TWI495253B - 控制無刷直流馬達之低速操作之方法及配置 - Google Patents

控制無刷直流馬達之低速操作之方法及配置 Download PDF

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings

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Description

控制無刷直流馬達之低速操作之方法及配置
本發明係關於無刷直流(BLDC)馬達，且更特定言之，係關於藉由閘控脈寬調變(PWM)驅動之BLDC馬達之慢速操作。
在諸如電氣設備、汽車、航空太空、消費者、醫學、工業自動化設備及儀錶設備之工業中使用無刷直流(BLDC)馬達。BLDC馬達不使用電刷進行換向，而改為使用電子換向。與有刷DC馬達及感應馬達相比，BLDC馬達具有若干優點，諸如：較好的速度對扭矩特性、高動態回應、高效率、長操作壽命、維修之間的較長時間間隔、實質上無雜訊操作，及較高速度範圍。可在Microchip Application Note：AN857，題為「Brushless DC Motor Control Made Easy」(2002)；AN885，題為「Brushless DC(BLDC) Motor Fundamentals」(2003)；AN894，題為「Motor Control Sensor Feedback Circuits」(2003)；AN901，題為「Using the dsPIC30F for Sensorless BLDC Control」(2004)；及AN970，題為「Using the PIC18F2431 for Sensorless BLDC Motor Control」(2005)中找到關於BLDC馬達的更詳細資訊，為達成所有目的，該等文獻在此全部以引用的方式併入本文中。
三相BLDC馬達以六個步驟(每步驟60電度)完成電循環(亦即，360電度之旋轉)。在每60電度處同步地更新相電流切換(換向)。然而，一個電循環可能不對應於馬達轉子之一個機械迴轉(360機械度)。為了完成一個機械迴轉要重複的電循環的數目視轉子極對之數目而定。舉例而言，四極BLDC馬達將需要兩個電循環來完成馬達轉子之一個機械迴轉(參看圖5)。
可藉由監視馬達轉子軸之旋轉位置之位置感測器來判定BLDC馬達之驅動換向。此等位置感測器可為(例如但不限於)嵌入至馬達之未驅動端上的定子中之霍耳效應位置感測器。
亦可藉由監視在馬達之每一相(A-B-C)處之反電動勢(EMF)電壓來判定無感測器BLDC馬達之驅動換向。在換向週期期間當未經驅動之相之反EMF越過馬達供電電壓的一半時，驅動換向與馬達同步。此被稱作「零交叉」，其中反EMF在每一電循環中等於馬達供電電壓的一半。在將驅動電壓施加至經驅動之相時，在未經驅動之相上偵測到零交叉。在未經驅動之相上的反EMF關於零交叉電壓的電壓極性改變亦可用於偵測零交叉事件(例如，在特定限制內在將驅動電壓施加至經驅動之相期間自正改變至負或自負改變至正)。
BLDC馬達之旋轉速度視施加至馬達之定子繞組的平均DC電壓之振幅而定。所施加之平均DC電壓愈高，BLDC馬達將愈快速旋轉。通常，使用脈寬調變(PWM)來產生DC電壓以控制施加至定子繞組之電壓振幅。PWM最大頻率受驅動電晶體之切換損耗限制。PWM最小頻率受在音訊範圍中之頻率下的不合需要的音訊發射限制。可接受的折衷在15 KHz至20 KHz的範圍中。PWM工作循環僅可被減小至驅動脈寬仍可經由所有馬達設計中所固有的驅動功率場效電晶體(FET)及低通濾波器特性傳播之程度。減小PWM頻率將允許較長驅動週期，但此亦將引入來自馬達之可聽到的雜訊。
上述問題得以解決，且藉由在部分換向週期期間驅動無刷DC馬達來達成其他及另外益處。可藉由減小每一換向週期中之脈衝之數目而與可由最小脈寬得到之驅動電壓相比進一步減小至馬達之平均驅動電壓，且仍維持不可聽到的PWM頻率。因此，可藉由限制每一換向週期中之PWM脈衝之數目而進一步減小至BLDC馬達之平均驅動電壓，同時維持不可聽到的PWM信號週期及工作循環。
根據本發明之特定實例實施例，一種用於控制一無刷直流馬達之低速操作之方法包含以下步驟：在一特定工作循環下產生複數個脈寬調變(PWM)脈衝；判定一無刷直流馬達之複數個換向週期中之每一者的電定時中心；閘關(gate off)該複數個換向週期中之每一者中之該複數個PWM脈衝中的一些PWM脈衝，其中將未被閘關之該複數個PWM脈衝朝向該複數個換向週期之該等電定時中心聚集；及藉由在該複數個換向週期期間未被閘關之該複數個PWM脈衝驅動功率切換電晶體，其中該等功率切換電晶體連接於該無刷直流馬達之定子線圈與一直流電源之間。
根據本發明之另一特定實例實施例，一種用於控制一無感測器無刷直流馬達之低速操作之方法，該方法包含以下步驟：在一特定工作循環下產生複數個脈寬調變(PWM)脈衝；藉由量測在一無感測器無刷直流馬達之每一定子線圈處之反電動勢電壓來判定該無刷直流馬達之複數個換向週期中之每一者的電定時中心，及根據該等所量測之反電動勢電壓而判定何時該等所量測之反電動勢電壓中之每一者處於實質上一零交叉電壓值，其中該零交叉電壓值為一直流電源之一電壓值的約一半；閘關該複數個換向週期中之每一者中之該複數個PWM脈衝中的一些PWM脈衝，其中將未被閘關之該複數個PWM脈衝朝向該複數個換向週期之該等電定時中心聚集；及藉由在該複數個換向週期期間未被閘關之該複數個PWM脈衝來驅動功率切換電晶體，其中該等功率切換電晶體連接於該無感測器無刷直流馬達之該等定子線圈與該直流電源之間。
可藉由參考結合隨附圖式的以下描述而獲取對本發明之更完整理解。
雖然本發明易具有各種修改及替代形式，但已在諸圖中展示本發明之特定實例實施例，且在本文中詳細描述該等特定實例實施例。然而，應理解，本文中之對特定實例實施例之描述不意欲將本發明限於本文中所揭示之特定形式，而是相反地，本發明將涵蓋如由附加申請專利範圍所定義的所有修改及等效物。
現參看諸圖，示意性地說明特定實例實施例之細節。諸圖中之相似元件將由相似數字表示，且類似元件將由具有不同小寫字母字尾的相似數字表示。
參看圖1，其描繪根據本發明之特定實例實施例的三相無刷直流馬達、霍耳效應位置感測器及電子換向馬達控制器的示意圖。三相無刷直流馬達(通常由數字100表示)包含複數個定子線圈102及一具有配置成三相組態之磁體的轉子(未圖示)。出於論述之目的，本文中所描述之馬達100將呈要求360度電旋轉以產生一個360度的機械迴轉的雙極三相組態。藉由連接至三相無感測器無刷直流馬達100及直流(DC)電源的功率切換電晶體108及110使馬達100電子換向。霍耳效應位置感測器104將轉子位置資訊供應至數位裝置106，數位裝置106可包含一微控制器(未圖示)、具有耦接至功率電晶體驅動器之輸出之PWM產生器，該等PWM產生器提供用以控制功率切換電晶體108及110之接通及關斷的脈寬調變(PWM)控制輸出(PWM0至PWM5)。基於來自霍耳效應感測器104之三個信號之組合，可判定換向之準確順序。使用霍耳效應位置感測器104以用於轉子位置指示為較佳的，且在低速馬達應用中甚至可為必需的。
經由功率切換功率電晶體108及110(例如，功率場效電晶體(對於三相馬達而言，每相有一對功率場效電晶體))使馬達100自直流(DC)電源(未圖示)電子換向。功率電晶體108及110受數位裝置106(例如，微控制器)控制，數位裝置106經由功率電晶體之驅動器(未圖示)而耦接至功率電晶體108及110。數位裝置106提供六個脈寬調變(PWM)輸出(PWM0至PWM5)，該等輸出藉由根據經適當定序並定時的PWM信號而接通及關斷選定相的功率電晶體108及110之對而控制馬達旋轉方向及速度兩者。
參看圖2，其描繪根據本發明之另一特定實例實施例的三相無感測器無刷直流馬達及電子換向馬達控制器的示意圖。三相無感測器無刷直流馬達(通常由數字200表示)包含複數個定子線圈102及一具有配置成三相組態之磁體的轉子(未圖示)。出於論述之目的，本文中所描述之馬達200將呈要求360度電旋轉以產生一個360度的機械迴轉的雙極三相組態。藉由連接至三相無感測器無刷直流馬達200及直流(DC)電源的功率切換電晶體108及110而使馬達200電子換向。反電動勢(EMF)零交叉偵測器204、數位裝置206(例如，微控制器)具有耦接至功率電晶體驅動器之提供脈寬調變(PWM)輸出之PWM產生器。功率電晶體驅動器(PWM0至PWM5)控制功率切換電晶體108及110之接通及關斷。
每一定子線圈102在兩個換向週期中連接至DC電源之正極，在兩個換向週期中連接至DC電源之負極，且在兩個換向週期中自DC電源之正極與負極兩者斷開連接。藉由在一定子線圈102(當該定子線圈102在量測時未連接至DC電源而其他兩個定子線圈102連接至DC電源時)處所量測的反電動勢(EMF)電壓來判定馬達相位置。藉由反EMF零交叉偵測器204(每相有一個反EMF零交叉偵測器)監視定子線圈102中之每一者處的反EMF電壓。然而，待量測之反EMF電壓要求定子線圈102中之一者連接至DC電源之正極以便使得電流能夠流經該等定子線圈中，藉此將馬達產生之電壓偏壓至以偵測參考位準為中心的位準(「零交叉」事件)，例如，供電電壓的一半。電流流經其中之線圈對中之另一定子線圈102被連接至DC電源之負極。
參看圖3，其描繪示意圖，該等示意圖展示在每60度換向週期期間在三相無刷直流馬達之三個定子繞組(線圈102)中的每一者中的電流流動。將馬達100之旋轉劃分成六個換向週期(1)至(6)，且電流在該六個換向週期中之每一換向週期期間流經三個線圈102中之兩個線圈的不同組合。在線圈102中之兩個線圈之組合連接至DC電源的同時，第三線圈102(三相馬達)未連接至電源。然而，藉由反EMF零交叉偵測器204監視未連接之線圈102以使得在偵測到「零交叉」事件時，(亦即)未連接之線圈102上的反EMF電壓改變極性同時經歷實質上零電壓(「零電壓」在本文中被定義為DC供電電壓的一半)。在由反EMF零交叉偵測器204中之各別一者偵測的大約零電壓點處，確定馬達200及定子線圈102之同步關係，如在下文更充分描述。當使用霍耳效應位置感測器104時，反EMF零交叉偵測為不必要的，因為霍耳效應位置感測器104直接將轉子位置傳輸至數位裝置106。
參看圖4，其描繪圖2中所展示的反EMF零交叉偵測器的更詳細示意方塊圖。反EMF零交叉偵測器204可包含三相分壓器電阻器418及420、相低通濾波器422、參考低通濾波器430、參考分壓器電阻器426及428，以及電壓比較器 424。參考分壓器電阻器426及428係用以導出「虛擬」中性參考電壓以供比較器424及/或具有類比輸入的數位裝置206使用。三相分壓器電阻器418及420將定子線圈102電壓減小至低得多之電壓以供低通濾波器422及比較器424使用。電阻器418、420、426及428之較佳電阻關係係如下：Raa=Rbb=Rcc=Rrr
Ra=Rb=Rc=2*Rr
Ra/(Raa+Ra)=Vcomparator_maximum_input/((DC+)-(DC-))
低通濾波器422可用以從比較器424之輸入大量減少不當雜訊。比較器424係用以判定何時未連接之線圈102上的反EMF電壓大於中性參考電壓或小於或等於中性參考電壓。比較器424之輸出當處於邏輯高(「1」)時可表示反EMF電壓大於中性參考電壓，且當處於邏輯低(「0」)時可表示反EMF電壓小於或等於中性參考電壓，或反之亦然(設計者之選擇)。比較器424中之每一者之輸出可藉此用以指示何時反EMF電壓處於其「零」轉變點或何時發生反EMF極性轉變，且向數位裝置206指示相同內容。若數位裝置具有類比輸入及類比/數位(ADC)轉換能力及/或電壓比較器，則可能不需要外部比較器。當為此種狀況時，來自低通濾波器之輸出及來自電阻器426及428之中性參考電壓可直接連接至數位裝置206(例如，混合信號裝置)之類比輸入端(未圖示)。
參看圖5，其描繪四極馬達的示意性定時及振幅曲線圖，其展示在每60度換向週期期間在三個定子繞組中之每 一者處的反電動勢(EMF)電壓。當相線圈未連接至DC電源時，電流不流經其中。當相線圈連接至正極(DC+)電源時，電流在兩個換向週期中(120電度)在正極方向上流動，接著在後續換向週期中(60電度)無電流流動(線圈與DC電源未連接)，且在未連接之換向週期之後，該同一個線圈在連接至負極(DC-)電源時在兩個換向週期中(120電度)具有在負極方向上的電流流動，且接著，在下一換向週期中(60電度)無電流流動，之後上述電循環重複，亦即，用於另一360度電循環。
在使用無感測器BLDC馬達時，未連接之線圈上之反EMF電壓自正驅動極性轉變至負驅動極性，且在不連接時的整個60度週期中進行此轉變。若電流最初在連接斷開時進入線圈，則電流將繼續流動，藉此將與低側驅動電晶體110平行之二極體正向偏壓，從而在馬達線圈端子上呈現等於負(DC-)電源電壓加二極體之正向偏壓電壓的電壓。此負尖峰持續直至線圈中之能量耗散為止。
「零交叉」為在每個相線圈102處的所量測之電壓變為DC供電電壓的實質上一半(在諸曲線圖中正規化至「零」)的情況，且由反EMF曲線圖之小圓圈說明。當PWM工作循環在換向週期中為100%時，所量測之反EMF在電源之完全正(DC+)軌電壓與完全負(DC-)軌電壓之間變化。當PWM工作循環在換向週期中為50%時，所量測之反EMF在電源之完全正(DC+)軌電壓的50%(一半)與完全負(DC-)軌電壓的50%(一半)之間變化。當PWM工作循環在換向週期中為 25%時，所量測之反EMF在電源之完全正(DC+)軌電壓的25%(四分之一)與完全負(DC-)軌電壓的25%(四分之一)之間變化。因此，在施加至兩個載流線圈102之PWM工作循環與未連接之線圈102上的所量測之反EMF之間存在直接相關性。然而，當其他兩個線圈被激勵(電流流經其中)時，反EMF總是在換向週期之實質上中心(例如，中間、中途點)處經過「零交叉」點。僅在較低PWM工作循環處，在換向週期中存在反EMF電壓的較小變化。此為沒有問題的，因為「零交叉」點為所關注之點。
重要的是應記得，僅在其他兩個線圈102連接至正極(DC+)及負極(DC-)電源軌且電流流經其中時，未連接之線圈102上的反EMF才被適當偏壓以供偵測。若在應出現「零交叉」之時兩個已連接之線圈102中不存在電流流動，則在未連接之線圈102處的反EMF電壓將不相對於參考電壓而居中，且對準確「零交叉」之偵測將為不可能的。然而，只要在零交叉之後不久功率驅動恢後時就判定反EMF之極性改變(例如，正改變至負或負改變至正)，且此情況在時間(電度)上足夠接近地發生以便不在常規操作中引起過大換向定時誤差，則因為在準確零交叉之時刻功率驅動(power drive)關斷(無電流流動)而未能偵測到準確「零交叉」的時間點就可能並非決定性的。當低工作循環PWM信號引起相當大的換向定時誤差時，確實產生不穩定性問題。如在圖5中所展示之反EMF曲線圖中所說明，「零交叉」點出現在與換向週期改變相距大約30電度處，亦即，實質上在換向週期之中心(中間)。當將低工作循環PWM信號用於低速馬達應用時，使用霍耳效應位置感測器104(圖1)可為較佳的。
參看圖6，其描繪根據本發明之教示的針對不同PWM工作循環在每一換向週期期間無感測器BLDC馬達之一個相處的電壓的示意性振幅及定時曲線圖。BLDC馬達在取決於在適當60度換向週期期間每一定子線圈102上的平均電壓的旋轉速度下操作。馬達100(200)之旋轉方向取決於在每一(360度)電循環內線圈102與DC電源的換向連接次序。
曲線圖530表示在馬達100之一個相處在一個電循環內的百分之100 PWM驅動工作循環。百分之100工作循環將導致最大電壓，從而導致馬達100之最大旋轉速度。
曲線圖532表示在馬達100或200之一個相處在一個電循環內的大約百分之五(5)PWM驅動工作循環。在低PWM工作循環處，將產生較小平均電壓，且因此將導致較慢旋轉速度，因為馬達速度與所施加之電壓成正比。在高速馬達中旋轉速度對所施加電壓之比遠高於在低速馬達中旋轉速度對所施加電壓之比。因此，在高速馬達中相對較小之所施加電壓仍將導致顯著較快的速度。藉由PWM減小電壓受驅動電晶體108及110以及馬達之電特性限制，因為PWM工作循環僅可被減小至驅動脈寬仍可經由所有馬達設計中所固有的低通頻率特性傳播之程度。脈寬太短的PWM信號被馬達之低通特性衰減及/或比驅動功率電晶體108及110之切換時間短。減小PWM頻率以使得能夠使用較長脈寬會自馬達產生可聽到的雜訊干擾。因此，最小不可聽到的PWM頻率判定了可用於馬達100或200之慢速操作的最大脈寬。
曲線圖534表示在馬達100或200之一個相處在一個電循環中的大約百分之十(10)PWM驅動工作循環。在PWM信號之較低工作循環處，將產生較小平均電壓，且因此將導致較慢旋轉速度。然而，與藉由最小不可聽到的PWM頻率所能達到的程度相比(曲線圖532中所展示)，可藉由減小每一換向週期中之PWM脈衝之數目而進一步減小至馬達之平均驅動電壓。可藉由閘關通常將被產生之PWM脈衝(如曲線圖532中所展示)中之一些PWM脈衝來實現此情況。此允許在維持PWM週期及工作循環的同時藉由限制PWM脈衝之數目而使至BLDC馬達100或200的平均驅動電壓減小。較長PWM脈寬(例如，10%)之使用與馬達100或200及驅動器電晶體108及110特性更相容。在換向週期中使用較少PWM脈衝允許較低平均驅動電壓(較慢旋轉速度)。較佳地，PWM驅動脈衝可在換向週期中之峰值反EMF處居中以保持電流-電阻(I-R)損耗處於最小值且傳遞最大扭矩。
注意，由於PWM脈衝實質上在換向週期中之每一者內(例如，在+/- 30、90、150、210、270、330度處)(電定時中心)居中。所以視感應滯後及馬達特性而定，換向週期中之每一者之準確電定時中心可稍微自該等+30度值+/-移位。當在低旋轉速度下操作時，可較佳地使用自霍耳效應位置感測器104至數位裝置106之轉子位置信號來判定換向週期定時關係。然而，由於在每一換向週期期間的PWM信號脈衝實質上在換向週期中居中，故將在接近「零交叉」(例如，接近點544)處在未連接線圈102中存在反EMF激勵電壓。因此，甚至在每一換向週期中之PWM脈衝之關斷時間為大量的之低PWM驅動工作循環期間，也可在所量測之反EMF改變極性(參考圖4中所展示之中性參考電壓)時判定「零交叉」(點544)。
雖然已描繪、描述本發明之實施例，且藉由對本發明之實例實施例之參考來定義本發明之實施例，但此等參考並不暗示對本發明之限制，且不應推斷出此種限制。所揭示之標的物能夠具有在形式及功能方面的大量修改、變更及等效物，如一般熟習相關技術且受益於本發明者將想到。本發明之所描繪且描述之實施例僅為實例，且並未詳論本發明之範疇。
100．．．三相無感測器無刷直流馬達
102a．．．定子線圈
102b．．．定子線圈
102c．．．定子線圈
104．．．霍耳效應位置感測器
106．．．數位裝置
108a．．．功率切換電晶體/場效電晶體
108b．．．功率切換電晶體/場效電晶體
108c．．．功率切換電晶體/場效電晶體
110a．．．功率切換電晶體
110b．．．功率切換電晶體
110c．．．功率切換電晶體
200．．．三相無感測器無刷直流馬達
204．．．反電動勢(EMF)零交叉偵測器
206．．．數位裝置
418a．．．三相分壓器電阻器
418b．．．三相分壓器電阻器
418c．．．三相分壓器電阻器
420a．．．三相分壓器電阻器
420b．．．三相分壓器電阻器
420c．．．三相分壓器電阻器
422a．．．相低通濾波器
422b．．．相低通濾波器
422c．．．相低通濾波器
424a．．．電壓比較器
424b．．．電壓比較器
424c．．．電壓比較器
426．．．參考分壓器電阻器
428．．．參考分壓器電阻器
430．．．參考低通濾波器
530．．．曲線圖
532．．．曲線圖
534．．．曲線圖
544a．．．點
544b．．．點
PWM0．．．脈寬調變(PWM)輸出
PWM1．．．脈寬調變(PWM)輸出
PWM2．．．脈寬調變(PWM)輸出
PWM3．．．脈寬調變(PWM)輸出
PWM4．．．脈寬調變(PWM)輸出
PWM5．．．脈寬調變(PWM)輸出
圖1說明根據本發明之特定實例實施例的三相無刷直流馬達、霍耳效應位置感測器及電子換向馬達控制器的示意圖；
圖2說明根據本發明之另一特定實例實施例的三相無感測器無刷直流馬達及電子換向馬達控制器的示意圖；
圖3說明示意圖，其展示在每60度換向週期期間在三相無刷直流馬達之三個定子繞組中的每一者中的電流流動；
圖4說明圖2中所展示的反EMF零交叉偵測器的更詳細示意圖；
圖5說明四極馬達的示意性定時及振幅曲線圖，其展示在每60度換向週期期間在三個定子繞組中之每一者處的反電動勢(EMF)電壓；及
圖6說明根據本發明之教示的針對不同PWM工作循環在每一換向週期期間在BLDC馬達之一個相處的電壓之示意性振幅及定時曲線圖。
100‧‧‧三相無感測器無刷直流馬達
102a‧‧‧定子線圈
102b‧‧‧定子線圈
102c‧‧‧定子線圈
104‧‧‧霍耳效應位置感測器
106‧‧‧數位裝置
108a‧‧‧功率切換電晶體/場效電晶體
108b‧‧‧功率切換電晶體/場效電晶體
108c‧‧‧功率切換電晶體/場效電晶體
110a‧‧‧功率切換電晶體
110b‧‧‧功率切換電晶體
110c‧‧‧功率切換電晶體
PWM0‧‧‧脈寬調變(PWM)輸出
PWM1‧‧‧脈寬調變(PWM)輸出
PWM2‧‧‧脈寬調變(PWM)輸出
PWM3‧‧‧脈寬調變(PWM)輸出
PWM4‧‧‧脈寬調變(PWM)輸出
PWM5‧‧‧脈寬調變(PWM)輸出

Claims (21)

  1. 一種用於控制一無刷直流馬達之低速操作之方法，該方法包含以下步驟：在一特定工作循環下產生複數個脈寬調變脈衝；判定一無刷直流馬達之複數個換向週期(commutation period)中之每一者的電定時中心；閘關(gate off)該複數個換向週期中之每一者中之該複數個脈寬調變脈衝中的一些脈寬調變脈衝，其中將未被閘關之該複數個脈寬調變脈衝朝向該複數個換向週期之該等電定時中心聚集；及藉由在該複數個換向週期期間之未被閘關之該複數個脈寬調變脈衝來驅動功率切換電晶體，其中該等功率切換電晶體連接於該無刷直流馬達之定子線圈與一直流電源之間。
  2. 如請求項1之方法，其中該判定複數個換向週期中之每一者的電定時中心之步驟包含量測該無刷直流馬達之轉子位置之步驟。
  3. 如請求項2之方法，其中藉由霍耳效應位置感測器來執行該量測轉子位置之步驟。
  4. 如請求項1之方法，其中該無刷直流馬達為一無感測器無刷直流馬達。
  5. 如請求項4之方法，其中該判定該複數個換向週期之電定時中心之步驟包含以下步驟：量測在該無感測器無刷直流馬達之每一定子線圈處之 反電動勢電壓；及根據該等所量測之反電動勢電壓而判定何時該等所量測之反電動勢電壓處於實質上一零交叉電壓值，該零交叉電壓值為該直流電源之一電壓值的約一半。
  6. 如請求項1之方法，其中該無刷直流馬達為一三相馬達且在一電循環中具有六個換向週期。
  7. 如請求項6之方法，其中該等換向週期中之每一者為該電循環中之60度且該電循環為360度。
  8. 如請求項1之方法，其中該特定工作循環具有大於該複數個脈衝之接通時間的該複數個脈衝之關斷時間。
  9. 如請求項1之方法，其中該等特定工作循環接通時間小於或等於該複數個脈寬調變脈衝之關斷時間的百分之五十。
  10. 如請求項1之方法，其中該等特定工作循環接通時間小於或等於該複數個脈寬調變脈衝之關斷時間的百分之十。
  11. 一種用於控制一無感測器無刷直流馬達之低速操作之方法，該方法包含以下步驟：在一特定工作循環下產生複數個脈寬調變脈衝；藉由以下操作判定一無感測器無刷直流馬達之複數個換向週期中之每一者的電定時中心量測在該無感測器無刷直流馬達之每一定子線圈處之反電動勢電壓，及根據該等所量測之反電動勢電壓而判定何時該等所 量測之反電動勢電壓中之每一者處於實質上一零交叉電壓值，其中該零交叉電壓值為一直流電源之一電壓值的約一半；閘關該複數個換向週期中之每一者中之該複數個脈寬調變脈衝中的一些脈寬調變脈衝，其中將未被閘關之該複數個脈寬調變脈衝朝向該複數個換向週期之該等電定時中心聚集；及藉由在該複數個換向週期期間之未被閘關之該複數個脈寬調變脈衝來驅動功率切換電晶體，其中該等功率切換電晶體連接於該無感測器無刷直流馬達之該等定子線圈與該直流電源之間。
  12. 如請求項11之方法，其中該無感測器無刷直流馬達為一三相無感測器無刷直流馬達且在一電循環中具有六個換向週期。
  13. 如請求項12之方法，其中該等換向週期中之每一者為該電循環中之60度且該電循環為360度。
  14. 如請求項12之方法，其中該判定電定時中心之步驟包含以下步驟：將該直流電源施加至該三相無感測器無刷直流馬達之兩個定子線圈；及在該三相無感測器無刷直流馬達之一第三定子線圈未連接至該直流電源時量測該三相無感測器無刷直流馬達之該第三定子線圈處的該反電動勢電壓。
  15. 如請求項11之方法，其中該特定工作循環具有大於該複 數個脈衝之接通時間的該複數個脈衝之關斷時間。
  16. 如請求項11之方法，其中該等特定工作循環接通時間小於或等於該複數個脈寬調變脈衝之關斷時間的百分之五十。
  17. 如請求項11之方法，其中該等特定工作循環接通時間小於或等於該複數個脈寬調變脈衝之關斷時間的百分之十。
  18. 一種用於控制一無刷直流馬達之低速操作之配置，該配置包含：一無偵測器無刷直流馬達，其具有複數個相；複數個功率切換電晶體，其用於將該無偵測器無刷直流馬達之該複數個相中的兩個相選擇性地連接至一直流電源；用於判定一無刷直流馬達之複數個換相週期中之每一者的電定時中心之構件；及一控制單元，其可操作以：在一特定工作循環下產生複數個脈寬調變脈衝；接收一無刷直流馬達之複數個換相週期中之每一者的經判定的該等電定時中心；閘關該複數個換向週期中之每一者中之該複數個脈寬調變脈衝中的一些脈寬調變脈衝，其中將未被閘關之該複數個脈寬調變脈衝朝向該複數個換向週期之該等電定時中心聚集；及藉由在該複數個換向週期期間之未被閘關之該複數 個脈寬調變脈衝來驅動功率切換電晶體，其中該等功率切換電晶體連接於該無刷直流馬達之定子線圈與一直流電源之間。
  19. 如請求項18之配置，其中用於判定該等電定時中心之構件係霍耳效應位置感測器。
  20. 如請求項18之配置，其中用於判定該等電定時中心之構件係反電動勢(EMF)零交叉偵測器且該無刷直流馬達係一無偵測器無刷直流馬達。
  21. 如請求項20之配置，其包含：與該無感測器無刷直流馬達之每一個相耦接的複數個零交叉比較器，在每一零交叉比較器之前的複數個低通濾波器及與該等零交叉比較器之每一者耦接的一參考低通濾波器，以及複數個分壓器電阻器，該複數個分壓器電阻器之每一者耦接於一參考電位與該等相之間，其中每一分壓器電阻器之一分接頭(tap)係與一對應的低通濾波器耦接。
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