TWI513185B - 閘極驅動器及驅動方法 - Google Patents

Description

閘極驅動器及驅動方法

本發明是有關於一種功率開關所使用的閘極驅動器及驅動方法，特別是指一種閘極驅動器及驅動方法。

已知在MOSFET電源開關的總功率損耗中，切換損耗佔了重要的地位。因為MOSFET電源開關在開啟/關閉的暫態期間(transient period)顯示出阻抗的特性，開關頻率越高，損耗越多。

MOSFET電源開關的閘極一般而言可視為一電容，傳統用於n通道MOSFET電源開關的正輸出電壓閘極驅動器只能由正電壓源驅動，但n通道MOSFET電源開關的閘極在關閉期間(turn-off period)無法快速驅動，因此造成切換損耗增加。

為了降低前述的切換損耗，已知有用於閘極驅動器的共振電路被提出，然而，易增加費用及複雜性。另一種方式是應用正輸出電壓及負輸出電壓驅動n通道MOSFET電源開關，藉此降低n通道MOSFET電源開關的閘極的關閉暫態期間及放電時間。然而，此方案需要一正輸出電壓源及另一負輸出電壓源去驅動n通道MOSFET電源 開關，在工業應用上不便利。

因此，本發明之目的，即在提供一種符合精簡化設計及可快速放電而降低能量損耗之閘極驅動器及驅動方法。

於是，本發明之閘極驅動器包含一驅動電路、一第一電荷幫浦、一第二電荷幫浦、一第三電荷幫浦、一第四電荷幫浦、一第一箝制電路、一第二箝制幫浦、一第一開關及一第二開關。

該驅動電路接受一正電壓電源之輸入電壓供電並具有一對功率開關，該對功率開關共同接收一脈波控制訊號且二者輸出連接於一第一節點，該脈波控制訊號具有一第一模式及一第二模式以調控該對功率開關的導通與否。

該第一電荷幫浦包括一第一二極體及一第一電容，第一二極體的陽極端耦接於該正電壓電源之輸入電壓，第一二極體的陰極端串接於第一電容的一端，第一電容的另一端連接第一節點。

該第二電荷幫浦包括一第二二極體及一第二電容，第二電容的一端連接第一節點，第二電容的另一端耦接於第二二極體的陽極端，第二二極體的陰極端接地。

該第三電荷幫浦包括一第三二極體及一第三電容，第三二極體的陽極端耦接在第一二極體的陰極端及第一電容的一端之間，第三二極體的陰極端耦接在第三電容 一端，第三電容的另一端接地。

該第四電荷幫浦包括一第四二極體及一第四電容，第四二極體的陰極端耦接在第二二極體的陽極端及第二電容的一端之間，第四二極體的陽極端耦接在第四電容一端，第四電容的另一端接地。

該第一箝制電路包括一第五二極體及一第五電容，第五二極體的陽極端耦接於該第三電容之一端，第五二極體的陰極端串接於第五電容的一端，第五電容的另一端連接一與該第一節點相連接之第二節點。

該第二箝制電路包括一第六二極體及一第六電容，第六電容的一端連接第二節點，第六電容的另一端耦接於第六二極體的陽極端，第六二極體的陰極耦接於第四電容之一端。

該第一開關是一p通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第一開關的閘極控制端耦接於該第五二極體之陽極，第一開關的源極端耦接在第五二極體的陰極端及第五電容的一端之間；及該第二開關是一n通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第二開關的閘極控制端耦接於第六二極體的陰極端，第二開關的源極端耦接在第六電容的另一端及第六二極體的陽極端之間，第一開關的汲極及第二開關的汲極均耦接於一輸出端，且該輸出端在該第一模式為三倍輸入電壓至以及在該第二模式為負兩倍輸入電壓。

較佳的，該對功率開關包括一第一電晶體及一 第二電晶體，該第一電晶體係一p通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，該第二電晶體係一n通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件。

本發明閘極驅動方法包含下述步驟：提供一驅動電路，接受一正電壓電源之輸入電壓供電並具有一對功率開關，該對功率開關共同接收一脈波控制訊號且二者輸出連接於一第一節點，該脈波控制訊號具有一第一模式及一第二模式以調控該對功率開關的導通與否；提供一第一電荷幫浦，包括一第一二極體及一第一電容，第一二極體的陽極端耦接於該正電壓電源之輸入電壓，第一二極體的陰極端串接於第一電容的一端，第一電容的另一端連接第一節點；提供一第二電荷幫浦，包括一第二二極體及一第二電容，第二電容的一端連接第一節點，第二電容的另一端耦接於第二二極體的陽極端，第二二極體的陰極端接地；提供一第三電荷幫浦，包括一第三二極體及一第三電容，第三二極體的陽極端耦接在第一二極體的陰極端及第一電容的一端之間，第三二極體的陰極端耦接在第三電容一端，第三電容的另一端接地：提供一第四電荷幫浦，包括一第四二極體及一第四電容，第四二極體的陰極端耦接在第二二極體的陽極端及第二電容的一端之間，第四二極體的陽極端耦接在第四電容一端，第四電容的另一端接地；提供一第一箝制電路，包括一第五二極體及一第五電容，第五二極體的陽極端耦接於該第三電容之一端，第五二極體的陰極端串接於第五電容的一端， 第五電容的另一端連接一與該第一節點相連接之第二節點；提供一第二箝制電路，包括一第六二極體及一第六電容，第六電容的一端連接第二節點，第六電容的另一端耦接於第六二極體的陽極端，第六二極體的陰極耦接於第四電容之一端；提供一第一開關，第一開關是一p通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第一開關的閘極控制端耦接於該第五二極體之陽極，第一開關的源極端耦接在第五二極體的陰極端及第五電容的一端之間；及提供一第二開關，第二開關是一n通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第二開關的閘極控制端耦接於第六二極體的陰極端，第二開關的源極端耦接在第六電容的另一端及第六二極體的陽極端之間，第一開關的汲極及第二開關的汲極均耦接於一輸出端，且在該第一模式於該輸出端為三倍輸入電壓以及在該第二模式於該輸出端為負兩倍輸入電壓。

較佳的，該第一模式下，第一電晶體導通及第二電晶體不導通，第二二極體前向偏壓及第二電容快速充電至正輸入電壓，同時，輸入電壓伴隨第四電容的電壓對第六電容充電至兩倍輸入電壓，第一二極體逆向偏壓，輸入電壓伴隨第一電容的電壓對第三電容充電至兩倍輸入電壓，另一方面，第一開關的閘極和源極之間的電壓為負輸入電壓，造成第一開關導通，第二開關的閘極和源極之間的電壓為零，造成第二開關不導通，使得該輸出端為三倍輸入電壓；該第二模式下，第一電晶體不導通及第二電晶體導通，第一二極體及第五二極體前向偏壓及第二二極體 及第六二極體逆向偏壓，使第一電容充電至輸入電壓，同時，第一開關的閘極和源極之間的電壓為零，造成第一開關不導通，第二開關的閘極和源極之間的電壓為輸入電壓，造成第二開關導通，第一電容充電至輸入電壓及第三電容充電至兩倍輸入電壓，使得該輸出端為負兩倍輸入電壓。

本發明的閘極驅動器及驅動方法的功效在於：本發明的閘極驅動器可提供三倍及負兩倍輸入電壓以在開/關的關閉期間能降低切換損耗，並符合精簡化設計及降低切換損耗的要求。

100‧‧‧閘極驅動器

10‧‧‧驅動電路

11‧‧‧第一電荷幫浦

12‧‧‧第二電荷幫浦

13‧‧‧第三電荷幫浦

14‧‧‧第四電荷幫浦

21‧‧‧第一箝制電路

22‧‧‧第二箝制電路

B₁ ‧‧‧反相器

C₁ ‧‧‧第一電容

C₂ ‧‧‧第二電容

C₃ ‧‧‧第三電容

C₄ ‧‧‧第四電容

C₅ ‧‧‧第五電容

C₆ ‧‧‧第六電容

C_gs ‧‧‧儲能元件

D₁ ‧‧‧第一二極體

D₂ ‧‧‧第二二極體

D₃ ‧‧‧第三二極體

D₄ ‧‧‧第四二極體

D₅ ‧‧‧第五二極體

D₆ ‧‧‧第六二極體

PWM‧‧‧脈波控制訊號

Q₁ ‧‧‧第一電晶體

Q₂ ‧‧‧第二電晶體

Q₃ ‧‧‧第一開關

Q₄ ‧‧‧第二開關

V_CC ‧‧‧輸入電壓

X1‧‧‧第一節點

X2‧‧‧第二節點

X3‧‧‧輸出端

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明本發明的閘極驅動器的元件組成的較佳實施例；圖2是一電路圖，說明本發明的閘極驅動器的元件及其相關訊號標示的較佳實施例；圖3是一電路圖，說明本發明的閘極驅動器的較佳實施例處於第一模式；圖4是一電路圖，說明本發明的閘極驅動器的較佳實施例處於第二模式；圖5是一時序波形圖，說明本較佳實施例的各元件的電壓波形，且切換頻率為10kHz；圖6是一時序波形圖，說明本較佳實施例的各元件的電 壓波形，且切換頻率為500kHz；圖7是一時序波形圖，說明本較佳實施例的切換頻率是10kHz的脈波控制訊號PWM、第一電容C₁ 的電壓v_C1 、第五電容C₅ 的電壓v_C5 及第三電容C₃ 的電壓v_C3 的波形；圖8是一時序波形圖，說明本較佳實施例的切換頻率是500kHz的脈波控制訊號PWM、第一電容C₁ 的電壓v_C1 、第五電容C₅ 的電壓v_C5 及第三電容C₃ 的電壓v_C3 的波形；圖9是一時序波形圖，說明本較佳實施例的切換頻率是10kHz的脈波控制訊號PWM、第一節點電壓v_X1 及儲能元件電壓v_gs 的波形；及圖10是一時序波形圖，說明本較佳實施例的切換頻率是500kHz的脈波控制訊號PWM、第一節點電壓v_X1 及儲能元件電壓v_gs 的波形。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖1及圖2，本發明的閘極驅動器100及驅動方法的較佳實施例中，閘極驅動器100包含一驅動電路10、一第一電荷幫浦11、一第二電荷幫浦12、一第三電荷幫浦13、一第四電荷幫浦14、一第一箝制電路21、一第二箝制幫浦22、一第一開關Q₃ 及一第二開關Q₄ 。本較佳實施例是應用於控制n通道的MOSFET開關元件(圖未示)或其他類似的電力開關，且於本較佳實施例是使用儲能元件C_gs 模擬n通道的MOSFET開關元件的閘極。

驅動電路10接受一正電壓電源之輸入電壓V_CC 供電並具有一反向器B₁ 及一對功率開關，該對功率開關包括一第一電晶體Q₁ 及一第二電晶體Q₂ ，第一電晶體Q₁ 係一p通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第二電晶體Q₂ 係一n通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件。該對功率開關共同接收一脈波控制訊號PWM且二者輸出連接於一第一節點X1，脈波控制訊號PWM是一脈波，可以是波寬調變或變頻調變方式所產生，經反相器B₁ 反相後的一脈波控制訊號具有一第一模式及一第二模式以調控該對功率開關的導通與否。

第一電荷幫浦11包括一第一二極體D₁ 及一第一電容C₁ ，第一二極體D₁ 的陽極端耦接於該正電壓電源之輸入電壓V_CC ，第一二極體D₁ 的陰極端串接於第一電容C₁ 的一端，第一電容C₁ 的另一端連接第一節點X1。

第二電荷幫浦12包括一第二二極體D₂ 及一第二電容C₂ ，第二電容C₂ 的一端連接第一節點X1，第二電容C₂ 的另一端耦接於第二二極體D₂ 的陽極端，第二二極體D₂ 的陰極端接地。

第三電荷幫浦13包括一第三二極體D₃ 及一第三電容C₃ ，第三二極體D₃ 的陽極端耦接在第一二極體D₁ 的陰極端及第一電容C₁ 的一端之間，第三二極體D₃ 的陰極端耦接在第三電容C₃ 一端，第三電容C₃ 的另一端接地。

第四電荷幫浦14包括一第四二極體D₄ 及一第四電容C₄ ，第四二極體D₄ 的陰極端耦接在第二二極體D₂ 的陽極端及第二電容C₂ 的一端之間，第四二極體D₄ 的陽極端耦接在第四電容C₄ 一端，第四電容C₄ 的另一端接地。

第一箝制電路21包括一第五二極體D₅ 及一第五電容C₅ ，第五二極體D₅ 的陽極端耦接於第三電容C₃ 之一端，第五二極體D₅ 的陰極端串接於第五電容C₅ 的一端，第五電容C₅ 的另一端連接一與該第一節點X1相連接之第二節點X2。

第二箝制電路22包括一第六二極體D₆ 及一第六電容C₆ ，第六電容C₆ 的一端連接第二節點X2，第六電容C₆ 的另一端耦接於第六二極體D₆ 的陽極端，第六二極體D₆ 的陰極耦接於第四電容C₄ 之一端。

第一開關Q₃ 是一p通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第一開關Q₃ 的閘極控制端耦接於該第五二極體D₅ 之陽極，第一開關Q₃ 的源極端耦接在第五二極體D₅ 的陰極端及第五電容C₅ 的一端之間；第二開關Q₄ 是一n通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第二開關Q₄ 的閘極控制端耦接於第六二極體D₆ 的陰極端，第二開關Q₄ 的源極端耦接在第六電容C₆ 的另一端及第六二極體D₆ 的陽極端之間，第一開關Q₃ 的汲極及第二開關Q₄ 的汲極均耦接於一輸出端X3，且該輸出端X3在第一模式為三倍輸入電壓至以及在第二模式為負兩倍輸入電壓，藉此，可驅動n通道的MOSFET開關元件的閘極(以儲能元件C_gs 代表)。

參閱圖1，配合圖3及圖4，以下介紹閘極驅動器100的兩種控制模式如何運作；需注意的是，本實施例 是假設對於所有的二極體的前饋電壓為0，第一電容C₁ 的電壓v_C1 及第二電容C₂ 的電壓v_C2 之值均接近輸入電壓(V_CC )，第三電容C₃ 的電壓v_C3 、第五電容C₅ 的電壓v_C5 及第六電容C₆ 的電壓v_C6 之值均接近兩倍輸入電壓(2V_CC )，第四電容C₄ 的電壓v_C4 之值接近負輸入電壓(-V_CC )。

第一模式下，第一電晶體Q₁ 導通及第二電晶體Q₂ 不導通，第二二極體D₂ 前向偏壓及第二電容C₂ 快速充電至正輸入電壓V_CC ，同時，輸入電壓V_CC 伴隨第四電容C₄ 的電壓對第六電容C₆ 充電至兩倍輸入電壓2V_CC ，第一二極體D₁ 逆向偏壓，輸入電壓V_CC 伴隨第一電容C₁ 的電壓對第三電容C₃ 充電至兩倍輸入電壓2V_CC ，另一方面，第一開關Q₃ 的閘極和源極之間的電壓為負輸入電壓-V_CC ，造成第一開關Q₃ 導通，第二開關Q₄ 的閘極和源極之間的電壓為零，造成第二開關Q₄ 不導通，使得輸出為三倍輸入電壓3V_CC 。

第二模式下，第一電晶體Q₁ 不導通及第二電晶體Q₂ 導通，第一二極體D₂ 及第五二極體D₅ 前向偏壓及第二二極體D₂ 及第六二極體D₆ 逆向偏壓，使第一電容C₁ 充電至輸入電壓V_CC ，同時，第一開關Q₃ 的閘極和源極之間的電壓為零，造成第一開關Q₃ 不導通，第二開關Q₄ 的閘極和源極之間的電壓為輸入電壓V_CC ，造成第二開關Q₄ 導通，第一電容C₁ 充電至輸入電壓V_CC 及第三電容C₃ 充電至兩倍輸入電壓2V_CC ，使得輸出為負兩倍輸入電壓-2V_CC 。

綜合以上說明，可知閘極驅動器100確實可在 第一模式及第二模式分別產生三倍及負兩倍的輸入電壓。

本實施例於模擬及實驗採用的條件如下：(i)電源電壓V_CC 為+5伏特；(ii)第一電容C₁ 、第二電容C₂ 、第三電容C₃ 及第四電容C₄ 的電容值皆設定為10μF；(iii)第五電容C₅ 及第六電容C₆ 的電容值設定為1μF；(iv)模擬閘極的電容C_gs 的電容值設定為22nF；(v)第一電晶體Q₁ 及第二電晶體Q₂ 採用型號IXDD614P的輸出暫存開關(output buffer switches)；(vi)第一開關Q₃ 及第二開關Q₄ 採用型號FDS8333C的積體電路，其包括n通道及p通道的金屬氧化物半導體場效電晶體；(vii)二極體D₁ ~D₆ 是採用型號1N5819的積體電路。

參閱圖2、圖5及圖6，是利用如圖1的閘極驅動器100在前述的條件下的各元件的電壓波形，且切換頻率分別為10kHz及500kHz。

參閱圖2及圖7是切換頻率是10kHz的脈波控制訊號PWM、第一電容C₁ 的電壓v_C1 、第五電容C₅ 的電壓v_C5 及第三電容C₃ 的電壓v_C3 的波形。

參閱圖2及圖8是切換頻率是500kHz的脈波控制訊號PWM、第一電容C₁ 的電壓v_C1 、第五電容C₅ 的電壓v_C5 及第三電容C₃ 的電壓v_C3 的波形。

參閱圖2及圖9是切換頻率是10kHz的脈波控制訊號PWM、第一節點X1的電壓v_X1 及儲能元件C_gs 的電壓v_gs 的波形。

參閱圖2及圖10是切換頻率是500kHz的脈波 控制訊號PWM、第一節點X1的電壓v_X1 及儲能元件C_gs 的電壓v_gs 的波形。

歸納上述，本發明的閘極驅動器100及驅動方法中，只需要單一正電壓電源(輸入電壓Vcc)供電就可間歇產生包括輸出電壓Vcc的三倍(3Vcc)以及輸出電壓的負兩倍(-2Vcc)的驅動信號v_gs 來驅動n通道的MOSFET開關元件的閘極(本實施例以儲能元件C_gs 表示)。因此，此閘極驅動器100可降低暫態期間而因此降低開關損耗。此外，由於前述電壓(3Vcc及-2Vcc)被施加於n通道的MOSFET開關元件的閘極(本實施例以儲能元件C_gs 表示)，除了米勒效應的誤差被降低之外，漏電流也被降低，本發明的閘極驅動器100符合整體電路精簡化設計及具有快速動作而降低切換損耗的效果，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧閘極驅動器

10‧‧‧驅動電路

11‧‧‧第一電荷幫浦

12‧‧‧第二電荷幫浦

13‧‧‧第三電荷幫浦

14‧‧‧第四電荷幫浦

21‧‧‧第一箝制電路

22‧‧‧第二箝制電路

B₁ ‧‧‧反相器

C₁ ‧‧‧第一電容

C₂ ‧‧‧第二電容

C₃ ‧‧‧第三電容

C₄ ‧‧‧第四電容

C₅ ‧‧‧第五電容

C₆ ‧‧‧第六電容

C_gs ‧‧‧儲能元件

D₁ ‧‧‧第一二極體

D₂ ‧‧‧第二二極體

D₃ ‧‧‧第三二極體

D₄ ‧‧‧第四二極體

D₅ ‧‧‧第五二極體

D₆ ‧‧‧第六二極體

PWM‧‧‧脈波控制訊號

Q₁ ‧‧‧第一電晶體

Q₂ ‧‧‧第二電晶體

Q₃ ‧‧‧第一開關

Q₄ ‧‧‧第二開關

V_CC ‧‧‧輸入電壓

X1‧‧‧第一節點

X2‧‧‧第二節點

X3‧‧‧輸出端

Claims (4)

1. 一種閘極驅動器，包含：一驅動電路，接受一正電壓電源之輸入電壓供電並具有一對功率開關，該對功率開關共同接收一脈波控制訊號且二者輸出連接於一第一節點，該脈波控制訊號具有一第一模式及一第二模式以調控該對功率開關的導通與否；一第一電荷幫浦，包括一第一二極體及一第一電容，第一二極體的陽極端耦接於該正電壓電源之輸入電壓，第一二極體的陰極端串接於第一電容的一端，第一電容的另一端連接第一節點；一第二電荷幫浦，包括一第二二極體及一第二電容，第二電容的一端連接第一節點，第二電容的另一端耦接於第二二極體的陽極端，第二二極體的陰極端接地；一第三電荷幫浦，包括一第三二極體及一第三電容，第三二極體的陽極端耦接在第一二極體的陰極端及第一電容的一端之間，第三二極體的陰極端耦接在第三電容一端，第三電容的另一端接地；一第四電荷幫浦，包括一第四二極體及一第四電容，第四二極體的陰極端耦接在第二二極體的陽極端及第二電容的一端之間，第四二極體的陽極端耦接在第四電容一端，第四電容的另一端接地；一第一箝制電路，包括一第五二極體及一第五電 容，第五二極體的陽極端耦接於該第三電容之一端，第五二極體的陰極端串接於第五電容的一端，第五電容的另一端連接一與該第一節點相連接之第二節點；一第二箝制電路，包括一第六二極體及一第六電容，第六電容的一端連接第二節點，第六電容的另一端耦接於第六二極體的陽極端，第六二極體的陰極耦接於第四電容之一端；一第一開關，第一開關是一p通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第一開關的閘極控制端耦接於該第五二極體之陽極，第一開關的源極端耦接在第五二極體的陰極端及第五電容的一端之間；及一第二開關，第二開關是一n通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第二開關的閘極控制端耦接於第六二極體的陰極端，第二開關的源極端耦接在第六電容的另一端及第六二極體的陽極端之間，第一開關的汲極及第二開關的汲極均耦接於一輸出端，且該輸出端在該第一模式為三倍輸入電壓至以及在該第二模式為負兩倍輸入電壓。
2. 如請求項1所述的閘極驅動器，其中，該對功率開關包括一第一電晶體及一第二電晶體，該第一電晶體係一p通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，該第二電晶體係一n通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件。
3. 一種閘極驅動方法，包含下述步驟：提供一驅動電路，接受一正電壓電源之輸入電壓供電並具有一對功率開關，該對功率開關共同接收一脈波控制訊號且二者輸出連接於一第一節點，該脈波控制訊號具有一第一模式及一第二模式以調控該對功率開關的導通與否；提供一第一電荷幫浦，包括一第一二極體及一第一電容，第一二極體的陽極端耦接於該正電壓電源之輸入電壓，第一二極體的陰極端串接於第一電容的一端，第一電容的另一端連接第一節點；提供一第二電荷幫浦，包括一第二二極體及一第二電容，第二電容的一端連接第一節點，第二電容的另一端耦接於第二二極體的陽極端，第二二極體的陰極端接地；提供一第三電荷幫浦，包括一第三二極體及一第三電容，第三二極體的陽極端耦接在第一二極體的陰極端及第一電容的一端之間，第三二極體的陰極端耦接在第三電容一端，第三電容的另一端接地；提供一第四電荷幫浦，包括一第四二極體及一第四電容，第四二極體的陰極端耦接在第二二極體的陽極端及第二電容的一端之間，第四二極體的陽極端耦接在第四電容一端，第四電容的另一端接地；提供一第一箝制電路，包括一第五二極體及一第五電容，第五二極體的陽極端耦接於該第三電容之 一端，第五二極體的陰極端串接於第五電容的一端，第五電容的另一端連接一與該第一節點相連接之第二節點；提供一第二箝制電路，包括一第六二極體及一第六電容，第六電容的一端連接第二節點，第六電容的另一端耦接於第六二極體的陽極端，第六二極體的陰極耦接於第四電容之一端；提供一第一開關，第一開關是一p通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第一開關的閘極控制端耦接於該第五二極體之陽極，第一開關的源極端耦接在第五二極體的陰極端及第五電容的一端之間；及提供一第二開關，第二開關是一n通道的金屬氧化物半導體場效電晶體元件，第二開關的閘極控制端耦接於第六二極體的陰極端，第二開關的源極端耦接在第六電容的另一端及第六二極體的陽極端之間，第一開關的汲極及第二開關的汲極均耦接於一輸出端，且在該第一模式於該輸出端為三倍輸入電壓以及在該第二模式於該輸出端為負兩倍輸入電壓。
4. 如請求項3所述的閘極驅動方法，其中，該第一模式下，第一電晶體導通及第二電晶體不導通，第二二極體前向偏壓及第二電容快速充電至正輸入電壓，同時，輸入電壓伴隨第四電容的電壓 對第六電容充電至兩倍輸入電壓，第一二極體逆向偏壓，輸入電壓伴隨第一電容的電壓對第三電容充電至兩倍輸入電壓，另一方面，第一開關的閘極和源極之間的電壓為負輸入電壓，造成第一開關導通，第二開關的閘極和源極之間的電壓為零，造成第二開關不導通，使得該輸出端為三倍輸入電壓；及該第二模式下，第一電晶體不導通及第二電晶體導通，第一二極體及第五二極體前向偏壓及第二二極體及第六二極體逆向偏壓，使第一電容充電至輸入電壓，同時，第一開關的閘極和源極之間的電壓為零，造成第一開關不導通，第二開關的閘極和源極之間的電壓為輸入電壓，造成第二開關導通，第一電容充電至輸入電壓及第三電容充電至兩倍輸入電壓，使得該輸出端為負兩倍輸入電壓。