TWI463768B

TWI463768B - 直流對直流降壓轉換器

Info

Publication number: TWI463768B
Application number: TW101138737A
Authority: TW
Inventors: Ke Horng Chen; Wei Chung Chen; Chia Ching Lin
Original assignee: Ite Tech Inc
Priority date: 2012-10-19
Filing date: 2012-10-19
Publication date: 2014-12-01
Also published as: TW201417464A

Description

直流對直流降壓轉換器

本發明是有關於一種電能轉換技術，特別是有關於一種直流對直流降壓轉換器(buck converter)。

現今的直流對直流降壓轉換器(buck converter)有許多種實現方式，例如，電壓模式控制(voltage mode control)、電流模式控制(current mode control)、固定導通時間模式控制(constant on time mode control)...等，藉以期望提升輸出電壓之穩定度、降低電壓切換時的抖動、提高轉換效率等功效。圖1是採用固定導通時間控制模式之直流對直流降壓轉換器100的示意圖。

直流對直流降壓轉換器100(或稱為，降壓轉換器100)具備驅動電路110、上橋元件(例如，電晶體Qp)、下橋元件(例如，電晶體Qn)、輸出電感L、例如由電阻R1及R2所組成的分壓電路120、比較器130、固定導通時間控制器140以及輸出電容150。輸出電感L上會有電感電流I_L流經。於理想情形中，降壓轉換器100可透過電感電流I_L的變化來得知向外提供的輸出電壓Vout是否穩定，從而自動調整對外輸出的能量，但目前少有作法能夠直接測得電感電流I_L的變化。因此，降壓轉換器100透過輸出電壓Vout來感測電感電流I_L之變化，進而決定是否繼續提供輸出能量。換句話說，降壓轉換器100利用分壓電路120對輸出電壓Vout進行分壓，以形成與電感電流I_L之變化有關的回授電壓V_FB。比較器130接收參考電壓V_REF以及回授電壓V_FB以偵測輸出電壓Vout是否低於參考電壓V_REF，並在輸出電壓Vout低於參考電壓V_REF時觸發固定導通時間控制器140。

固定導通時間控制器140被觸發後便會輸出具備固定導通時間的脈波至驅動電路110的重置端，以使驅動電路110導通上橋元件(電晶體Qp)並截止下橋元件(電晶體Qn)，透過輸入電壓Vin以及輸出電感L提供能量到降壓轉換器100的輸出端。當固定導通時間控制器140所提供之固定導通時間的脈波結束後，驅動電路110截止上橋元件(電晶體Qp)並導通下橋元件(電晶體Qn)以停止提供能量到其輸出端。

因此，採用固定導通時間控制模式的降壓轉換器100為了透過輸出電壓Vout來擷取電感電流I_L的變化情形，其輸出端便希望輸出電容150可以具有較大的等效串聯電阻(equivalent series resistance；ESR)R_ESR以及較小的等效串聯電感(equivalent series inductance；ESL)L_ESL，使得輸出電容150中輸出電容值C_OUT與其等效串聯電阻R_ESR的乘積所得的時間常數能夠達到足夠數值，避免系統遭遇到次諧波震盪的穩定性問題，並且增加雜訊容忍度。

圖2繪示等效串聯電阻R_ESR在相同輸出電容值的情況下對於輸出電壓Vout在時域中的影響關係圖。簡易而言，圖2中上方的電感電流I_L為理想中的三角波形，而左方依序繪示的信號V_ESL、V_ESR以及V_CO分別表示等效串聯電感L_ESL、等效串聯電阻R_ESR的以及輸出電容值C_OUT的示意性電壓分量。信號V_ESL、V_ESR以及V_CO會分別依照等效串聯電感L_ESL、等效串聯電阻R_ESR的以及輸出電容值C_OUT的數值大小而相應的改變比例大小，並且會相互組合為輸出電壓Vout。由圖2左方可看出，電感電流I_L與信號V_ESR的波形互為線性關係，但電感電流I_L則與信號V_ESL以及信號V_CO分別互為積分與微分關係。

藉此，當輸出電容值C_OUT設為相同時，圖2右方繪示的輸出電壓Vout1至Vout3將因等效串聯電阻R_ESR具備由大至小的電阻值而形成不同的輸出漣波，導致系統穩定性不佳。在考慮輸出電壓的延遲問題時可忽略V_ESL造成的影響，而等效串聯電阻R_ESR的電阻值過小時，輸出電壓(例如，Vout1~Vout3)主要由V_CO決定，因此透過回授機制所取得的輸出電壓Vout1~Vout3和電流I_L便會有時間延遲的相位差產生，導致系統不穩定。若考慮雜訊干擾的問題，信號V_ESL的成分過多的話將會使得輸出電壓Vout1~Vout3產生非連續的波形，如圖2右方的垂直虛線C處與D處，此非連續性的波形變化會使得回授系統受到干擾因而不穩定。其中，輸出電壓Vout1~Vout3對應的回授電壓V_FB低於參考電壓V_REF時(輸出電壓Vout1~Vout3波形中出現的水平虛線)將可在虛線C處正確觸發圖1的固定導通時間控制器140。

因此，具備較小電阻值的等效串聯電阻R_ESR將容易使圖1的比較器130發生判斷錯誤，降低降壓轉換器100的系統穩定性。在以往，廠商會挑選具備足夠數值的等效串聯電阻R_ESR，讓輸出電壓Vout具備明顯的漣波，以保證降壓轉換器100的穩定性。然而，由於近年來廠商逐漸採用低成本但也同時具備較低等效串聯電阻的電容作為輸出電容，例如積層陶瓷電容(multi-layer ceramic capacitor；MLCC)，因而降低了降壓轉換器100的穩定度以及雜訊忍受度，導致上述問題益發嚴重。目前許多廠商通常會忽略輸出電容及其等效串聯電阻對降壓轉換器所產生的影響，或是採用其他的電路實作方法以期望可以得到較佳的效果。

本發明提供一種直流對直流降壓轉換器，其可增加降壓轉換器的系統穩定性，降低對於輸出電容及其等效串聯電阻的數值限制，並提高降壓轉換器對於雜訊的容忍度，同時降低輸出到輸出電容路徑上的等校串連電感產生的影響。

本發明提出一種直流對直流降壓轉換器，其包括驅動電路、至少一對上橋元件與下橋元件、輸出電容、相位領先單元以及固定導通時間(constant on-time；COT)控制單元。上橋元件以及下橋元件相互相連並受控於驅動電路所產生的脈寬調變信號，其交互切換並依據輸入電壓以透過輸出電感以及輸出電容而提供輸出電壓。相位領先單元接收依據所述輸出電壓以及參考電壓所產生的第一差動信號，並將所述第一差動信號進行相位領先，以提供所述第二差動信號。固定導通時間控制單元耦接所述相位領先單元，其接收並依據所述第二差動信號來判斷其輸出電壓的能量是否足夠，從而輸出具固定導通時間的脈波信號至驅動電路，以使驅動電路產生所述脈寬調變信號。

於本發明之一實施例中，直流對直流降壓轉換器更包括邊界強化(margin enhancement)單元，耦接所述驅動電路以及所述相位領先單元。邊界強化單元接收依據所述輸出電壓所產生的回授電壓，並依據所述脈寬調變信號的特定期間而調整所述回授電壓，並依據調整之回授電壓及參考電壓而產生第一差動信號。

於本發明之一實施例中，上述之邊界強化單元包括步階升壓器。步階升壓器依據所述脈寬調變信號以在下橋元件的導通期間將回授電壓抬升一偏移電壓，以提供調整之回授電壓。其中，正相端之第一差動信號是調整之回授電壓，且反相端之第一差動信號是參考電壓。

於本發明之一實施例中，上述之步階升壓器包括偏壓產生電路以及控制開關。偏壓產生電路的負極端接收所述回授電壓，且在偏壓產生電路的正極端產生調整之回授電壓。控制開關的控制端接收所述脈寬調變信號，控制開關的第一端接收該回授電壓，控制開關的第二端耦接所述偏壓產生電路的正極端。控制開關在下橋元件導通期間將其第二端與其輸出端導通，以傳送調整之回授電壓。並且，控制開關在上橋元件非導通期間將其第一端與其輸出端導通以傳送所述回授電壓。

於本發明之一實施例中，上述之邊界強化單元更包括雜訊消除器，其接收第一差動信號以濾除所述第一差動信號的雜訊部份。

於本發明之一實施例中，上述之邊界強化單元更包括雜訊同步器，其第一端接收調整之回授電壓。所述雜訊同步器的第二端接收該參考電壓，以將調整之回授電壓中的雜訊部份加入到所述參考電壓。其中，相位領先單元接收調整之回授電壓以及所述參考電壓，並透過差動輸入以消除調整之回授電壓以及參考電壓中的雜訊部份。

於本發明之一實施例中，上述之相位領先單元包括零點補償(zero compensation)電路，其提供零點補償並使所述第一差動信號進行相位領先，從而產生第二差動信號。

於本發明之一實施例中，上述之零點補償電路包括帶通濾波器。帶通濾波器的反相輸入端接收正相端之第一差動信號，帶通濾波器的正相輸入端接收反相端之第一差動信號，且帶通濾波器的兩個輸出端分別提供所述第二差動信號。於本發明之另一實施例中，上述之零點補償電路以高通濾波器實現。

於本發明之一實施例中，上述之固定導通時間控制單元包括比較器以及固定導通時間控制器。比較器耦接所述相位領先單元。比較器的正相輸入端以及反相輸入端分別接收正相端與反相端之第二差動信號，以依據比較結果產生比較信號。固定導通時間控制器，受所述比較信號的觸發以輸出具固定導通時間的脈波信號至所述驅動電路，使驅動電路產生脈寬調變信號。

基於上述，本發明實施例揭示的直流對直流降壓轉換器在比較器的前一級增加相位領先單元，從而調整輸出電壓，以使其之波形以相位領先的方式還原為類似於電感電流相同相位的波形。此外，邊界強化單元會在下橋元件導通期間抬升回授電壓，並將回授電壓以及參考電壓以差動及高頻濾波等方式降低共模雜訊，藉以避免誤觸發固定導通時間控制單元。如此，直流對直流降壓轉換器可增加降壓轉換器的系統穩定性，提高降壓轉換器對於雜訊的容忍度，並降低對於輸出電容及其等效串聯電阻的數值限制。

為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

請參照圖3A，圖3A是根據本發明一實施例說明直流對直流降壓轉換器300的功能方塊圖。如圖3A所示，本案所提出的直流對直流降壓轉換器300可應用於多種電源供應器以進行直流對直流轉換，例如應用於消費型電子裝置、手機、相機、...等。降壓轉換器300包括驅動電路310、至少一對上橋元件與下橋元件、輸出電感L、輸出電容360、相位領先單元330以及固定導通時間(constant on-time；COT)控制單元340。於本實施例中，降壓轉換器300更包括分壓電路350。

本案實施例的上橋元件與下橋元件分別以電晶體Qp以及電晶體Qn作為舉例。電晶體Qp的第一端(如，源極端)接收輸入電壓Vin，電晶體Qp的第二端(如，汲極端)以及電晶體Qn的第一端(如，汲極端)相互透過接點E相連，且電晶體Qn的第二端(如，源極端)接地。電晶體Qp及電晶體Qn的接收端則分別接收驅動電路310所提供的脈寬調變信號Gh及Gl，使得電晶體Qp及電晶體Qn受控於驅動電路310的脈寬調變信號Gh及Gl。輸出電感L的第一端透過接點E耦接上橋元件(電晶體Qp的第二端)以及下橋元件(電晶體Qn的第一端)。輸出電感L的第二端則作為直流對直流降壓轉換器300的輸出端並產生輸出電壓Vout。此外，輸出電容360的第一端耦接降壓轉換器300的輸出端，輸出電容360的另一端接地以維持輸出電壓Vout的壓降。

因此，驅動電路310將會依照固定導通時間(COT)控制單元340所提供之具備固定導通時間的脈波信號Sp來產生脈寬調變信號Gh及Gl，藉以交互切換電晶體Qp及Qn，透過輸出電感L的充放電效應而提供輸出電壓Vout至需要電能供應的其他晶片或裝置。

一般來說，若選用之輸出電容360的輸出電容值C_OUT跟其等效串聯電阻R_ESR兩者的乘積所得的時間常數能夠達到足夠數值，便可降低降壓轉換器300遭遇到次諧波震盪的穩定性問題，並可增加雜訊容忍度。例如，若選用固態電容(SP-CAP)作為輸出電容360，由於其等效串聯電阻R_ESR較大，可使輸出電壓Vout的波形產生較為明顯的漣波，便可使COT控制單元340直接接收輸出電壓Vout藉以判斷輸出電容L中電感電流I_L的能量是否足夠時，得以提升其判斷精確度。

然而，基於成本等因素考量，目前廠商逐漸希望選用具備低等效串聯電阻R_ESR的積層陶瓷電容(MLCC)作為輸出電容360，導致整個降壓轉換器300將會發生上述系統不穩定、受到雜訊干擾等現象。於此，本發明實施例在圖3A之COT時間控制單元340的前一級增加了相位領先單元330，調整輸出電壓Vout藉以使其與電容電流I_L的波形特性相似，藉此增加降壓轉換器300本身的系統穩定性，降低對於輸出電容及其等效串聯電阻的數值限制，並提高降壓轉換器300對於輸出電壓Vout中雜訊的容忍度，同時降低輸出到輸出電容路徑上的等校串連電感產生的影響。

請繼續參照圖3A，以下分別詳述分壓電路350、相位領先單元330以及COT控制單元340。分壓電路350包括電阻R1與R2，電阻R1的一端耦接降壓轉換器300的輸出端。電阻R1的另一端耦接電阻R2的一端以形成回授端F，電阻R2的另一端接地。藉此，分壓電路350對輸出電壓Vout分壓，以從回授端F提供回授電壓V_FB至相位領先單元330的第一差動輸入端。也就是，本實施例之正相端的第一差動信號V_{DIFF_1}便是回授電壓V_FB。

相位領先單元330耦接分壓電路350。相位領先單元330利用差動處理的方式從其第一差動輸入端接收回授電壓V_FB以作為正相端的第一差動信號V_{DIFF_1}，從其第二差動輸入端接收參考電壓V_REF以作為反相端的第二差動信號V_{DIFF_2}，藉以降低第一差動信號V_{DIFF_1}的共模雜訊。並且，相位領先單元330將第一差動信號V_{DIFF_1}進行相位領先(phase-leading)，以提供與電感電流I_L同步的信號第二差動信號V_{DIFF_2}，使得處理後的第二差動信號V_{DIFF_2}可在下橋元件導通期間中還原回與電感電流I_L同相位的波形。固定導通時間控制單元340耦接相位領先單元330，其接收第二差動信號V_{DIFF_2}並依據第二差動信號V_{DIFF_2}來判斷輸出電壓Vout的能量是否足夠，從而輸出具固定導通時間的脈波信號Sp至驅動電路310，以使驅動電路310產生脈寬調變信號Gh及Gl。

若在理想情況時，圖3A即可實現本案降壓轉換器300。然而，在實際實現上述實施例的過程中，由於部份元件會對第一差動信號V_{DIFF_1}進行無法預期的雜訊干擾。若此雜訊干擾可以接受，則採用圖3A的電路即可實現，然而若是雜訊干擾會導致系統仍然會有不穩定的現象時，本案實施例在可在相位領先單元330的前一級中增加邊界強化單元320，藉以減少雜訊干擾，如圖3B所示。圖3B是根據本發明一實施例說明另一種直流對直流降壓轉換器300的功能方塊圖。

請參照圖3B，圖3A與圖3B的差異在於圖3B增加了邊界強化單元320。邊界強化單元320耦接驅動電路310、相位領先單元330以及分壓電路350。邊界強化單元320接收依據輸出電壓Vout所產生的回授電壓V_FB，並依據脈寬調變信號Gh或是Gl的導通/非導通期間(也就是所謂的特定期間)來調整回授電壓V_FB的準位大小，且依據調整後之回授電壓V_FB及參考電壓V_REF而產生第一差動信號V_{DIFF_1}，以使降壓轉換器300更為穩定。

圖4A為圖3B之直流對直流降壓轉換器300的詳細電路圖，其部份元件已揭示於上述實施例，以下不予贅述。邊界強化單元320主要包括步階升壓器410。於本實施例中，邊界強化單元320更包括雜訊消除器440以及緩衝器450。步階升壓器410依據脈寬調變信號Gl，從而在下橋元件導通期間將回授電壓抬升偏移電壓Vos，以提供調整之回授電壓V_{FB_1}。然而，應用此實施例者亦可輕易知曉，步階升壓器410也可以改為步階降壓器，並將脈寬調變信號Gh或是Gl的導通/非導通期間對調或是進行彈性調整，也可達到本發明實施例所期望之效果。

此外，本案實施例雖然是將步階升壓器410設置於回授電壓V_FB到已濾除高頻雜訊之回授電壓V_{FB_N}之間的路徑上，但是其他實施例也可以將步階升壓器410/步階降壓器設置於在參考電壓V_REF到V_{REF_N}之間的路徑上來實現。由於相位領先單元330為差動輸入型態，因此如果利用步階降壓器在脈寬調變信號Gl的導通期間降低參考電壓V_REF的話，也可以形成如同是抬升回授電壓V_FB的效果。因此，本案實施例並不僅受限於上述電路態樣，應用本實施例者可參照上述作法以彈性地實現邊界強化單元320。例如，步階升壓器或步階降壓器可根據脈寬調變信號Gl的導通期間或是非導通期間彈性更換，步階升壓器或步階降壓器的安裝位置也可在回授電壓V_FB或是參考電壓V_REF以擇一的方式彈性更換。邊界強化單元320將調整之回授電壓V_{FB_1}以及參考電壓V_REF分別作為正相端及反相端的第三差動信號V_{DIFF_3}。

在此詳細描述圖4A之邊界強化單元320中的步階升壓器410、雜訊消除器440以及緩衝器450。步階升壓器410包括偏壓產生電路420以及控制開關430。偏壓產生電路420的負極端接收回授電壓V_FB，且在偏壓產生電路在其正極端產生調整之回授電壓V_{FB_1}，本實施例將調整之回授電壓V_{FB_1}也稱作正相端的第三差動信號V_{DIFF_3}。控制開關430的控制端接收脈寬調變信號Gl，控制開關430的第一端N1接收回授電壓V_FB，控制開關的第二端N2耦接偏壓產生電路420的正極端以接收調整之回授電壓V_{FB_1}，控制開關430的輸出端耦接雜訊消除器440的第一輸入端。

藉此，控制開關430在下橋元件導通期間將其第二端N2與其輸出端N3導通，以傳送調整之回授電壓V_{FB_1}作為正相端的第三差動信號V_{DIFF_3}。相對地，當控制開關430在下橋元件非導通期間時，則會將其第一端N1與其輸出端N3導通，以傳送回授電壓V_FB作為正相端的第三差動信號V_{DIFF_3}，從而在上橋元件導通期間時抬升回授電壓V_FB，以成為調整之回授電壓V_{FB_1}。

雜訊消除器440的第一輸入端透過步階升壓器410接收調整之回授電壓V_{FB_1}，且雜訊消除器440的第二輸入端則接收參考電壓V_REF。因此，雜訊消除器440便可接收第三差動信號V_{DIFF_3}以濾除調整之回授電壓V_{FB_1}的共模與高頻雜訊，並將已濾除高頻雜訊的回授電壓V_{FB_N}以及參考電壓V_{REF_N}分別作為正相端及反相端的第一差動信號V_{DIFF_1}。

於其他實施例中，雜訊消除器440也可以利用其他電路結構來實現。圖4B為圖3B之直流對直流降壓轉換器300於其他實施例的詳細電路圖。請參照圖4B，本案實施例利用雜訊同步器445來消除回授電壓V_{FB_1}中的雜訊部份，而其他元件則與圖4A相同。詳言之，雜訊同步器445的第一端接收調整之回授電壓V_{FB_1}，雜訊同步器445的第二端則接收參考電壓V_REF。藉此，雜訊同步器445可將調整之回授電壓V_{FB_1}中的雜訊部份加入到參考電壓V_REF當中，使得參考電壓V_REF也具備回授電壓V_{FB_1}中的雜訊部份。採用差動輸入的相位領先單元330則接收調整之回授電壓V_REF以及具備雜訊部份的參考電壓V_REF，並透過差動輸入以消除回授電壓V_{FB_1}以及該參考電壓中V_REF相同的雜訊部份，從而間接地消除雜訊。

雖然本案實施例中圖4A、圖4B的邊界強化單元320分別具備雜訊消除器440以及雜訊同步器445以使回授電壓V_{FB_N}以及參考電壓V_{REF_N}能夠使降壓轉換器300更為穩定，但應用本實施例者也可以在邊界強化單元320中省略雜訊消除器440以及雜訊同步器445，並將第三差動信號V_{DIFF_3}直接視為第一差動信號V_{DIFF_1}而輸出至相位領先單元330，也可實現本實施例。

請繼續參照圖4A，緩衝器450的一端(輸入端)接收參考電壓V_REF，緩衝器450的輸出端則耦接雜訊消除器440的第二輸入端。此外，緩衝器450在部分實施例的邊界強化單元320中也可以省略。

相位領先單元330則主要利用帶通濾波器(BPF)460作為其實現方式。帶通濾波器460的反相輸入端接收正相端的第一差動信號V_{DIFF_1}(已濾除高頻雜訊的回授電壓V_{FB_N})，帶通濾波器460的正相輸入端接收反相端之第一差動信號V_{DIFF_1}(已濾除高頻雜訊的參考電壓V_{REF_N})，且帶通濾波器460的兩個輸出端則分別提供正相端與反相端的第二差動信號V_{DIFF_2}。於其他實施例中，相位領先單元 330也可以使用高通濾波器作為其實現方式，但由於高通濾波器無法濾除高頻雜訊，因此可能會減損本案降壓轉換器300對於高頻雜訊的容忍度。

請繼續參照圖4A，COT控制單元340包括比較器470以及固定導通時間控制器480。比較器470耦接相位領先單元460。比較器470的正相輸入端以及反相輸入端分別接收正相端與反相端之第二差動信號V_{DIFF_2}，以依據比較結果產生比較信號Vs。固定導通時間控制器480則受所述比較信號Vs的觸發，以輸出具固定導通時間的脈波信號Sp至驅動電路310，使驅動電路310產生脈寬調變信號Gh以及Gl。COT控制單元340為採用固定導通時間控制模式的降壓轉換器300皆會具備的元件，因此不予贅述。

有鑑於此，基於圖4A之降壓轉換器300的硬體構件，本實施例便可透過圖5至圖8的相關波型圖來詳細說明降壓轉換器300如何可以維持系統的穩定度。圖5是圖4A之電感電流I_L、輸出電壓Vout以及差動信號V_{DIFF_1}~V_{DIFF_3}的波形示意圖。請同時參照圖4A及圖5，圖5中電感電流I_L為理想的三角波形，輸出電壓Vout是當輸出電容360的等效串聯電阻R_ESR較小時所產生的波形。回授電壓V_FB是基於輸出電壓Vout的分壓所產生，因此兩者的波形相似。期間T_Gh為上橋元件導通期間，此時下橋元件截止，輸出電感L於此時因透過上橋元件連接至輸入電壓Vin，以逐漸提升電感電流I_L的電流值。相對地，期間T_Gl為下橋元件導通期間，此時上橋元件截止，電感電流I_L於此時因透過下橋元件連接至地而逐漸降低電感電流I_L的電流值。此外，由於上述波形均會相對於電感電流I_L而發生相位延遲的問題，但相位延遲難以進行說明，因此圖5中並未明顯繪示相位延遲。

因此，當從期間T_Gh轉換到期間T_Gl時(虛線H)，邊界強化單元320依據脈寬調變信號Gl以與下橋元件導通時間進行同步，並利用步階升壓器410將依據輸出電壓Vout所產生的回授電壓V_FB進行抬升，也就是，在下橋元件導通時間時，回授電壓V_FB便會被抬升偏移電壓Vos。由於步階升壓器410是利用控制開關430來控制回授電壓V_FB的抬升，因此第三差動信號V_{DIFF_3}會產生如標號510、520的突波產生。本實施例便利用雜訊消除器440將第三差動信號V_{DIFF_3}中如標號510、520的突波濾除，提供較為平滑的第一差動信號V_{DIFF_1}，以增加雜訊抑制能力。

相位領先單元330接收第一差動信號V_{DIFF_1}，並利用附有零點補償功能的帶通濾波器(GPF)460，透過差動處理以及相位領先的方式而產生與電感電流I_L同步的第二差動信號V_{DIFF_2}。藉此，比較器470在透過正相位與反相位的第二差動信號V_{DIFF_2}之間進行比較時，便不易發生判斷錯誤的情形。

例如，若圖5第二差動信號V_{DIFF_2}的波形接觸到虛線LL時(位於虛線I、LL的交會處)，表示第二差動信號V_{DIFF_2}的數值低於0，因而觸發比較器470使其比較信號Vs發生轉態，導致固定導通時間控制器480透過脈波信號Sp讓上下橋元件相互切換，以從期間T_Gl轉換到期間T_GH，進而對電感開始充電，反之亦然。

圖6是圖4A之直流對直流降壓轉換器300在採用相位領先單元330前後的增益對頻率示意圖。圖6上方的增益GAIN1是不採用相位領先單元之降壓轉換器的增益曲線圖，圖6下方的增益GAIN2則是採用相位領先單元330之降壓轉換器300的增益曲線圖。由圖6中可看出，採用相位領先單元330可使降壓轉換器300在較為低頻的情況(例如，頻率fz)時便可達到較佳的增益效益。

圖7是圖4A之直流對直流降壓轉換器300在採用相位領先單元330前後的相位對頻率示意圖。並未使用相位領先單元前之降壓轉換器是以實線段L1表示，因此降壓轉換器需在(-14)度相位之後，也就是需要較為高頻的脈寬調變信號，才能到達穩定期間Tstable1。使用相位領先單元330的降壓轉換器300則以虛線段L2表示，降壓轉換器300僅需在(-90)度相位左右便可到達穩定期間Tstable2，因此採用相位領先單元330的降壓轉換器300可以在產生較為低頻的脈寬調變信號時，便可達到穩定的電源能量輸出。

圖8是圖4A之直流對直流降壓轉換器300在採用步階升壓器410前後的波形示意圖。圖8的情形1是並未採用步階升壓器的直流對直流降壓轉換器在受到較小的雜訊邊界(noise margin)影響時相關信號的波形，從箭頭810可知，輸出電壓Vout以及第二差動信號V_{DIFF_2}在期間T_Gh轉換到期間T_Gl時就只差些許就觸碰到虛線LL，也就是第二差動信號V_{DIFF_2}的數值僅差些微便會低於0。情形2則是並未採用步階升壓器的直流對直流降壓轉換器在受到較大的雜訊邊界影響時相關信號的波形，由情形2中的箭頭820可知第二差動信號V_{DIFF_2}的數值在原本應該是期間T_Gl(也就是電感L應該仍在放電)的情況下低於0，導致脈波信號Sp再次被觸發而使得電感L再次充電而進入期間T_Gh，從而發生判斷錯誤的情況。

圖8的情況3則是圖3B之直流降壓轉換器300在採用步階升壓器410之後，若是在具有較大雜訊邊界的情況下，步階升壓器410會將依據輸出電壓Vout所產生的回授電壓V_FB進行抬升，使得第二差動信號V_{DIFF_2}不會發生如同情況2箭頭820的情形而使其數值低於0，也就不會造成比較器470判斷錯誤的情況。

綜上所述，本發明實施例揭示的直流對直流降壓轉換器在比較器的前一級增加相位領先單元，從而調整輸出電壓，以使其之波形以相位領先的方式還原為類似於電感電流相同相位的波形。此外，邊界強化單元會在下橋元件導通期間抬升回授電壓，並將回授電壓以及參考電壓以差動及高頻濾波等方式降低共模雜訊，藉以避免誤觸發固定導通時間控制單元。如此，直流對直流降壓轉換器可增加降壓轉換器的系統穩定性，提高降壓轉換器對於雜訊的容忍度，並降低對於輸出電容及其等效串聯電阻的數值限制。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100、300‧‧‧直流對直流降壓轉換器

110、310‧‧‧驅動電路

120、350‧‧‧分壓電路

130、470‧‧‧比較器

140、340‧‧‧固定導通時間(COT)控制單元

150、360‧‧‧輸出電容

320‧‧‧邊界強化單元

330‧‧‧相位領先單元

410‧‧‧步階升壓器

420‧‧‧偏壓產生電路

430‧‧‧控制開關

440‧‧‧雜訊消除器

445‧‧‧雜訊同步器

450‧‧‧緩衝器

460‧‧‧帶通濾波器(BPF)

480‧‧‧固定導通時間控制器

510、520‧‧‧標號

810~820‧‧‧箭頭

N1、N2、N3‧‧‧控制開關的端點

A、B、C、D、I、H、LL‧‧‧虛線

E‧‧‧接點

F‧‧‧回授端

Vin‧‧‧輸入電壓

Vout、Vout1~Vout3‧‧‧輸出電壓

R_ESR‧‧‧等效串聯電阻

L_ESL‧‧‧等效串聯電感

C_OUT‧‧‧輸出電容值

L‧‧‧輸出電感

I_L‧‧‧電感電流

Qp、Qn‧‧‧電晶體

Gh、Gl‧‧‧脈寬調變信號

V_FB‧‧‧回授電壓

V_{FB_1}‧‧‧調整之回授電壓

V_{FB_N}‧‧‧已濾除高頻雜訊的回授電壓

V_REF‧‧‧參考電壓

V_{REF_N}‧‧‧已濾除高頻雜訊的參考電壓

V_{DIFF_1}、V_{DIFF_2}、V_{DIFF_3}‧‧‧差動信號

Vs‧‧‧比較信號

Vos‧‧‧偏移電壓

Sp‧‧‧脈波信號

R1、R2‧‧‧電阻

T_Gh、T_Gl‧‧‧期間

GAIN1、GAIN2‧‧‧增益

L1‧‧‧實線段

L2‧‧‧虛線段

Tstable1、Tstable2‧‧‧穩定期間

Fz‧‧‧頻率

圖1是採用固定導通時間控制模式之直流對直流降壓轉換器的示意圖。

圖2繪示等效串聯電阻在相同輸出電容值的情況下對於輸出電壓在時域中的影響關係圖。

圖3A是根據本發明一實施例說明直流對直流降壓轉換器的功能方塊圖。

圖3B是根據本發明一實施例說明另一種直流對直流降壓轉換器的功能方塊圖。

圖4A為圖3B之直流對直流降壓轉換器的詳細電路圖。

圖4B為圖3B之直流對直流降壓轉換器於其他實施例的詳細電路圖。

圖5是圖4A之電感電流I_L、輸出電壓Vout、差動信號V_{DIFF_1}~V_{DIFF_3}的波形示意圖。

圖6是圖4A之直流對直流降壓轉換器在採用相位領先單元前後的增益對頻率示意圖。

圖7是圖4A之直流對直流降壓轉換器在採用相位領先單元前後的相位對頻率示意圖。

圖8是圖4A之直流對直流降壓轉換器在採用步階升壓器前後的波形示意圖。

300‧‧‧直流對直流降壓轉換器

310‧‧‧驅動電路