TWI472146B - Synchronous motor drive system - Google Patents

Description

同步電動機驅動系統

本發明，係關於同步電動機驅動系統，尤其是，與於低速域可實現高性能之控制特性的同步電動機驅動控制系統相關。

於家電、產業機器、及汽車等所使用之電動機驅動系統，廣泛地使用小型、高效率之永久磁石馬達(同步電動機)。然而，驅動永久磁石馬達(以下，簡稱為PM馬達)時，需要PM馬達之轉子位置的資訊，故需要以其為目的之位置感測器。近年來，不使用該位置感測器來執行PM馬達之旋轉數及轉矩之控制的「無感測器控制」已廣泛普及。

無感測器控制之實用化，可以節省花費於位置感測器之費用(感測器本身之成本、及花費於感測器配線之成本等)。此外，因為省略了感測器的部分，使得系統之小型化、及惡劣環境下之使用可能實現。

現在，PM馬達之無感測器控制，係採用以直接檢測轉子旋轉所發生之感應電壓(速度電動勢)做為轉子之位 置資訊來執行PM馬達之驅動的方式，或以對象電動機之數學模式來推定演算轉子位置之位置推算技術等。

該等無感測器控制方式的大課題，係包含停止狀態(零速)之低速運轉時的位置檢測精度。現在，已實用化之大多數的無感測器控制，因為係依據PM馬達所發生之速度電動勢者，在感應電壓較小之停止或低速域時，感度降低，位置資訊被雜訊所掩蓋。

解決該問題之傳統方式，例如，專利文獻1。專利文獻1，係以120度通電控制PM馬達為前提之停止或低速域的位置無感測器控制方式，依據斷相所產生之電動勢的變化，來切換通電相。該電動勢之變化，係隨著PM馬達內部之磁路變化而產生之電動勢變化，係與傳統之利用旋轉速度所產生之速度電動勢方式不同的原理。所以，即使在停止或低速域，也可實現無感測器控制。

此外，切換通電相時，補正相位之構成的傳統例，如專利文獻2。專利文獻2時，係採用傳統之利用旋轉速度所產生之速度電動勢之120度通電驅動方式的換流器，依據斷相所產生之速度電動勢來切換通電相時，為了抑制相位之延遲，計算通電切換時所發生之還流電流的時間，將該還流電流時間設定成對應於特定旋轉數(高速域)時之值，來謀求控制之安定化。

[專利文獻1]日本特開2009-189176號公報

[專利文獻2]日本特開2005-204383號公報

然而，例如，專利文獻1之發明時，在PM馬達之停止或低速域，可以得到良好之控制性能。然而，負荷轉矩較大之用途、或使用電感較大之電動機時，因為轉矩電流所產生之磁束(q軸磁束)的影響較大，斷相電動勢之閾值發生誤差，電壓相位超前而使功率因數降低。結果，無法將PM馬達控制於高轉矩、高性能。

此外，專利文獻2之發明，係考慮切換通電相時之還流電流的通電時間，雖可抑制對應運轉速度之相位延遲，然而，只能控制於30度之範圍。此外，感應電壓較小之低速域時，感度降低，位置資訊被雜訊掩蓋，而使轉矩特性劣化。

有鑑於該等問題，本發明係在提供於低速域可實現高性能控制特性之PM馬達的驅動系統。

本發明，為了解決上述課題，而採用了下述手段。

具備：依序切換複數之切換元件來發生交流電壓並提供給同步電動機之電力轉換器；用以檢測或推算該同步電動機之負荷轉矩的轉矩檢測部；將對該電力轉換器通電之二相脈衝輸出提供給該同步電動機之三相繞線內之二相時，檢測未被提供之相之開路電壓的檢測器；以及對應檢測到之開路電壓，依特定之通電模式切換該通電二相的控制器；且該控制器，係對應該同步電動機之檢測或推算的負荷轉矩，來延遲切換該二相之時序。

本發明，因為具備以上之構成，故可提供可於低速域 實現高性能控制特性之PM馬達的驅動系統。

1‧‧‧V^* 產生器

2‧‧‧控制器(換流器)

3‧‧‧電力轉換器(換流器)

4‧‧‧同步電動機(PM馬達)

5‧‧‧PWM產生器

6‧‧‧通電模式決定器

7‧‧‧閘極信號切換器

8‧‧‧模式切換扳機發生器

9‧‧‧基準電平切換器

10‧‧‧非通電相電位選擇器

11‧‧‧比較器

15、113‧‧‧切換開關

20、20A‧‧‧相位補償器

21‧‧‧轉矩推算部

22‧‧‧相位變換部

31‧‧‧直流電源

32‧‧‧換流器主電路部

33‧‧‧輸出前級驅動器

35‧‧‧分流電阻

101‧‧‧轉矩指令器

111、112‧‧‧基準電平設定器

200‧‧‧正弦波驅動控制器(180度通電方式)

第1圖係第1實施方式之同步電動機之驅動系統的說明圖。

第2圖係通電模式的說明圖。

第3圖係改變轉子位置時，出現於非通電相之電動勢圖。

第4圖係對應轉子相位角θ_d 之通電2相的切換說明圖。

第5圖係通電模式、非通電相、及非通電相之電動勢的關係圖。

第6圖係產生用以與同步電動機之非通電相電動勢進行比較之基準電壓(閾值)之基準電平切換器9的說明圖。

第7圖係傳統技術之同步電動機的向量圖。

第8圖係同步電動機之驅動系統之相位補償的說明圖。

第9圖係流過同步電動機之電流波形的測定結果圖。

第10圖係第2實施方式的說明圖。

第11圖係第3實施方式的說明圖。

第12圖係第4實施方式的說明圖。

以下，參照附錄圖式，針對本發明之實施方式進行說明。

第1圖，係實施方式1之同步電動機之驅動系統的說明圖。

如第1圖所示，本實施方式之同步電動機的驅動系統，具備：控制對象之PM馬達4、用以產生對PM馬達4施加之施加電壓指令V^* 的V^* 產生器1；連結著PM馬達4，由複數切換元件所構成的電力轉換器(換流器)3；以及對該換流器3輸出電壓指令來控制PM馬達4的控制器2。控制器2，係選擇對PM馬達4之三相繞線中之二相施加正或負脈衝電壓。此外，具備手段(模式切換扳機發生器8)，依據施加正或負脈衝時之斷相電動勢，來推算相位(轉子之磁極位置)及速度。

此外，換流器3，係具備：具有對換流器供應電力之直流電源31、及6個切換元件Sup~Swn的換流器主電路部32；及直接驅動換流器主電路3之輸出前級驅動器33。

V^* 產生器1，產生對PM馬達4之施加電壓指令V^* 。控制器2，利用脈波寬度調變(PWM)對PM馬達4施加相當於指令V^* 之電壓。

亦即，控制器2，依據V^* 產生器1之輸出，於PWM產生器5，生成經過脈波寬度調變之120度通電波。通電模式決定器6，則依序輸出換流器主電路部所執行之6種切換模式中之一的模式指令。

閘極信號切換器7，係依據模式指令決定換流器主電路部之各切換元件以那一種動作來進行切換，最後，依序對換流器3輸出6種閘極脈衝信號。

此外，通電模式決定器6，以模式切換扳機發生器8所發生的信號，來切換通電模式。

模式切換扳機發生器8，具有：發生PM馬達4之非通電相之電動勢之比較基準之閾值的基準電平切換器9；依據模式指令，從PM馬達4之三相端子電壓中選擇非通電相的非通電相電位選擇器10；以及將非通電相電位選擇器10之輸出與該閾值進行比較，並發生模式切換扳機之比較器11。

如此，120度通電方式之換流器3，從PM馬達之三相繞線中選擇2相並施加電壓，發生轉矩。此時，2相之組合，存在著6種形態，並分別定義成通電模式1~6。

第2圖，係通電模式的說明圖，第2(a)圖，係從V相對W相進行通電之模式3，第2(b)圖則係相反地從W相對V相進行通電之狀態。

第3圖，係使轉子位置之角度改變電角度之一周期份時，出現於非通電相之電動勢圖。參照該等圖的話，可以得知，U相之電動勢會因為轉子位置而產生變化。

此處，該電動勢，並非速度電動勢，而係從U相觀測到通鏈於V相與W相之電樞繞線之磁束變化率的差異。所以，即使在停止或低速域，也可觀測對應於轉子位置之電動勢。而且，第2(a)、(b)圖所示之電壓脈衝，係 在120度通電方式之換流器，於通常之動作中所施加。

第4圖，係U~W相之電動勢E_ou ~E_ow 、換流器2之閘極信號G_up ~G_wn 、PM馬達之轉子相位角θ_d 、及通電模式。如圖所示，對應於轉子相位角θ_d ，每60度切換通電之2相。

而且，第4圖中，模式3及模式6，係等同於第2(a)、(b)圖之狀態。此時之U相電動勢，併記於第3圖的話，如E_ou 上之粗箭頭所示。亦即，觀測到模式3時朝負方向減少、模式6時朝正方向增加之電動勢。

第5圖，係通電模式、非通電相、及非通電相之電動勢的關係圖。可以得知，每次切換通電模式時，電動勢切換成正、負，而分別重複上昇及減少。因此，對正側、負側分別設定基準電壓(V_hp 、V_hn )，由該基準電壓、及該電動勢之大小關係，可以發生模式切換之扳機信號。

第6圖，係用以產生與同步電動機之非通電相電動勢進行比較之基準電壓(閾值)之基準電平切換器9的構造圖。

基準電平切換器9，係具備：正側基準電壓設定器111、負側基準電壓設定器112、切換開關113。模式指令1、3、5時，將切換開關切至1側，將閾值設定成V_hp ，模式指令2、4、6時，將切換開關切至2側，將閾值設定成V_hn 。

比較器11，將該閾值、與非通電相之感應電壓的大小進行比較，產生模式切換之扳機信號。

藉由本實施方式，對應轉子之旋轉位置，得到適度的電動機驅動轉矩。此處，非通電相之感應電壓，因為並非專利文獻2所示之利用速度電動勢者，而是變壓器電動勢，故在極低速狀態時，也可以良好感度進行檢測。

第7圖，係傳統技術之同步電動機的向量圖。

第7圖，(a)係低轉矩時、(b)係高轉矩時之向量圖。

第7(a)圖所示之低轉矩時，因為PM馬達之主磁束Φ1與永久磁石之磁束Φm的相位沒有太大偏離，即使傳統技術之方式也可以安定地驅動PM馬達。

然而，第7(b)圖所示之高轉矩時，PM馬達之主磁束Φ1，相對於Φm有較大的相位偏離。所以，依據主磁束Φ1切換模式的話，電流成為超前相位，功率因數惡化，PM馬達之轉矩降低，控制系統無法安定。

所以，改善電動機之功率因數來謀求高轉矩化時，必須對應轉矩來執行切換通電之二相之時序的延遲處理。藉此，在低速域，可以將PM馬達控制於高轉矩、高性能。

此處，本實施方式，在低速域，以120度通電方式驅動同步電動機時，亦即，依據施加脈衝時所發生之斷相的電動勢來切換通電之二相時，有時需對應PM馬達之發生轉矩、或相當於所發生之轉矩的狀態量，改變該切換時序來驅動同步電動機。

第8圖，係同步電動機之驅動系統的相位補償說明圖。

對應轉矩進行通電二相之切換時序的延遲處理，利用相位補償器20(第1圖)時，轉矩推算部21依據電動機之電流或換流器之直流母線電流，來推算電動機之轉矩，依據推算之轉矩，相位變換部22進行相位補償量之演算。此外，依據相位變換部所演算之值，決定切換通電二相之時序(相位補償期間)。亦即，只在第8(a)圖所示之相位補償期間T₁ ，延遲模式切換。亦即，相位變換部，設置模式判定旗標，依據該旗標值來設定切換禁止期間。

如此，設定切換禁止期間的話，電壓、電流之關係，成為如第8(b)圖所示之電壓V₁ ’與I₁ ’之關係，主磁束Φ1與永久磁石之磁束Φm之相位偏離獲得改善。亦即，以高負荷或電動機之電感較大的條件，在低速域使120度通電方式之換流器運轉時，可以改善功率因數。此外，此時，可以抑制轉矩的降低，而可將PM馬達控制於高轉矩、高性能。

第9圖，係流過同步電動機之電流波形的測定結果。圖中，第9(a)圖係傳統技術之同步電動機的相電流波形。如圖所示，發生相位超前，各通電模式之期間變得不均一，功率因數也降低。第9(b)圖，係本實施方式之同步電動機的相電流波形。如圖所示，藉由延遲相位，各通電模式之期間成為均一，功率因數也獲得提升。而且，第9圖中，係將試驗本實施方式之同步電動機的電流實效值基準化成1.0p.u.。由圖可以得知，依據本實施方式的 話，各通電模式的期間被均一化，同步電動機之電流波形之相位超前、失真因數獲得改善，120度通電中之功率因數也獲得改善。

如以上之說明所示，依據本實施方式之同步電動機驅動系統的話，於低速域，此外，於高負荷或電動機之電感較大時，可以藉由功率因數的改善來謀求控制特性的安定化，進而實現高轉矩、高性能之控制特性。

(實施方式2)

第10圖，係本發明之第2實施方式的說明圖。以120度通電方式驅動時，切換通電模式後，發生通電相之重疊期間。所以，於該重疊期間，相位推算結果可能含有誤差。

所以，以於模式切換後之通電模式的重疊期間設置禁止相位推算之模式切換禁止旗標的方式，來禁止相位推算及模式切換。而且，通電相之重疊期間，可以依該同步電動機之速度、或電氣的時間常數來推算。此構成之同步電動機的驅動系統，也可改善同步電動機之電流波形的相位超前、及失真因數，進行改變120度通電中之功率因數。

(實施方式3)

第11圖，係第3實施方式的說明圖。而且，圖中，對與第1圖所示之部分相同的部分，賦予相同符號並省略其說明。本實施方式，係從轉矩指令器101直接對相位補 償器20A之相位變換部22輸入轉矩指令值τ^* ，來改善控制之回應性者。

而且，此構成之同步電動機的驅動系統，也可改善同步電動機之電流波形的相位超前、及失真因數，進行改善120度通電中之功率因數。所以，本實施方式，可以得到與第1圖相同之效果。

(實施方式4)

第12圖，係第4實施方式的說明圖。本實施方式，於同步電動機之驅動系統，係對應旋轉速度區域以開關15對正弦波驅動控制器200及本發明之實施方式的控制器2進行切換(起動時為控制器2側，加速後為正弦波驅動控制器200側)之構成。

亦即，到目前為止所說明之各實施方式，係以120度通電方式之位置無感測器方式的同步電動機驅動系統為基本，然而，現在，PM馬達之驅動方式的主流，已逐漸轉移至利用正弦波電流之180度通電方式。然而，180度通電方式時，極低速之位置推算十分困難。所以，以下述之方式為佳，亦即，起動時，使用120度通電方式之位置無感測器方式的驅動系統，加速至某種程度之時點時，切換成180度通電方式之正弦波驅動。亦即，依據本實施方式的話，PM馬達之驅動系統的完成度可以更為提高。而且，此構成之驅動系統時，也可改善同步電動機之電流波形的相位超前、及失真因數，進而改善120度通電中之功 率因數。

如以上之說明所示，依據本發明之實施方式的話，係具備：同步電動機、由連結於該同步電動機之複數切換元件所構成之電力轉換器(換流器)、對該換流器輸出電壓指令來控制同步電動機之控制器、用以檢測同步電動機之電流的手段、以及用以檢測同步電動機之負荷轉矩的手段，該控制器，從同步電動機之三相繞線中選擇進行通電之二相並施加脈衝電壓，檢測施加脈衝時之斷相電動勢，依據所檢測之斷相電動勢切換進行通電之二相。此外，切換進行通電之二相時，對應同步電動機之發生轉矩、或相當於發生轉矩之狀態量，來改變其時序。

此外，切換進行通電之二相的時序，係依據相當於發生轉矩之狀態量之流過同步電動機之電流、電力轉換器之直流母線電流、或相當於該指令之值來進行變更。此外，改變切換進行通電之二相的時序時，發生轉矩或相當於發生轉矩之狀態量愈大的話，則切換時序的延遲也愈大。藉此，在低速域時，以及高負荷或電動機之電感較大時，也可改善功率因數來謀求控制特性之安定化，進而將同步電動機控制於高轉矩、高性能。而且，控制對象之同步電動機，係以PM馬達為例來進行說明，然而，其他之同步電動機(例如，磁場繞線使用於轉子者、或由磁阻轉矩所驅動之電動機等)，也可得到相同之效果。

而且，本發明並未受限於上述實施方式，而包含各種變形例在內。例如，上述實施方式，係以容易了解之方式 來說明本發明為目的之詳細說明，未限定要具備所說明之全部構成。

此外，可以將實施方式之部分構成置換成其他實施方式之構成，此外，也可於某實施方式之構成上追加其他實施方式之構成。此外，可針對各實施方式之部分構成，進行其他構成之追加、刪除、置換。此外，上述之各構成、機能、處理部、處理手段等，可以利用例如積體電路設計等，以硬體來實現其一部分或全部。此外，上述之各構成、機能等，也可以處理器解讀用以實現各機能之程式並執行，而以軟體來實現。以實現各機能之程式、檔案等之資訊，可以記錄於記憶體、硬碟、SSD(Solid State Drive)等之記錄裝置、或IC卡、SD卡、DVD等之記錄媒體。此外，控制線及資訊線，只圖示著說明上所必要者，製品上，並未受限於圖示之全部控制線及資訊線。實際上，只要存著全部構成係相互連結而成即可。

1‧‧‧V*產生器

2‧‧‧控制器

3‧‧‧電力轉換器

4‧‧‧同步電動機

5‧‧‧PWM產生器

6‧‧‧通電模式決定器

7‧‧‧閘極信號切換器

8‧‧‧模式切換扳機發生器

9‧‧‧基準電平切換器

10‧‧‧非通電相電位選擇器

11‧‧‧比較器

20‧‧‧相位補償器

21‧‧‧轉矩推算部

22‧‧‧相位變換部

31‧‧‧直流電源

32‧‧‧換流器主電路部

33‧‧‧輸出前級驅動器

35‧‧‧分流電阻

Claims (6)

1. 一種同步電動機驅動系統，其特徵為，具備：電力轉換器，係依序切換複數之切換元件來發生交流電壓，並提供給同步電動機；轉矩檢測部，係檢測或推算該同步電動機之負荷轉矩；檢測器，係將對該電力轉換器通電之二相脈衝輸出提供給該同步電動機之三相繞線內之二相時，檢測未被提供之相的開路電壓；以及控制器，係對應檢測到之開路電壓，依特定之通電模式依序切換該通電二相；且該控制器，係對應該同步電動機所檢測或推算之負荷轉矩，延遲切換該二相之時序。
2. 如申請專利範圍第1項所記載之同步電動機驅動系統，其中該負荷轉矩，係依據流過同步電動機之電流、流過電力轉換器之直流母線的電流、或轉矩指令值來進行推算。
3. 如申請專利範圍第1項所記載之同步電動機驅動系統，其中控制器，係對應該同步電動機所檢測或推算之負荷轉矩，延遲切換該二相之時序。
4. 如申請專利範圍第1項所記載之同步電動機驅動系統，其中 依據該同步電動機之速度、或電氣的時間常數，設定電力轉換器之通電模式的切換後之通電相的重疊期間，禁止於該期間內執行通電二相之切換。
5. 如申請專利範圍第1項所記載之同步電動機驅動系統，其中電力轉換器，係以起動時進行120度通電之120度通電方式來起動，其後，以180度通電之180度通電方式，來切換由構成轉換器之切換元件所形成之支臂的通電期間。
6. 如申請專利範圍第1項所記載之同步電動機驅動系統，其中切換該二相之時序的延遲量，係以負荷轉矩愈大則愈大之方式來設定。