TWI410046B - 抵消電磁耦合之方法及放大器 - Google Patents

Description

抵消電磁耦合之方法及放大器

本發明係指一種抵消電磁耦合之方法及相關放大器，尤指一種可減少同相正交相信號相位及增益的不平衡，同時縮小佈局面積的抵消電磁耦合之方法及放大器。

在通訊系統中，當傳送無線訊號時，通常會利用一載波(carrier)來承載包含有傳輸資料的基頻(baseband)訊號，載波通常是一種高頻訊號。然而，由於頻寬上的限制，訊號傳送端(transmitter)一般都會採用頻寬效率(bandwidth efficiency)較高的調變技術(modulation scheme)，其中正交振幅調變(quadrature amplitude modulation，QAM)就是較常用的一種調變技術。

一般來說，在正交振幅調變系統中，信號會分成兩路處理，理論上會分別經由混頻器(mixer)乘上同相載波(in-phase carrier)g sin wt與正交相載波(quadrature-phase carrier)g cos wt(此處g為增益，w為角頻率)進行調變。然而，在實際電路中有可能因為電感間電磁耦合、溫度、製程以及供應電壓偏移等因素，而使得同相載波g sin wt和正交相載波g cos wt之間產生一增益不平衡與相位不平衡的現象，即同相正交相不平衡(IQ imbalance)。換句話說，混頻器所使用的振盪訊號實際上為g sin wt與(g+α)cos(wt+θ)，其中α為增益不 平衡(gain imbalance)，而θ為相位不平衡(phase imbalance)。在此情形下，混頻後的同相訊號和正交相訊號之間亦會產生增益不平衡與相位不平衡的情形。

舉例來說，如第1A圖所示，第1A圖為一習知正交放大器100之示意圖。為方便說明，第1A圖中僅繪出正交放大器100所包含的差動放大器102、104及電感106、108，其它元件則未繪出。電感106、108分別用來形成電感電容槽(LC tank)的電感成分。放大器102及電感106位於同相位路徑(Ipath)，而放大器104及電感108位於正交相位路徑(Q path)，電感106及108間的距離為H。在正交放大器100中，同相位路徑的IN端及IP端分別用來輸出一同相負訊號S1及一同相正訊號S2，而正交相位路徑的QN端及QP端分別用來輸出一正交相負訊號S3及一正交相正訊號S4。在理想狀態下，同相正訊號S2及正交相正訊號S4的相位差為90度。然而，為了使載波頻率能夠限制在一定範圍內，往往會使用電感來達到帶通(band-pass)的效果，而電感間的電磁耦合可能會產生感應磁場及相對應的感應電流，而造成同相正交相不平衡。

舉例來說，如第1B至1D圖所示，第1B至1D圖為第1A圖中的電感106及108在不同線圈纏繞方向下，同相正訊號S2及正交相正訊號S4間同相正交相相位不平衡之示意圖。在第1B圖中，電感106及108的線圈纏繞方向為順時針，磁場方向為垂直射入紙面。在此情況下，電感間同方向磁場的電磁耦合所產生的感應電流，會 使同相正訊號S2及正交相正訊號S4由原本實線位置移至虛線位置。以第1B圖中A點為基準，理想狀態下，同相正訊號S2為0度而正交相正訊號S4為90度，彼此間相位差90度。然而，當受電感間同方向磁場的電磁耦合所產生的感應電流影響後，同相正訊號S2會大於0度而正交相正訊號S4小於90度，因此彼此間相位差小於90度，造成同相正交相相位不平衡。同樣地，在第1D圖中，電感106及108的線圈纏繞方向為逆時針，磁場方向為垂直射出紙面，電感間同方向磁場的電磁耦合所產生的感應電流使同相正訊號S2及正交相正訊號S4相位差小於90度，造成同相正交相相位不平衡。相似地，在第1C圖中，電感106及108的線圈纏繞方向分別為順時針與逆時針，而磁場方向分別為垂直射入紙面與為垂直射出紙面。以第1C圖中B點為基準，在受電感間相反方向磁場的電磁耦合所產生的感應電流影響後，同相正訊號S2小於0度而正交相正訊號S4大於90度，彼此間相位差大於90度，造成同相正交相相位不平衡。

在習知技術中，為了減輕電感彼此間的電磁耦合所造成的同相正交相不平衡，電感106及108間的距離H必須相當大，以減小感應電流。如此一來，不僅浪費佈局面積，也無法完全消除電磁耦合的效應，未能有效解決同相正交相不平衡的問題。有鑑於此，習知技術實有改進之必要。

因此，本發明之主要目的即在於提供一種抵消電磁耦合之方法及相關放大器。

本發明揭露一種抵消電磁耦合之方法，用於一放大器中，該放大器包含有一第一路徑及一第二路徑，分別用來輸出一第一訊號及一第二訊號，該第二訊號與該第一訊號具有一特定相位差，該方法包含有形成一第一電感電容槽(LC tank)及一第二電感電容槽於該第一路徑；以及形成一第三電感電容槽及一第四電感電容槽於該第二路徑。

本發明另揭露一種放大器，可抵消內部不同路徑間電感的電磁耦合，該放大器包含有一第一路徑，用來輸出一第一訊號，包含有一第一電感電容槽及一第二電感電容槽；以及一第二路徑，用來輸出一第二訊號，包含有一第三電感電容槽及一第四電感電容槽，該第二訊號與該第一訊號具有一特定相位差。

請參考第2A圖，第2A圖為本發明實施例一放大器200之示意圖。為方便說明，第2A圖中放大器200係為一放大器，而且僅包含一同相位路徑(I path)，用來於IN端及IP端分別輸出一同相負訊號S1’及一同相正訊號S2’，以及一正交相位路徑，用來於QN端及QP端分別輸出一正交相負訊號S3’及一正交相正訊號S4’。詳細來說，同相位路徑包含有差動放大器202、204及電感206、208。 正交相位路徑包含有差動放大器210、212及電感214、216。其中，電感206、208、214、216分別用來形成電感電容槽(LC tank)的電感成分。同相位路徑與正交相位路徑是採交錯的形式，即差動放大器202及212與電感206及216平行於差動放大器210及204與電感214及208。此外，放大器200可另包含回授電路等元件，而不限於此，放大器亦不限於差動放大器。

在放大器200中，藉由增加電感電容槽的數目，然後調整電感206、208、214及216間的相對位置與線圈纏繞方向(即磁場方向)，可有效抵消電感彼此間的電磁耦合，減少同相正交相不平衡(IQ imbalance)，使得同相正訊號S2’與正交相正訊號S4’相位差大約為90度，同時縮小佈局面積。請參考第2B圖，第2B圖為第2A圖中電感206、208、214及216彼此間電磁耦合之示意圖。其中，K1為電感206與214或電感208與216間的電磁耦合係數，K2為電感206與216或電感214與208間的電磁耦合係數，以及K3為電感206與208或電感214與216間的電磁耦合係數。由於相位相同的訊號對彼此間同相正交相不平衡的影響很小，因此可以不考慮電磁耦合係數K3的效應，只要調整電感206、208、214及216的相對距離與線圈纏繞方向，使電感上因電磁耦合所產生的感應電流彼此抵消，即可減少同相正交相不平衡，同時縮小佈局面積。舉例來說，適當調整電感206、214及216的相對距離與線圈纏繞方向，使電磁耦合係數K1及K2作用在電感206上的電磁耦合大小相等且方向相反，即可使感應電流彼此抵消，以減少同相正交相不平衡，同時縮 小佈局面積。

詳細來說，請參考第3A圖及第3B圖，第3A圖及第3B圖為第2A圖中電感206、208、214及216在不同線圈纏繞方向下之示意圖。

在第3A圖中，電感206及214的線圈纏繞方向為順時針，磁場方向為垂直射入紙面，而電感208及216的線圈纏繞方向為逆時針，磁場方向為垂直射出紙面。在此情形下，由於相位相同的訊號對彼此間同相正交相不平衡影響很小，因此不考慮電磁耦合係數K3的效應。因此，對電感206而言，電感208所造成的電磁耦合可不考慮，而電感214及電感216可調整為與電感206距離相等，在此情況下，電感214及電感216可分別造成一方向垂直射出紙面及一方向為垂直射入紙面且大小相等的感應磁場，使得相對應的感應電流互相抵消。依此類推，作用在電感208、214及216的感應電流亦可抵消。如此一來，本發明可使感應電流彼此抵消，以減少同相正交相不平衡，同時縮小佈局面積。同樣地，如3B圖所示，電感206及216的線圈纏繞方向為順時針，磁場方向為垂直射入紙面，而電感208及214的線圈纏繞方向為逆時針，磁場方向為垂直射出紙面，亦可以上所述達到相同效果，在此不再贅述。

請參考第4A圖及第4B圖，第4A圖為習知技術同相正交相不平衡大小之示意圖。第4B圖為第2A圖所示放大器200同相正交相 不平衡大小之示意圖。第4A圖及第4B圖的繪製方式係量測各頻率同相正訊號與正交相正訊號的差值，理想狀態下應僅在載波頻率減去基頻頻率處(即D、F點)有訊號。然而，實際上採用載波頻率減去基頻頻率處訊號及載波頻率加上基頻頻率處(即E、G點)訊號的差值，做為同相正交相不平衡大小的依據。由第4A圖及第4B圖可知，第4A圖同相正交相不平衡大小為37.7 dB，而第4A圖同相正交相不平衡大小為52.3 dB。因此，本發明實施例較先前技術在同相正交相不平衡大小上增益14.6 dB。此外，在一般通訊系統中，同相正交相不平衡大小要求在40 dB以上。由此可知，本發明實施例不僅可以使感應電流彼此抵消，以減少同相正交相不平衡，同時縮小佈局面積，相較於先前技術，具符合通訊系統的要求。

值得注意的是，本發明之主要精神在於調整放大器內部電感的相對位置及線圈纏繞方向，以抵消內部不同路徑間的電磁耦合，進而減少同相正交相不平衡，凡依此概念所為之變化或衍生皆應屬本發明之範疇。舉例來說，放大器200不限於產生具有90度相位差的同相位訊號與正交相位訊號，實際上可以產生其它具有固定相位差的訊號，如45度或135度等；而放大器200亦不限於包含同相位路徑及正交相位路徑兩種路徑，可包含兩種以上具有特定相位差的路徑；電感電容槽的數目亦不限於四個，只要能夠藉由調整放大器中電感電容槽內部電感的相對位置及線圈纏繞方向，以抵消內部不同路徑間的電磁耦合，皆屬本發明之範疇。除此之外，放大器200內部電感的相對位置亦不限於同相位路徑及正交相位路徑採交錯的形 式，實際上同相位路徑及正交相位路徑亦可為平行形式，並藉由調整放大器內部電感的相對位置及線圈纏繞方向，以抵消內部不同路徑間的電磁耦合。

舉例來說，請參考第5A圖及第5B圖，第5A圖為本發明實施例一放大器500之示意圖。放大器500與放大器200差異之處在於放大器500的同相位路徑與正交相位路徑是採平行的形式，即差動放大器502、504與電感506、508平行於差動放大器510、512與電感514、516。放大器500之運作原理與放大器200相似，在此不再贅述。第5B圖為第5A圖中電感506、508、514及516彼此間電磁耦合之示意圖。其中，K1’為電感506與514或電感508與516間的電磁耦合係數，K2’為電感506與208或電感514與516間的電磁耦合係數，以及K3’為電感506與516或電感514與508間的電磁耦合係數。K1’、K2’及K3’分別為電感間的電磁耦合係數。在此情形下，由於相位相同的訊號對彼此間同相正交相不平衡影響很小，因此可以不考慮電磁耦合係數K2’的效應，只要調整電感506、508、514及516的相對距離與線圈纏繞方向，使電感上因電磁耦合所產生的感應電流彼此抵消，即可減少同相正交相不平衡。

請繼續參考第6A圖及第6B圖，第6A圖及第6B圖為第5A圖中電感506、508、514及516在不同線圈纏繞方向下之示意圖。在第6A圖中，電感506及514的線圈纏繞方向為順時針，磁場方向為垂直射入紙面，而電感508及516的線圈纏繞方向為逆時針，磁 場方向為垂直射出紙面。在此情形下，由於相位相同的訊號對彼此間同相正交相不平衡的影響很小，可不考慮電磁耦合係數K2’的效應。因此，為使電磁耦合係數K1’與K3’互相抵消，電感506、508、514及516可為對應一菱形的四個頂點或加大電感506、514間的距離H’，以產生大小相等且方向相反的感應磁場，使得相對應的感應電流互相抵消。同樣地，第6B圖為另一種線圈纏繞方向之示意圖，在此不再贅述。

因此，放大器200抵消電磁耦合的方法可歸納為一流程70，如第7圖所示，其包含以下步驟：

步驟700：開始。

步驟702：於同相位路徑，形成電感206及208。

步驟704：於正交相位路徑，形成電感214及216。

步驟706：結束。

其中，電感206、208、214、216分別用來形成電感電容槽(LC tank)的電感成分。可藉由調整電感206、208、214及216的相對距離與線圈纏繞方向，使電感上因電磁耦合所產生的感應電流彼此抵消。詳細說明可參考前述，在此不再贅述。

如前所述，先前技術需加大同相位路徑與正交相位路徑間的距離，以減小感應電流大小，進而降低同相正交相不平衡。相較之下，本發明在同相位路徑與正交相位路徑分別增加電感電容槽，並且調 整電感電容槽中電感的相對距離與線圈纏繞方向，使電感上的感應磁場可以互相抵消，以避免感應電流的發生，進而減少同相正交相不平衡。如此一來，本發明實施例可在較小的佈局面積下，達到減少同相正交相不平衡的效果。

總而言之，本發明藉由增加電感電容槽的數目來抵消電磁耦合，因此可在較小的佈局面積下，有效減少同相正交相不平衡。

以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。

100‧‧‧正交放大器

200‧‧‧放大器

500‧‧‧放大器

102、104、202、204、210、212、502、504、510、512‧‧‧差動放大器

106、108、206、208、214、216、506、508、514、516‧‧‧電感

70‧‧‧流程

700~706‧‧‧步驟

IN‧‧‧同相負訊號端

IP‧‧‧同相正訊號端

QN‧‧‧正交相負訊號端

QP‧‧‧正交相正訊號端

S1、S1’、S1”‧‧‧同相負訊號信號

S2、S2’、S2”‧‧‧同相正訊號信號

S3、S3’、S3”‧‧‧正交相負訊號信號

S4、S4’、S4”‧‧‧正交相正訊號信號

H、H’‧‧‧距離

K1、K2、K3、K1’、K2’、K3’‧‧‧電磁耦合係數

D、F‧‧‧載波頻率減基頻頻率

E、G‧‧‧載波頻率加基頻頻率

第1A圖為一習知正交放大器之示意圖。

第1B至1D圖為第1A圖中的電感在不同線圈纏繞方向下，同相正訊號及正交相正訊號間同相正交相相位不平衡之示意圖。

第2A圖為本發明實施例一放大器之示意圖。

第2B圖為第2A圖中電感彼此間電磁耦合之示意圖。

第3A圖及第3B圖為第2A圖中電感在不同線圈纏繞方向下之示意圖。

第4A圖為習知技術同相正交相不平衡大小之示意圖。

第4B圖為第2A圖中放大器同相正交相不平衡大小之示意圖。

第5A圖為本發明實施例一放大器之示意圖。

第5B圖為第5A圖中電感彼此間電磁耦合之示意圖。

第6A圖及第6B圖為第5A圖中電感在不同線圈纏繞方向下之示意圖。

第7圖為本發明實施例之一流程之示意圖。

200‧‧‧放大器

202、204、210、212‧‧‧差動放大器

206、208、214、216‧‧‧電感

IN‧‧‧同相負訊號端

IP‧‧‧同相正訊號端

QN‧‧‧正交相負訊號端

QP‧‧‧正交相正訊號端

S1’‧‧‧同相負訊號信號

S2’‧‧‧同相正訊號信號

S3’‧‧‧正交相負訊號信號

S4’‧‧‧正交相正訊號信號

Claims (18)

1. 一種抵消電磁耦合之方法，用於一放大器中，該放大器包含有一第一路徑及一第二路徑，分別用來輸出一第一訊號及一第二訊號，該第二訊號與該第一訊號具有一90度的相位差，該方法包含有：於該第一路徑，形成一第一電感電容槽(LC tank)及一第二電感電容槽；以及於該第二路徑，形成一第三電感電容槽及一第四電感電容槽。
2. 如請求項1所述之方法，其中該第一電感電容槽、一第二電感電容槽、該第三電感電容槽及該第四電感電容槽輸出正、負訊號。
3. 如請求項2所述之方法，其中該第一電感電容槽及該第四電感電容槽平行於該第二電感電容槽及該第三電感電容槽。
4. 如請求項3所述之方法，其中該第一電感電容槽及該第三電感電容槽之電感以順時針方向纏繞，而該第二電感電容槽及該第四電感電容槽之電感以逆時針方向纏繞。
5. 如請求項3所述之方法，其中該第一電感電容槽及該第四電感電容槽之電感以順時針方向纏繞，而該第二電感電容槽及該第 三電感電容槽之電感以逆時針方向纏繞。
6. 如請求項2所述之方法，其中該第一電感電容槽及該第二電感電容槽平行於該第三電感電容槽及該第四電感電容槽。
7. 如請求項6所述之方法，其中該第一電感電容槽、一第二電感電容槽、該第三電感電容槽及該第四電感電容槽排列為相對應一菱形的四個頂點。
8. 如請求項6所述之方法，其中該第一電感電容槽及該第三電感電容槽之電感以順時針方向纏繞，而該第二電感電容槽及該第四電感電容槽之電感以逆時針方向纏繞。
9. 如請求項6所述之方法，其中該第一電感電容槽及該第四電感電容槽之電感以順時針方向纏繞，而該第二電感電容槽及該第三電感電容槽之電感以逆時針方向纏繞。
10. 一種放大器，可抵消內部不同路徑間電感的電磁耦合，該放大器包含有：一第一路徑，用來輸出一第一訊號，包含有一第一電感電容槽(LC tank)及一第二電感電容槽；以及一第二路徑，用來輸出一第二訊號，包含有一第三電感電容槽及一第四電感電容槽，該第二訊號與該第一訊號具有一90 度的相位差。
11. 如請求項10所述之放大器，其中該第一電感電容槽、一第二電感電容槽、該第三電感電容槽及該第四電感電容槽輸出正、負訊號。
12. 如請求項11所述之放大器，其中該第一電感電容槽及該第四電感電容槽平行於該第二電感電容槽及該第三電感電容槽。
13. 如請求項12所述之放大器，其中該第一電感電容槽及該第三電感電容槽之電感以順時針方向纏繞，而該第二電感電容槽及該第四電感電容槽之電感以逆時針方向纏繞。
14. 如請求項12所述之放大器，其中該第一電感電容槽及該第四電感電容槽之電感以順時針方向纏繞，而該第二電感電容槽及該第三電感電容槽之電感以逆時針方向纏繞。
15. 如請求項11所述之放大器，其中該第一電感電容槽及該第二電感電容槽平行於該第三電感電容槽及該第四電感電容槽。
16. 如請求項15所述之放大器，其中該第一電感電容槽、該第二電感電容槽、該第三電感電容槽及該第四電感電容槽排列為相對 應一菱形的四個頂點。
17. 如請求項15所述之放大器，其中該第一電感電容槽及該第三電感電容槽之電感以順時針方向纏繞，而該第二電感電容槽及該第四電感電容槽之電感以逆時針方向纏繞。
18. 如請求項15所述之放大器，其中該第一電感電容槽及該第四電感電容槽之電感以順時針方向纏繞，而該第二電感電容槽及該第三電感電容槽之電感以逆時針方向纏繞。