TWI449354B - 同步分碼多重進接通訊系統與方法 - Google Patents
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Description
本發明與一蜂巢式通訊系統有關，特別地但不完全地與一同步分碼多重進接(CDMA)系統有關。
眾所周知，蜂巢式通訊系統包括可藉由該系統中的基地台彼此通訊的行動無線電接收器裝置。該系統被設置作為一蜂巢式網路，其中每一基地台根據蜂巢格的結構服務一個或多個蜂巢格。該等行動無線電接收器裝置包括類比射頻(RF)/中頻(IF)級，該等級受配置以藉由一個或多個天線接收和發送傳送資料的無線信號。該等RF/IF級的輸出典型地被轉換到基帶，其中一類比至數位轉換器(ADC)將進入的類比信號轉換成數位元樣本，然後該等數位樣本被進行信號檢測及以例如邏輯值形式之資料的解碼處理。該類比至數位轉換器可選擇性地直接在IF操作，在這種情況下，到基帶的轉換在數位域中被執行。該等數位樣本之一些不同類型的前端處理是已知的以實施信號檢測，該等處理包括耙式接收器處理和頻道等化處理。
在分碼多重進接無線系統中，不同實體頻道在碼域中被使用各自的展頻序列多工。在正交展頻碼宇的情況下，原始資料符號可在接收器透過解展頻有效地分開。在一寬頻CDMA(WCDMA)蜂巢式系統中，下鏈碼多工被使用正交可變展頻係數(OVSF)碼來執行。然而，OVSF碼宇僅在完善的時間對準之條件下彼此正交。在存在多路徑傳播的情況下，碼的正交性會丟失，並且解展頻操作受到多重進接干擾(MAI)的影響。
基於耙式處理之習知的CDMA接收器(例如在由McGraw & Hill於1995年出版的J. G. Proakis的“Digital Communications”中所述)由於在存在多路徑傳播的情況下頻道碼之間正交性損失而遭受性能降格。對於同步CDMA傳輸，如符合在第三代合夥專案(3.GPP)WCDMA標準之前向鏈路的情況下，一種有效解決這個問題的方法是使用一晶片級頻道等化器(例如在A. Klein的“Data Detection Algorithms Specially Designed for the Downlink of CDMA Mobile Radio Systems”之論文中，在IEEE車輛技術會議的會議錄(Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference)，第1卷，Phoenix AZ，1997年5月，第203-207頁中所述)。使用頻道等化處理一般較習知的耙式處理產生顯著的性能優點，但要以增加實施複雜性為代價。
例如在3GPP高速下鏈封包進接(HSDPA)標準的情況下，由晶片級等化提供的性能優點對於高資料率傳輸而言特別重要。
對用於實施等化器處理的等化器係數的計算可基於等化器輸出之均方誤差(MSE)的最小估計。在實施中，這可透過，例如在A. Klein的“Data Detection Algorithms Specially Designed for the Downlink of CDMA Mobile Radio Systems”，在IEEE車輛技術會議的會議錄(Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference)，第1卷，Phoenix AZ，1997年5月，第203-207頁中所提到的區塊處理來實現，或者透過在K. Hooli,M. Latva-aho與M. Juntti的“Performance Evaluation of Adaptive Chip-Level Channel Equalizers in WCDMA Downlink”，在IEEE國際通訊會議的會議錄(Proceedings of IEEE International Conference on Communications)，第6卷，Helsinki,Finland，2001年6月，第1974-1979頁中所提到的一適應演算法來實現。在一同步CDMA接收器的情況下，基於例如等化器係數之正規化最小均方(NLMS)更新規則的適應性處理的應用在存在多路徑的情況下遭受下鏈碼的非正交性。這導致一相對大的錯誤信號，這需要一較小的適應步長以提供足夠的平均，從而減緩了收斂，如在以上Hooli等人的著作中所討論。
此外，發明者己意識到在低信號對干擾-加-雜訊比下頻道等化可能並不能夠提供較佳的性能。本發明的一個目的是提供一種用於估計無線接收器操作狀態的技術，這有助於確定執行耙式處理較佳或等化器處理中的哪一處理較佳。
本發明的一個較一般的目的是提供一種用於提供與一無線網路中的信號對擾動比有關的資訊的強健估計技術。
根據本發明之一個層面，這裡提供了一種在一無線蜂巢式網路中處理由一接收器透過一無線通訊頻道接收之信號的方法，該方法包含以下步驟：
接收一信號樣本序列；
使用該所接收的樣本序列估計至少一傳輸路徑的至少一頻道係數；
基於該至少一頻道係數產生一正交因子(β)的一估計；
根據該至少一個所估計的頻道係數產生該擾動的一估計(σi 2
)；
使用該所接收的序列產生輸入信號功率的一估計(σo 2
)；
使用該所估計的正交因子、所估計的擾動以及所估計的輸入信號功率，產生蜂巢格幾何結構的一估計；以及
在處理所接收的資料樣本中使用蜂巢格幾何結構的該估計。
頻道係數可能與一單一傳輸路徑或具有大約相等延遲(藉此所傳送的符號藉由不同的路線在一共用取樣時間到達)的多個路徑有關。
本發明的另一層面提供了一種於一蜂巢式無線網路中處理數位樣本的方法，該方法包含以下步驟：
接收與在該無線網路的一蜂巢格中的一信號中所傳送的符號相對應的一樣本序列；
使用該所接收的序列產生蜂巢格幾何結構的一估計，該估計是所接收的該蜂巢格之信號的信號功率與擾動功率之比的一估計，其中擾動功率是從其他蜂巢格的信號引入的擾動及雜訊的量值；以及
使用蜂巢格幾何機構的該估計選擇用於處理該等數位樣本的多個處理例行程序中的一處理例行程序。
本發明的又一層面提供了一種用於在一無線蜂巢式網路中使用的接收器，其包含：
用於接收一信號樣本序列的裝置；
用於從該所接收的該信號的至少一傳輸路徑的樣本序列估計至少一頻道係數的裝置；
用於產生蜂巢格幾何結構的一估計的裝置，該蜂巢格幾何結構估計裝置可操作以：
基於該至少一頻道係數產生一正交因子(β)的一估計；
根據該至少一個所估計的頻道係數產生該擾動的一估計(σi 2
)；
使用該所接收的序列產生輸入信號功率的一估計(σo 2
)；
使用該所估計的正交因子、所估計的擾動以及所估計的輸入信號功率，產生蜂巢格幾何結構的一估計；以及
用於使用蜂巢格幾何結構的該估計處理所接收的資料樣本的裝置。
本發明的另一層面提供了一種用於在一無線蜂巢式網路中使用且用於處理數位樣本的接收器，該接收器包含：
一處理器，其受配置以接收與在該無線網路之一蜂巢格中傳送的符號相對應的一數位樣本序列以及用於實施一蜂巢格幾何結構估計例行程序以及用於處理該等數位樣本多個處理例行程序中的其中一處理例行程序，其中該蜂巢格幾何結構估計例行程序使用所接收序列產生蜂巢格幾何結構的一估計，該估計是所接收的該蜂巢格之信號的信號功率與擾動功率之比的一估計，其中該擾動功率是從其他蜂巢格的信號引入的擾動及雜訊的量值；
保存該等多個處理例行程序的一記憶體；
其中該處理實施一例行程序，該例行程序使用蜂巢格幾何結構的該估計選擇該記憶體中的該等多個處理例行程序中的一處理例行程序用於處理該等數位樣本。
包括用於接收一類比信號以及可操作以將該類比信號轉換成由該接收器使用的數位樣本之一無線介面的一行動終端機也被設想。
該信號樣本序列可包含所傳送的導引符號(pilot symbol)。然後與導引頻道相對應的符號可與一已知導引序列一起使用來估計該頻道係數。該所估計的蜂巢格幾何結構可被用來處理從其他(非導引)符號接收的資料樣本。
在該所描述的實施例中，傳輸頻道具有多個多路徑分量。然而，本發明也可以被用在一單一多路徑係數的情況(例如在一窄帶系統中)。將理解的是，一個頻道係數可能是多個頻道路徑在大約相等延遲之下產生的結果。在這樣一種情況下來區別不同的路徑是不可能的，因為為了達到估計頻道係數的目的其將被認為是一單一頻道路徑(tap)。
在本申請案中，蜂巢格幾何結構被定義為從一服務蜂巢格接收的總下鏈功率與蜂巢格間干擾(即從其他蜂巢格接收的總下鏈功率與熱雜訊)之和的比。在下面將要描述的實施例中，一簡單演算法被討論用於估計在一蜂巢式CDMA系統，特別適用於在一3GPP WCDMA系統中的一行動終端機接收器的蜂巢格幾何結構。該演算法的一個優點是其被設計使用在一WCDMA接收器中容易得到的資訊，以及其提供作為頻道正交因子β之一估計的一中間結果。
當等化器處理被使用時，提供蜂巢格幾何結構之估計也是有利的，因為其允許計算在等化器輸入的干擾-加-雜訊功率。眾所周知，MMSE等化器係數的計算需要輸入擾動之方差的一估計。於此，術語“擾動”被用來表示毀壞所期望信號的任何干擾或雜訊。在一同步CDMA蜂巢式系統中，在等化器輸入所需要的擾動方差與在該等化器輸入之蜂巢格間的干擾-加-雜訊方差(功率)相對應，其與蜂巢格幾何結構的倒數成正比(這一點在下文的描述中清晰可見)。
此外，發明者已意識到其中頻道等化可能並不能提供較佳性能(即以低信號對干擾-加-雜訊比)的方案典型地可與其中行動終端機在蜂巢格邊緣附近(即在低蜂巢格幾何結構)操作的方案相對應。在這種情況下，其可方便地使用所估計的蜂巢格幾何結構來在頻道等化器與耙式等化器之間做出切換接收器處理的決定。更一般地，蜂巢格幾何結構之一最新估計的可得性可允許動態選擇不同的接收器演算法和/或選擇關鍵接收器設計參數的值。
為了更好地理解本發明以及更好地顯示本發明可以如何實施，現將透過舉例的方式參考所附圖式，其中：
第1圖是一無線蜂巢式網路的一概要圖；
第2圖是顯示估計蜂巢格幾何結構之一方法之操作的一概要流程圖；以及
第3圖是一等化器的一方塊圖。
第1圖是一無線蜂巢式網路的一概要圖。多個相鄰蜂巢格被說明且被顯示為六角形，但是將容易理解的是，其可以具有任何形狀。一基地台B1被顯示服務蜂巢格C1，以及可能與分別由基地台B2、B3，...，B7服務的蜂巢格C2、C3，...，C7發生干擾。將容易理解的是，可以有相當大數目的基地台和蜂巢格，以及基地台可服務任何數目的蜂巢格(包括一個)。
一行動終端機使用者設備UE被顯示在蜂巢格C1中。眾所周知，該UE具有一無線信號發射機和一無線信號接收器。該UE打算接收的主要信號被標記為Io(1)
以表示來自該基地台B1的下鏈頻道。在一WCDMA系統中，在一給定蜂巢格上，不同實體頻道在碼域中被使用各自的展頻序列(例如在3GPP規格書“Technical Specification Group Radio Access Network;Spreading and Modulation(FDD)”，TS 25.213，2006年3月中所描述的OVFS碼)多工。在正交展頻碼字的情況下，原始資料符號可在接收器透過解展頻有效分離。從該基地台B1傳送的合成信號由這些實體頻道的疊加所組成，該等實體頻道透過與一虛擬隨機拌碼相乘進一步被修改，該虛擬隨機拌碼對於該蜂巢格而言是唯一的，至少是本地唯一的。該合成信號經過一傳輸頻道後在使用者設備UE被接收，若存在明顯的多路徑分量，則該傳輸頻道將導致會產生多重進接干擾(MAI)的正交性損失。所接收的信號由於加入熱雜訊及來自其他蜂巢格的傳輸(例如Io(2)
及Io(3)
)被進一步毀壞。由於缺乏同步及使用不同的拌碼，這些干擾信號不與想要的蜂巢格傳輸正交。
在下文中，我們用Ior
表示想要蜂巢格在該基地台的總傳送下鏈功率，以及定義在UE接收的想要蜂巢格的下鏈功率，以及在UE接收的干擾蜂巢格的功率加熱雜訊Ioc
=σn 2
。
在該寬頻CDMA系統中的每一蜂巢格在(例如在3GPP規格書“Technical Specification Group Radio Access Network;Physical Channels and Mapping of Transport Channels onto Physical Channels(FDD)”，TS 25.211，2005年12月中所討論的)一固定OVSF碼上傳送被稱為共用導引頻道(CPIPH)的一特別恆定功率下鏈頻道。該CPICH被用一固定、預定資料型樣傳送，以及可被用於頻道估計及信號對干擾比(SIR)估計。
第2圖是顯示所提出的一幾何結構估計演算法的一概要流程圖。
在第S1步，該所接收的CPICH符號遭受解展頻/解拌碼。在一WCDMA接收器中，有一種用於耙指追蹤/管理的機制，藉此耙指被分配明顯的多路徑分量。因為CPICH資料是已知的，所以對於每一多路徑分量或耙指而言，一頻道估計h1
(l=0,...,L0
-1，其中L0
是多路徑頻道係數的總數)可從該等解展頻CPICH符號得到，如在第S2步中所表示。
在下文的討論中，大量使用是由最強的耙指組成，該耙指是與具有最大功率的估計頻道路徑的頻道延遲相對應的一耙指，以及該耙指在第S3步遭選定。然而，將理解的是，存在其他可能的實施，該等實施可包括使用更多或所有的相關頻道延遲或耙指，以及甚至基於頻道係數之估計而與一耙式接收器沒有任何關係的實施。
在第S4步，正交因子β被估計。該正交因子β給出 or
與MAI之間的關係。其以下面的方式確定：
假定一頻道估計h1
，l=0,...,L0
-1，其中L0
是耙指總數，用i表示該最強耙指的指標，我們定義正交因子βi
為：
即，為一頻道功率與總頻道功率的比，其中該頻道功率被該最強耙指認為是干擾。
在第S5步，雜訊-加-干擾的一估計在解拌碼/解展頻後被實現。儘管已表示出步驟S5，但是該步可與第S4步並行或在第S4步之前完成，以及再次根據於第S3步中所選定的一個(或多個)耙指。這用以下方式實現。
所接收的符號由於受到干擾而遭毀壞，該干擾是由從想要蜂巢格接收的信號經過多路徑頻道後的非正交分量，加上從其他蜂巢格接收的信號及熱雜訊而引起的。若我們限制注意力於在該最強耙指上解展頻的CPICH符號上所接收的干擾，則該量由以下給出：
為了估計該干擾的位準，我們計算在該最強耙指的CPICH符號上的雜訊功率方差：
其中si,k
表示該最強耙指上的第k個解展頻CPICH符號。根據上面的方程式，在第S5步，解展頻CPICH符號的統計平均及方差透過計算序列si,k
的樣本均值和樣本方差來估計。然而，該方法可推廣到不同均值及方差估計器的使用。
第S6步執行總輸入功率的估計。這是該量σo 2
= or
+Ioc
的直接(straight-forward)估計，以合成所接收之解展頻前的晶片序列為基礎。該步驟可以使用用於自動增益控制(AGC)計算的該等所接收信號樣本。
第S7步表示以上參數的組合以估計量Ioc
和/或 or
/Ioc
(或其倒數)。這即是所需要的蜂巢格幾何結構的估計。蜂巢格間干擾Ioc
的估計如下實施：
由Ioc
及在第S6步中得到的σo 2
= or
+Ioc
我們也可以計算 or
/Ioc
的一估計，例如：
或者，可選擇性地， or
/Ioc
的一估計例如：
值得注意的是，可能期望濾波上述量以獲取可靠的估計。
關於第S5步，用於計算E{si,k
}之平均週期的選擇可根據使用者設備(行動終端機)移動的速度做出。對於較低的移動速度，即對於較慢時變頻道而言，CPICH符號估計可透過使用較長的平均週期來提高。然而，對於較高的移動速度，相對應於快速時變傳播頻道，若該平均週期太長，則該CPICH符號估計將落後於其實際值，從而使該幾何結構估計降格。
其可能不期望連續地執行幾何結構估計的計算，而是相反地選擇計算應遭執行的間隔。較佳地，這些間隔應遭選擇，以避免自動增益控制值受調整的時間，以及避免在該幾何結構估計中由來自任何非正交蜂巢格內傳輸(諸如該WCDMA網路中的同步頻道)之干擾引起的任何偏置。
第3圖是說明可如何使用蜂巢格幾何結構的一估計來計算用於在等化器處理中使用的等化器係數的一概要方塊圖。所接收的信號樣本遭提供給產生一(可能超取樣之)接收序列ri
的一接收濾波器2。該序列遭提供給一等化器4，該等化器4包含一等化器濾波器6以及用於計算該等等化器係數的一計算區塊8。該序列ri
也被用來在區塊10提供一頻道估計，以及在區塊12提供蜂巢格幾何結構的一估計。就頻道估計本身而言是已知的，於是於此就不再另外討論。幾何結構估計以上文中所述的方式執行。如將於下文中更加完整描述的那樣，該幾何結構估計允許最佳MMSE等化器係數的計算要由該計算區塊8執行。在一WCDMA下鏈結收器的情況下，用yk
表示的晶片級頻道等化器4的輸出對每一下鏈碼遭提供給一解拌碼/解展頻功能14。對適用於一同步CDMA系統之等化器處理的詳細描述如下給出。
考慮離散時間信號模型：
其中ri
=r(iTc
/M)是在速率Tc
/M擷取的所接收信號的樣本，其中Tc
表示晶片間隔，以及M表示超取樣比，h1
=h(lTc
/M)是複雜等效頻道脈衝回應的Tc
/M速率樣本，其對感興趣的時間間隔被假定是穩定的，dn
表示複雜多使用者傳送的晶片序列，以及ni
=n(iTc
/M)是一複雜加性高斯過程，其使熱雜訊和蜂巢格間干擾模型化。
在該模型(1)中，該頻道脈衝回應包括傳送和接收等效濾波器的效果，在一WCDMA接收器的情況下，該傳送和接收等效濾波器被假定是具有滾邊0.22的根餘弦濾波器(root raised cosine filter)。我們也假定該等頻道脈衝響應樣本h1
(對1=0,...,LM-1)僅與零略微有些不同，以及該頻道被正規化，藉此其平均能量等於1。假定雜訊樣本ni
從具有零均值及方差σn 2
的一蜂巢格間加性高斯白干擾-加-雜訊過程vi
=v(iTc
/M)得到，以及遭具有表示該等效接收濾波器之脈衝回應g1
=g(lTc
/M)的一低通濾波器過濾，其中在一WCDMA接收器的情況下，該等效接收濾波器是具有滾邊0.22的一根餘弦濾波器。
該超取樣序列ri
可相對於M個不同的子頻道分解成M個晶片率子序列。在向量記法中，我們對第k晶片間隔進行定義：
其中(‧)T
指示向量轉置(vector transpose)。由方程式(1)和(2)，我們也可寫為：
其中dk
=[dk-L+1
…dk
…dk+N-1
]T
，
其中h1 (m)
=h1M+m
，以及nk (m)
=[nkM+m
n(k+1)M+m
...n(k+N-1)M+m
]T
。
用wk (m)
=[wkM+m
w(k+1)M+m
...w(k+N-1)M+m
]T
表示相對於第m子頻道之等化器係數的N維向量，在時刻k的等化器輸出可被寫為：
定義MN×1向量wk
=[wk (0)T
...wk (M-1)T
]T
，rk
=[rk (0)T
...rk (M-1)T
]T
，以及nk
=[nk (0)T
...nk (M-1)T
]T
，以及引入MN×(N+L-1)頻道矩陣H=[H(0)T
...H(M-1)T
]T
，使用該記法，我們有：
rk
=Hdk
+nk
(6)
以及晶片級頻道等化器的輸出端產生：
該信號是一合成晶片率序列，然後該合成晶片率序列被進一步處理以單獨解拌碼和解展頻與不同下鏈碼有關的資料。
上述等化器模型對M=1與一鮑間隔線性等化器，以及對M>1與具有Tc
/M間隔係數的一分數間隔線性等化器相對應。值得注意的是，該模型也使一接收分集等化器的操作正式化，在這種情況下，該等M晶片率子頻道的全部或其中的一些與從多個接收天線獲得的信號樣本相對應。
一種用於計算向量wk
的MN等化器係數的常見策略是基於該等化器輸入之均方誤差(MSE)的最小估計。
在如在[2]中所述的一區塊線性等化器的情況下，根據最小均方誤差(MMSE)的最佳向量wk(opt)
被獲得：
其中E{‧}表示統計期望，以及D是在等化器輸出端的總延遲。由方程式(8)直接計算得出：
其中(‧)*
表示複共軛，σd 2
=E{∣dk
∣2
}是所傳送合成晶片序列的方差，Cnn
=E{nk *
nk T
}是雜訊-加-干擾共方差矩陣，以及hk+D
指示與多使用者晶片dk+D
相對應的頻道矩陣H的MN×1行。
最佳MMSE等化器係數的計算需要得到頻道矩陣H及雜訊共方差Cnn
的一估計。在一WCDMA接收器中，頻道估計可基於該等下鏈共用導引符號以一本身已知的方式執行。對於雜訊共方差矩陣的計算，用G表示接收濾波器矩陣，我們有：
因為該接收濾波器是該接收器設計的一部分，所以預先計算並儲存要在(10)中使用的矩陣G*
GT
是可能的。值得注意的是，若該接收濾波器的頻率回應是一奈奎斯(Nyquist)濾波器回應(即滿足奈奎斯準則之一濾波器回應)的精確平方根，則G*
GT
=I，以及由方程式(10)我們有Cnn
=σn 2
I。
基於方程式(10)，方程式(9)可寫為：
估計完頻道響應後，在方程式(11)中要估計的唯一一個額外的參數是輸入蜂巢格間干擾-加-雜訊方差σn 2
與合成晶片序列方差σd 2
間的比，如上所估計，該比與蜂巢格幾何結構的倒數相對應。
為了避免方程式(11)所需要的矩陣求逆的計算，可在頻域中選擇性地執行等化器係數的計算。用Wk
、Hk
及Nk
(k=0,...,Nf
-1)分別表示等化器係數w1
的傅立葉轉換、已取樣等效頻道脈衝回應h1
以及雜訊自相關函數。那麼，對於一MMSE頻域等化器，如在方程式(10)中所述，我們獲得頻域等化器係數：
在這種情況下，一資料區塊的等化透過以下步驟執行：計算所接收信號樣本(1)的傅立葉轉換；用頻域等化器係數Wk
乘頻域信號，以及最終計算所產生之頻域等化信號的反傅立葉轉換。傅立葉轉換及反傅立葉轉換的操作可透過Nf
點快速傅立葉轉換(FFT)及反快速傅立葉轉換(IFFT)之方式來有效地實施。
若在該接收濾波器輸入端的干擾-加-雜訊樣本被模型化為具有零均值及方差σn 2
的白高斯過程，則用Gk
(k=0,...,Nf
-1)表示已取樣接收濾波器脈衝回應g1
的傅立葉轉換，我們有：
以及(12)變為：
其中若該接收濾波器脈衝回應是一奈奎斯濾波器回應的精確平方根，則對於k=0,...,Nf
-1，∣Gk
∣2
=1。
該量σn 2
/σd 2
在一CDMA系統中可能會隨時間改變，而這是沒有價值的一例如一行動在蜂巢格覆蓋區域中驅動的情況下。因此，該蜂巢格幾何結構的一最新估計被期望能夠精確地計算該晶片級MMSE等化器的係數。在不存在用於估計量σn 2
/σd 2
之一方法的情況下，使用一固定參數將是必需的，而這根據相對於σn 2
/σd 2
之實際值的誤差將在等化器輸出端產生MSE性能的降格。
2．．．接收濾波器
4．．．等化器
6．．．等化器濾波器
8．．．計算區塊
10．．．區塊
12．．．區塊
14．．．解拌碼/解展頻功能
S1~S7．．．流程步驟
C1,...,C7．．．蜂巢格
B1,...B7．．．基地台
Io(1)
,Io(2)
,Io(3)
．．．下鏈頻道/傳輸
第1圖是一無線蜂巢式網路的一概要圖；
第2圖是顯示估計蜂巢格幾何結構之一方法之操作的一概要流程圖；以及
第3圖是一等化器的一方塊圖。
S1~S7‧‧‧流程步驟
Claims (18)
- 一種在一無線蜂巢式網路中處理由一接收器透過一無線通訊頻道接收之信號的方法，該方法包含以下步驟：接收一信號樣本序列；使用該所接收的樣本序列估計針對該信號之至少一傳輸路徑的至少一頻道係數；基於該至少一頻道係數產生一正交因子(β)的一估計；根據該至少一個所估計的頻道係數產生擾動的一估計(σi 2 )；使用該所接收的序列產生輸入信號功率的一估計(σo 2 )；使用該所估計的正交因子、所估計的擾動以及所估計的輸入信號功率，產生蜂巢格幾何結構的一估計；以及在處理所接收的資料樣本中使用蜂巢格幾何結構的該估計。
- 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中接收該信號樣本序列的該步驟包含以下步驟：接收包含在該信號中所傳送的導引符號的該等樣本。
- 如申請專利範圍第1項或第2項所述之方法，其中該傳輸頻道包含多個多路徑分量，以及其中至少一頻道係數從該等多個多路徑分量估計。
- 如申請專利範圍第3項所述之方法，其包含以下步驟：選擇該等多個多路徑分量的至少一分量的係數用於作為該至少一頻道係數。
- 如申請專利範圍第4項所述之方法，其中選擇該至少一頻道係數的該步驟選擇針對該最大功率多路徑分量的係數。
- 如申請專利範圍第4項所述之方法，其中產生一正交因子之一估計的該步驟根據以下方程式產生該正交因子βi ：
- 如申請專利範圍第5項所述之方法，其中產生一正交因子之一估計的該步驟根據以下方程式產生該正交因子βi ：
- 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該無線蜂巢式網路包含多個蜂巢格，其中該等多個蜂巢格包括其中該 接收器受設置的一想要蜂巢格及干擾蜂巢格，其中產生該輸入信號功率之一估計的該步驟包含以下步驟：使用該等所接收的信號樣本產生在該想要蜂巢格的該接收器接收的下鏈功率與在該想要蜂巢格中的該接收器接收的該等干擾蜂巢格的功率加熱雜訊的和。
- 如申請專利範圍第8項所述之方法，其中用在產生輸入信號功率之一估計的該步驟中的該等所接收的信號樣本也用在自動增益控制計算中。
- 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中在處理所接收的資料樣本中使用蜂巢格幾何結構之該估計的該步驟包含以下步驟：選擇用於處理該等數位樣本之多個處理例行程序中的一處理例行程序。
- 如申請專利範圍第10項所述之方法，其中該等多個處理例行程序包括一耙式處理例行程序和一等化器處理例行程序。
- 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中在處理所接收的資料樣本中使用蜂巢格幾何結構之該估計的該步驟包含使用該估計的一倒數以基於最小均方誤差(MMSE)計算用於實施等化器處理之一等化器演算法的等化器係數。
- 一種在一蜂巢式無線網路中處理數位樣本的方法，該方法包含以下步驟：接收與在該無線網路的一蜂巢格中的一信號中所傳送的符號相對應的一樣本序列； 使用該所接收的序列產生蜂巢格幾何結構的一估計，該估計是所接收的該蜂巢格之該等信號的信號功率與擾動功率之比的一估計，其中該擾動功率是從其他蜂巢格的信號所引入的擾動及雜訊的一量值；以及使用蜂巢格幾何機構的該估計，從一記憶體選擇用於處理該等數位樣本的多個處理例行程序中的一處理例行程序。
- 一種用於在一無線蜂巢式網路中使用的接收器，其包含：用於接收與符號相對應的一信號樣本序列的裝置；用於從該所接收的該信號之至少一傳輸路徑的樣本序列估計至少一頻道係數的裝置；用於產生蜂巢格幾何結構之一估計的裝置，該蜂巢格幾何結構估計裝置可操作以：基於該至少一頻道係數產生一正交因子(β)的一估計；根據該至少一個所估計的頻道係數產生擾動的一估計(σi 2 )；使用該所接收的序列產生輸入信號功率的一估計(σo 2 )；使用該所估計的正交因子、所估計的擾動以及所估計的輸入信號功率，產生蜂巢格幾何結構的一估計；以及用於使用蜂巢格幾何結構的該估計處理所接收的 資料樣本的裝置。
- 如申請專利範圍第14項所述之接收器，其中該處理裝置包含受配置以執行多個處理例行程序中的一處理例行程序的一處理器。
- 如申請專利範圍第14項或第15項所述之接收器，其包含保存用於由該處理裝置執行的多個處理例行程序的一記憶體。
- 一種行動終端機，其包含：用於接收信號以及將該等信號樣本提供給根據申請專利範圍第14項至第16項中的任一項之一接收器的一無線介面。
- 一種用於在一無線蜂巢式網路中使用以處理數位樣本的接收器，其包含：一處理器，其受配置以接收與在該無線網路的一蜂巢格中所傳送的符號相對應的一數位樣本序列以及用於實施一蜂巢格幾何結構估計例行程序以及用於處理該等數位樣本的多個處理例行程序中的其中一處理例行程序，其中該蜂巢格幾何結構估計例行程序使用該所接收序列產生蜂巢格幾何結構的一估計，該估計是所接收的該蜂巢格之信號的信號功率與擾動功率之比的一估計，其中該擾動功率是從其他蜂巢格的信號所引入的擾動及雜訊的一量值；保存該等多個處理例行程序的一記憶體；其中該處理實施一例行程序，該例行程序使用蜂巢格 幾何結構的該估計選擇該記憶體中的該等多個處理例行程序中的一處理例行程序用於處理該等數位樣本。
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