與參考曲線有大距離的時/頻拼貼塊將接收小加權因數(較為接近0)。例如於隨後例示說明之權值，例如第3圖於20說明，獨立成分則將被放大，而相依性成分將衰減。
但當信號處理器20被體現為不擷取獨立成分，反而擷取相依性成分時，則將相反地分配權值，使得當於第3圖例示說明之乘法器20進行加權時，獨立成分被衰減而相依性成分被放大。如此，各個信號處理器可應用於信號成分的擷取，原因在於實際上擷取的信號成分係由權值的真正分配所決定。
第6圖例示說明本發明構思之又一體現，但現在使用處理器20之不同體現。於第6圖之實施例中，處理器20係體現用以擷取獨立漫射部分、獨立直接部分及直接部分/成分本身。
為了從已分開的獨立成分(Y1,...,YN)獲得貢獻給包繞/周圍聲場之知覺的部分，須考慮進一步限制。一個此種限制為假設包繞周圍聲音來自各個方向等強。如此，例如於該獨立聲音信號每個頻道中各個時-頻拼貼塊之最低能量可經擷取來獲得包繞周圍信號(可經進一步處理來獲得較高數目的周圍頻道)。實例：
於該處P表示短時間功率估值。(本實例顯示最簡單情況。不適用的一個顯然例外情況為當頻道中之一者包括信號暫停，於該期間此一頻道的功率將為低或為零)。
於某些情況下，優異地擷取全部輸入頻道的相等能量部分，及只使用此擷取頻譜來計算權值。
所擷取的相依性(可例如推衍為Y相依性=Yj(m,i)-Xj(m,i)部分)可用來檢測頻道相依性，及如此估計輸入信號特有的方向性線索，許可進一步處理作為例如重新汰選。
第7圖闡釋一般構思之變化例。N-頻道輸入信號係饋至分析信號產生器(ASG)。M-頻道分析信號的產生可例如包括從頻道/揚聲器至耳朵的傳播模型或本文件全文標示為向下混合之其它方法。分開成分之指示係基於分析信號。指示不同成分的遮罩係施加至輸入信號(A擷取/D擷取(20a、20b))。已加權輸入信號可經進一步處理(A張貼/D張貼(70a、70b))來獲得有特定字符的輸出信號，於該處於本實例中，標誌符「A」及「D」已選用來指示欲擷取成分可以是「周圍」及「直接聲音」。
隨後，描述第10圖。若聲能的方向性分布並非取決於方向，則靜態聲場稱作漫射。方向能分布可藉使用高度方向性麥克風測量全部方向評估。於空間聲學中，於包圍體的混響聲場經常模型化為漫射場。漫射聲場可被理想化成波場，該波場係由於全部方向傳播的等強非相關性平面波組成。此種聲場為各向同性且為同質性。
若特別關注能量分布的一致性，則在空間分開的兩點，穩態聲壓p1(t)及p2(t)之點對點相關性係數
可用來評估聲場的實體漫射。針對藉正弦波源感應假設為理想的三維及二維穩態漫射聲場，可推衍下列關係式：
於該處k=(λ=波長)為波數，及d為測量點間距。給定此等關係式，藉比較測量資料與參考曲線可評估聲場之漫射。因理想關係式只是必要條件但非充分條件，故可考慮具有連結麥克風軸線之不同方向性的多個測量值。
考慮於聲場的收聽者，聲壓測量值係藉耳輸入信號p1(t)及pr(t)給定。如此，假定測量點間之距離d為固定，及r變成只有頻率之函數，f=，於該處c為聲音於空氣中的速度。耳輸入信號係與先前考慮的因收聽者的耳廓、頭部、及軀幹所造成的反射、繞射、及彎曲效應所致之自由場信號不同。空間聽聞實質出現的該等效應係以頭部相關的傳送函數(HRTF)描述。測得的HRTF資料可用來結合此等效應。發明人使用分析模型來模擬HRTF之估計。頭部係模型化為硬質球體，具有半徑8.75厘米，耳朵在方位角±100度及仰角0度位置。給定於理想漫射聲場中r的理論表現及HRTF之影響，可決定用於漫射聲場之頻率相依性耳間交叉相關性參考曲線。
漫射性估計係基於模擬線索與假設漫射場參考線索之比較。此項比較係受人類聽覺所限。於聽覺系統中，雙耳處理遵循由外耳、中耳、及內耳組成的聽覺周邊。外耳效應並非藉球體模型(例如耳廓形、耳道)估計且不考慮中耳效應。內耳之頻譜選擇性係模型化為重疊帶通濾波器(第10圖中標示為聽覺濾波器)排組。臨界頻帶辦法係用來藉矩形濾波器估計此等重疊帶通。相當矩形帶寬(ERB)係計算為中心頻率之函數符合，
b(f c )=24.7‧(0.00437‧f c +1)
假設人類聽覺系統可執行時間對齊來檢測同調信號成分，及交叉相關性分析係用於在複合聲音存在下估計對齊時間τ(相對應於ITD)。至多約1-1.5kHz，載波信號之時移係使用波形交叉相關性評估，而於更高頻率，波封交叉相關性變成相關線索。後文中發明人不加區別。耳間同調性(IC)估算係模型化為標準化耳間交叉相關性函數之最大絕對值。
雙耳知覺之若干模型考慮行進中耳間交叉相關性分析。因發明人考慮靜態信號，故不考慮對時間的相依性。為了模型化臨界頻帶處理之影響，發明人計算頻率相依性標準化交叉相關性函數為
於該處A乃每個臨界頻帶的交叉相關性函數，及B及C乃每個臨界頻帶的自我相關性函數。藉帶通交叉頻譜及帶通自我頻譜，其與頻域之關係可公式化如下：
於該處L(f)及R(f)為耳輸入信號之富利葉變換，f ±=f c ±為依據真實中心頻率臨界頻帶的上及下積分極限，及*表示複合共軛數。
若在不同角度來自二或多個來源之信號係重疊設置，則激勵起伏波動的ILD及ITD線索。此種ILD及ITD作為時間及/或頻率之函數變化可產生空間性。但於長時間平均，於漫射聲場無需為ILD及ITD。零之平均ITD表示信號間之相關性無法藉時間對齊增加。原則上ILD可於整個可聽聞頻率範圍評估。因在低頻頭部不構成障礙，故ILD在中高頻最有效。
隨後討論第11A及11B圖來例示說明分析器之另一體現而未使用參考曲線，如於第10圖或第4圖之脈絡討論。
短時間富利葉變換(STFT)施加至輸入環繞音訊頻道x1(n)至xN(n)，分別獲得無時間頻譜X1(m,i)至XN(m,i)，於該處m為頻譜(時間)指數及i為頻率指數。計算環繞輸入信號之立體向下混合頻譜，標示為(m,i)及(m,i)。針對5.1環繞，ITU向下混合係適合為方程式(1)。X1(m,i)至X5(m,i)係循序相對應於左(L)、右(R)、中心(C)、左環繞(LS)、及右環繞(RS)聲道。後文中，為求標示簡明，大半時間刪除時間及頻率指數。
基於向下混合立體聲信號，濾波器WD及WA經計算來於方程式(2)及(3)獲得直接及周圍聲音環繞信號估值。
給定愈設周圍聲音信號在全部輸入頻道間為不相關，發明人選擇向下混合係數使得針對向下混合頻道也維持此一假設。如此，發明人可於方程式4公式化向下混合信號。
D1及D2表示相關的直接聲音STFT頻譜，及A1及A2表示不相關的周圍聲音。又更假設於各個頻道的直接聲音及周圍聲音為彼此不相關。
以最小均方意義，直接聲音的估計係藉施加維也納濾波器至原先環繞信號來遏止周圍聲音而達成。為了推衍可應用至全部輸入頻道的單一濾波器，使用方程式(5)的相同濾波器用於左聲道及右聲道來估計向下混合信號中的直接成分。
針對此一估計的聯合均方誤差函數係藉方程式(6)給定。
E{‧}為預期運算子，PD及PA為直接及周圍成分的短期功率估值和(方程式7)。
誤差函數(6)藉設定其導數為零而最小化。結果所得用於直接聲音估計的濾波器係在方程式8。
同理，周圍聲音的估計濾波器可推導如方程式9。
後文中，PD及PA之估值係經推導，需要計算WD及WA。向下混合之交叉相關性係藉方程式10給定。
於該處給定向下混合信號模型(4)，參考(11)。
又更假設向下混合的周圍成分在左及右向下混合頻道有相等功率，則可寫成方程式12。
將方程式12代入方程式10末行及考濾方程式13，可獲得方程式(14)及(15)。
如第4圖之脈絡討論，針對最小相關性之參考曲線的產生，可想像藉將二或多個不同音源置於重新播放設備，及藉將收聽者頭部置於此一重新播放設備的某個位置。然後，完全獨立信號由不同揚聲器發出。針對2-揚聲器設備，於沒有任何交叉混合產物之情況下，二頻道將須完全不相關，具有相關係數等於0。但因從人類聽覺系統左側至右側的交叉耦合故出現此等交叉混合產物，及因空間混響等也出現其它交叉耦合。因此，結果所得參考曲線，如第4圖或第9a至9d圖之例示說明並非經常性於0，反而具有與0特別相異值，但於此種景況想像的參考信號為完全獨立。但重要地須瞭解實際上無需此等信號。假計算參考曲線時，也充分假設二或多個信號間之完整獨立性。就此方面而言，但須注意針對其它景況可計算其它參考曲線，使用或假設非完全獨立的信號，反而具有某個但預知的彼此間之相依性或相依性程度。當計算如此不同的參考曲線時，解譯或加權因數的提供將與就假設完全獨立信號之參考曲線而言為不同。
雖然已經就裝置脈絡描述若干構面，但顯然此等構面也表示相對應方法的描述，於該處一方塊或裝置係相對應於一方法步驟或一方法步驟之特徵結構。同理，於一方法步驟脈絡描述的構面也表示相對應於方塊或項目或相對應裝置之特徵結構的描述。
本發明之分解信號可儲存在數位儲存媒體上或可在發射媒體諸如無線發射媒體或有線發射媒體諸如網際網路上發射。
取決於某些體現要求，本發明之實施例可於硬體或軟體體現。體現可使用數位儲存媒體執行，諸如具有可電子讀取控制信號儲存其上，結合(或可結合)可規劃電腦系統使其執行個別方法的軟碟、DVD、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM、或快閃記憶體。
依據本發明之若干實施例包含具有可電子讀取控制信號之非過渡資料載體，其可與可規劃電腦系統協作，使得執行此處所述方法中之一者。
概略言之，本發明之實施例可體現為具有程式代碼的電腦程式產品，當該電腦程式產品在電腦上跑時，該程式代碼係操作來執行方法中之一者。程式代碼例如可儲存在可機器讀取載體上。
其它實施例包含儲存在可機器讀取載體上用以執行此處所述方法中之一者的電腦程式。
因此，換言之，本發明方法之實施例為具有程式代碼的電腦程式，當該電腦程式產品在電腦上跑時，該程式代碼用以執行此處所述方法中之一者。
本發明方法之又一實施例因而為資料載體(或數位儲存媒體、或電腦可讀取媒體)包含用以執行此處所述方法中之一者的電腦程式儲存於其上。
因此，本發明方法之又一實施例為表示用以執行此處所述方法中之一者之電腦程式的資料串流或信號序列。資料串流或信號序列例如可經組配來透過資料通訊連結，例如通過網際網路傳送。
又一實施例包含處理構件例如電腦或可規劃邏輯裝置，其係經組配來或適用以執行此處所述方法中之一者。
又一實施例包含電腦，其上安裝有用以執行此處所述方法中之一者之電腦程式。
於若干實施例中，可規劃邏輯裝置(例如可現場規劃閘陣列)可用以執行此處所述方法之部分或全部功能。於若干實施例中，可現場規劃閘陣列可與微處理器協作來執行此處所述方法中之一者。大致言之，該等方法較佳係藉任何硬體裝置執行。
前述實施例僅供舉例說明本發明之原理。須瞭解此處所述配置及細節之修改及變化將為熟諳技藝人士顯然易知。因此，意圖本發明僅受隨附申請專利範圍之範圍所限，而非受限於藉由此處實施例之描述及解釋所呈現的特定細節。
10．．．輸入信號
12．．．向下混合器
14．．．向下混合信號
16．．．分析器
18．．．分析結果
20．．．信號處理器
20a．．．A擷取
20b．．．D擷取
22．．．信號推衍器
24．．．推衍信號
26．．．分解信號
28．．．分析頻道
32．．．時/頻轉換器(T/F)
34．．．反時/頻轉換器(iT/F)
40．．．子帶
41．．．值
70a．．．A張貼
70b．．．D張貼
80-84．．．步驟、處理方塊
第1圖為方塊圖例示說明用以使用向下混合器來分解輸入信號之裝置；
第2圖為方塊圖例示說明依據本發明之又一構面，使用分析器以預先計算的頻率相依性相關性曲線，用以分解具有數目至少為3的輸入頻道之信號之裝置體現；
第3圖顯示以頻域處理用於向下混合、分析及信號處理之本發明之又一較佳體現；
第4圖顯示用於第1圖或第2圖之分析針對參考曲線之預先計算的頻率相依性相關性曲線實例；
第5圖顯示方塊圖例示說明之又一處理來擷取獨立成分；
第6圖顯示進一步處理之方塊圖的又一體現，擷取獨立漫射、獨立直接、及直接成分；
第7圖顯示一方塊圖，體現向下混合器作為分析信號產生器；
第8圖顯示流程圖用以指示於第1圖或第2圖之信號分析器中的較佳處理方式；
第9a-9e圖顯示不同的預先計算的頻率相依性相關性曲線，其可用作為具有不同的音源(諸如揚聲器)數目及位置之若干不同設定值之參考曲線；
第10圖顯示一方塊圖用以例示說明漫射性估計之另一實施例，於該處漫射成分乃欲分解的成分；及
第11A及11B圖顯示施加信號分析的方程式實例，該信號分析不使用頻率相依性相關性曲線反而仰仗維也納濾波辦法。
10．．．輸入頻道
12．．．向下混合器
14．．．向下混合信號
16．．．分析器
18．．．分析結果
20．．．信號處理器
22．．．信號推衍器
24．．．推衍信號
26．．．分解信號

Claims (15)

  1. 一種用以分解具有一數目至少為三的輸入頻道之輸入信號之裝置，其係包含：用以向下混合該輸入信號來獲得一向下混合信號之一向下混合器，其中該向下混合器係組配來向下混合使得該向下混合信號之向下混合頻道之數目至少為2且係小於輸入頻道之該數目；用以分析該向下混合信號來推衍一分析結果之一分析器；及一信號處理器，用以使用該分析結果處理該輸入信號或從該輸入信號所推衍之一信號、或從其中推衍該輸入信號之一信號，其中該信號處理器係組配來用以施加該分析結果至該輸入信號之該等輸入頻道或從該輸入信號所推衍之該信號之頻道而獲得分解信號。
  2. 如申請專利範圍第1項之裝置，其係進一步包含用以將該等輸入頻道轉換成一時間序列之頻道頻率表示型態的一時間/頻率轉換器，各個輸入頻道頻率表示型態具有多個子帶，或其中該向下混合器包含用以轉換該向下混合信號之一時間/頻率轉換器，其中該分析器係組配來針對個別子帶產生一分析結果，及其中該信號處理器係組配來施加該個別分析結果至該輸入信號或從該輸入信號所推衍之該信號的相對應子帶。
  3. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該分析器係組配來產生多個加權因數作為該分析結果，及其中該信號處理器係組配來藉以該等加權因數進行加權而施加該等加權因數至該輸入信號或從該輸入信號所推衍之該信號。
  4. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該向下混合器係組配來依據使得至少該二向下混合頻道係彼此相異的一向下混合法則而添加已加權或未經加權的輸入頻道。
  5. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該向下混合器係組配來使用以空間脈衝響應為基礎之濾波器、以雙耳空間脈衝響應(BRIR)為基礎之濾波器或以HRTF(頭部相關轉移函數)為基礎之濾波器來濾波該輸入信號。
  6. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該信號處理器係組配來施加一維也納(Wiener)濾波器至該輸入信號或從該輸入信號所推衍之該信號，及其中該分析器係組配來使用從該等向下混合頻道所推衍之預期值而計算該維也納濾波器。
  7. 如申請專利範圍第1項之裝置，其係進一步包含用以從該輸入信號推衍該信號之一信號推衍器，使得從該輸入信號推衍得之該信號相較於該向下混合信號或該輸入信號具有不同的頻道數目。
  8. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該分析器係組配來使用一預先儲存的頻率相依性相似性曲線而指出由先前已知之參考信號所能產生的二信號間之一頻率相依 性相似性。
  9. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該分析器係組配來使用一預先儲存的頻率相依性相似性曲線而指出在一收聽者位置之二或更多個信號間之一頻率相依性相似性，且係根據假設該等信號具有一已知之相似性特性，及該等信號係可由在已知揚聲器位置之揚聲器所發出。
  10. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該分析器係組配來使用該等輸入頻道之一頻率相依性短時間功率而計算一信號相依性頻率相依性相似性曲線。
  11. 如申請專利範圍第8項之裝置，其中該分析器係組配來計算於一頻率子帶中該向下混合頻道之一相似性，比較一相似性結果與由參考曲線所指示之一相似性，及產生基於一壓縮結果之一加權因數作為該分析結果，或計算相對應結果與由針對相同頻率子帶之該參考曲線所指示之一相似性間之一距離，及進一步基於該距離計算一加權因數作為該分析結果。
  12. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該分析器係組配來分析於由人耳之一頻率解析度所決定的子帶中的該等向下混合頻道。
  13. 如申請專利範圍第1項之裝置，其中該分析器係組配來分析該向下混合信號而產生允許一直接周圍分解的一分析結果，及其中該信號處理器係組配來使用該分析結果而擷取直接部分或周圍部分。
  14. 一種用以分解具有一數目至少為三的輸入頻道之輸入信號之方法，其係包含下列步驟：向下混合該輸入信號來獲得一向下混合信號，使得該向下混合信號之向下混合頻道之數目至少為2且係小於輸入頻道之該數目；分析該向下混合信號來推衍一分析結果；及使用該分析結果處理該輸入信號或從該輸入信號所推衍之一信號、或從其中推衍該輸入信號之一信號，其中該分析結果係施加至該輸入信號之該等輸入頻道或從該輸入信號所推衍之該信號之頻道而獲得分解信號。
  15. 一種電腦程式，該電腦程式在由一電腦或處理器執行時，係用以執行如申請專利範圍第14項之方法。
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