TWI403077B - 具有變頻調變功能的電壓調節模組系統 - Google Patents

Description

具有變頻調變功能的電壓調節模組系統

本發明係關於一種電壓調整模組系統，特別有關於一種適用於各式電腦主機板上且具有變頻調變功能的電壓調節模組系統。

在諸如個人電腦主機板的工業應用中，使用最為廣泛的VRM電路架構為降壓型電力轉換器，如圖1所示。以傳統定頻方式所控制的系統概要方塊圖闡述於圖2。由於現今的主機板趨向更低電壓與更高電流之應用，為此，各種參考文獻提供諸多多相交錯式控制結構，藉以滿足目前逐漸增大的負載，並且有效抑制輸出漣波，例如圖3所示的三 相VRM等等。在交錯式控制下，兩鄰相每相間開關驅動訊號具有360°/n之相差，其中n為VRM之相數。例如圖3所示之VRM，兩鄰相之間的相差為360°/3=120°。圖4闡述應用傳統定頻控制方法的八相VRM在各種負載下所實測之效率曲線，其中切換頻率分別固定為250kHz與550kHz。在圖4中顯而易見的是，負載越輕，若切換頻率越高，則效率越高；反之負載越重，切換頻率越低，則效率亦較高。然而，此種定頻控制方式無法兼顧輕載與重載狀況，並且通常需要加裝額外的輔助開關或者儲能元件等來改善此一缺點。

本申請案因而提出一種新式的切換頻率調變控制方法及其裝置，在所提變頻控制方法下，能夠改善輕載與重載效率，而且輸出電壓仍能受控穩壓調節。再者，僅需要些微修改現有的(Pulse Width Modulation，PWM)控制器，即可有效達到所需之控制目標，簡單而成本低。

本發明係提出一種電壓調節模組系統，特別有關於一種適用於各式電腦主機板上且具有變頻調變功能的電壓調節模組(Voltage Regulator Module，VRM)，藉以提高電壓調節模組之效率。

為達成上述之目的，本發明揭示一種新式變頻調變技術與其操作原理，其變頻架構包含一電力轉換電路(Power Stage)、一驅動電路或IC(Driver IC)、一脈波寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)控制器(PWM Controller)、一功能切換開關(SW)、一輸出電流檢測電路(I_O Detection Circuit)、一切換頻率調變電路(Switching Frequency Modulation Circuit)以及一功能致能/除能電路(Function Enable/Disable Circuit)。其中藉由PWM控制器來控制電力轉換電路中主動電力開關之切換，用以實現輸出端負載電力調節功能。再者，電力轉換電路可包含任何一種型式之電力轉換器，諸如降壓型轉換器(Buck converter)、升壓型轉換器(Boost converter)、半橋式電力轉換器(Half-Bridge converter)、降升壓型轉換器、馳返式轉換器、順向式轉換器、推挽式轉換器或全橋式轉換器等等，乃至於可用於電力轉換之各種電路結構。其中的驅動IC則是用以加強電力轉換器中主動開關之驅動能力；PWM控制器用以進行輸出穩壓調變之責任週期控制；輸出電流偵測電路用以偵測負載所需之電流；切換頻率調變電路用以依照負載電流需求而調整切換頻率，藉以提高效率；功能致能/除能電路搭配功能切換開關，用以將切換頻率調變電路致能或者除能。

為了簡化說明文中的較佳實施例之說明，僅闡述多相VRM架構其中單一相之動作原理。再者，本發明亦不受限於八相之VRM，可適用於任何相數之VRM中。

圖5係本發明之一較佳實施例之同步整流降壓型轉換器，可代表多相VRM其中之某一相；其中S₁與S₂分別為上臂與下臂開關，Diode1與Diode2分別為本體二極體或外加的蕭特基二極體(Schottky)，而PWM1與PWM2則分別為上臂與下臂開關之控制訊號。在此依照電感 器電流傳導模式，將圖5電路的操作定義為兩種狀態，即(狀態I)與(狀態II)，分別闡述於圖6(a)與(b)，其中△i _L表示電感器電流i _L之振幅。此兩種狀態明顯的差異為狀態II中因電感器電流連續性所致的負電流現象。由於狀態I的動作為眾所周知的，因此不再贅述，以下將針對狀態II加以說明，共分為四個區間，區間I至區間IX，相應的電路元件波形描述於圖7。所要強調的是，為避免兩開關S₁與S₂分同時導通而造成短路，必須要有空白時間(Deadtime)控制，即圖7中的d₁T_SW與d₂T_SW，一般而言，d₁T_SW=d₂T_SW=dT_SW。

區間I(D₁T_SW)：

等效電路如圖8(a)所示，此時功率開關S₂截止，同時S₁導通，跨於電感器上的電壓為V_in-V_O，電感器電流呈直線增大。在此一區間中電感器電流的變量(△i _L1)可表示為 其中V_in為輸入電壓，V_O為輸出電壓，T_SW為切換週期，而L則為電感值。

區間II(d₁T_SW)：

等效電路如圖8(b)所示，此區間為空白時間，上臂與下臂開關S₁與S₂兩者皆截止。由於電感器電流連續性質，電感器電壓將會瞬間降至-V_o-V_F2，直到二極體Diode2導通為止，其中V_F2為Diode2之順向導通電壓。在此期間中，上臂開關S₁電壓v _S1為V_in+V_F2。若使用 MOSFETs來充當功率開關，則v _S1=v _DS1，且PWM1=v _GS1及PWM2=v _GS2。於下次驅動訊號觸發之前，S₂上的電壓保持在-V_F2，此電壓因相當低而足以忽略，所以將在下一個區間之開始，實現S₂上之ZVS。

區間III(D₂T_SW)：

等效電路如圖8(c)所示，上臂開關S₁截止，下臂開關S₂導通，電感器電流逐漸往負值方向直線下降。由於此區間下臂開關S₂仍維持導通，電感器電流負值現象終將發生，輸出電容器則會透過電感器放電至皆接地端。負電流傳導路徑如圖8(d)所示。

區間IX(d₂T_SW)：

等效電路如圖8(e)所示，兩開關S₁與S₂再次同時截止，為第二次空白時間。相似於區間II，由於電感器電流之連續性質，電感器電壓將會瞬間上升至V_in+V_F1-V_o，其中V_F1為Diode 1之順向導通電壓，而下臂開關S₂上的電壓v _S2為V_in+V_F1。因二極體Diode 1維持導通，跨於上臂開關S₁上的電壓保持在同樣也足以忽略的電壓-V_F1，是以再次回到區間I時，可實現上臂開關S₁之ZVS，如圖8(f)所示。此一區間中電感器電流的變量(△i _L2)可表示為

基於以上的分析，在一個切換週期內電感器電流整體變動量可表示為△i _L=△i _L1+△i _L2 (3)將式(1)與(2)代入式(3)中，可得 其中F_SW為切換頻率。若要將VRM操作在狀態II，則電感器電流變動量之一半()應大於輸出負載電流，確保足夠的能量能夠在d₂T_SW期間中將Diode 1導通，進而使ZVS同樣也發生在上臂開關S₁，提升效率。如上述，電路參數以及負載電流之間的關係可以寫為 其中I_O為輸出負載電流。根據式(5)的關係，即可使電路操作於狀態II，上臂與下臂開關S₁與S₂兩者皆能同時具有ZVS效果。進一步將式(5)改寫為 若將此規則應用至多相同步整流VRM時，僅需些微修改成 其中n為相數。由式(6)與(7)可知，切換頻率F_SW反比於負載電流I_O。因此若要維持式(7)不等式之關係，當負載電流I_O越大時，需要將切換頻率調低，反之亦然。為設計簡單起見，所提負載電流與變頻關係闡述於圖9。然而，對實際的VRM系統而言，切換頻率越低，輸出電壓漣波越大，因此為符合電路設計以及輸出漣波等規範，切換頻率並不 能夠無限制地降低，所以當切換頻率隨著負載加重而降至一預設臨界值時，便將之固定，即使負載進一步加重，仍維持固定的切換頻率，在此將之定義為定頻模式。故用於實際VRM系統的變頻曲線關係修正如圖10所示。

圖11闡述本發明所提VRM系統之整體方塊圖，包含頻率調變控制機制。相較於圖2之傳統方式，僅簡單外加一輸出負載電流檢測電路、一變頻功能致能/除能電路以及一切換頻率調變控制電路，較詳細之電路方塊敘述於圖12。在VRM變輕載的同時，藉由該輸出負載電流檢測電路來檢知輸出電流變小，並經由調變控制電路將切換頻率調變為較高，使上下臂開關能同時達到ZVS，而提升效率；反之，負載變重，則將切換頻率調低。當負載加重到一定程度，切換頻率調低到預設值時，即藉由變頻功能致能/除能電路將切換頻率調變控制電路切離，使頻率不再繼續調降，而維持定頻控制。再次強調，此切換頻率預設值乃是基於諸如輸出電壓漣波等規格而定。

圖12闡述切換頻率調變控制電路簡單地由一運算放大器以及兩個電阻器R₁與R₂所構成，而功能致能/除能電路則是由一運算放大器以及一參考電壓V_ref所構成，其中的參考電壓V_ref乃是相應於轉至定頻模式所預定之負載臨界值，可為一直流定電壓源或是使用一齊納(Zener)二極體替代。輸出電流檢測電路可為一種實現電流偵測之裝置或電路，例如霍爾元件感測器(Hall Sensor)、電阻器、或比流器。在本實施例中，輸出電流檢測電路僅利用一個電阻器R₃，擷取一電壓V_Imon，其 正比於輸出負載電流的控制器內建電流源I_mon，亦即V_Imon=I_mon×R₃ (8)如果VRM處於輕載狀況，則V_Imon<V_ref，功能致能/除能電路將會輸出一致能訊號，使功能切換開關SW導通，而促動頻率調變控制電路。隨著VRM加重負載而大至預設臨界值時，則V_Imon>V_ref，功能致能/除能電路便會使功能切換開關SW截止，而關閉頻率調變控制電路，此後切換頻率固定，並由R_T1+R_T2=R_T決定其大小，一般而言， 其中C_T為PWM控制IC內設值或外加之電容值，端視所使用的PWM控制IC而定，而功能切換開關可為一繼電器。

實驗採用目前在主機板中使用最為廣泛的八相VRM，實驗規格與參數列於表1。為符合輸出電壓漣波在最重載80A時6mV之規格，切換頻率F_SW調變最低至250kHz，此相應於VRM負載30A，切換頻率與負載電流關係如圖13所示。各相交錯式電感器電流與相應之開關控制訊號闡述於圖14(a)與(b)，其中顯見兩鄰相間之訊號相位差360°/8=45°。圖15(a)與(b)分別以不同的時基顯示上臂開關S₁₈之v _DS18與v _GS18實測波形、以及電感器電流之實測波形，此時切換頻率F_SW為550kHz，負載電流為0A；其中第一個下標1代表上臂開關，而第二個下標8則代表VRM的第八相。在此因限於文章篇幅，僅闡述第八相波形，各相鄰兩相之波形皆一致，惟相差45°。從圖15可知在v _GS18促使上臂開關S₁₈導通之前，v _DS18已經降至0V，明顯產生ZVS。圖16與17分別顯示負 載電流10A與30A時之實測波形，此時切換頻率F_SW已從550kHz分別降至425kHz與250kHz，其中負載電流30A所對應的切換頻率250kHz為預設之臨界值，此後依照前述控制機制，將圖11中之切換頻率調變電路除能，負載若再加重則仍維持250kHz之定頻切換。圖18闡述當負載電流加重至80A時所實測之波形，此時切換頻率仍維持250kHz，而且上臂開關S₁₈顯然已不具有ZVS效果。在負載電流30A與80A條件下所實測之輸出電壓漣波波形，其漣波振幅分別為5mV與6mV，明顯符合表1所列規格。

圖20敘述八相同步整流VRM的切換頻率以及負載電流之間實測之關係，顯示與圖13所預測相當一致。圖21為各種不同負載下之效率比較圖，包含本文所提之頻率調變控制方式、550kHz定頻控制方式以及250kHz定頻控制方式，顯示本文所提之頻率調變方式具有較高之效率，其中在輕載相較於250kHz定頻控制，提高效率大至8%，而在重載相較於550kHz定頻控制，則提高大約3%之效率。

圖22(a)與(b)分別顯示負載電流A與40A之間、以及0A與80A之間的輸出暫態變化，能夠看出即使加裝本文所提之頻率調變控制功能，其輸出電壓的變動量仍在於諸如Intel公司之CPU製造商所提供的負載線(Load Line)規格。

本發明之技術內容及技術特點已揭示如上，然而熟悉本項技術之人士仍可能基於本發明之教示及揭示而從事種種不背離本發明精神之替換與修飾。因此，本發明之保護範圍應不限於實施例所揭示者，而應包括各種不背離本發明之替換及修飾，並為以下之申請專利範圍所涵蓋。

C_out、C_O‧‧‧輸出電容器

Diode1‧‧‧二極體

Diode2‧‧‧二極體

i _L‧‧‧電感電流

i _S1‧‧‧上臂開關電流

i _S2‧‧‧下臂開關電流

L‧‧‧電感

Load‧‧‧輸出負載

R₁‧‧‧非反放大器之電阻

R₂‧‧‧非反放大器之電阻

R₃‧‧‧輸出電流檢測電阻

R_T1‧‧‧決定切換頻率之電阻

R_T2‧‧‧決定切換頻率之電阻

S₁‧‧‧上臂開關

S₂‧‧‧下臂開關

SW‧‧‧功能切換開關

I_MON‧‧‧控制器內建電流源

I_O‧‧‧輸出負載電流

V_IMON‧‧‧相應於輸出電流之電壓值

V_in‧‧‧輸入電壓

v _L‧‧‧電感電壓

V_O‧‧‧輸出電壓

V_ref‧‧‧參考電壓

v _S1‧‧‧上臂開關電壓

v _S2‧‧‧下臂開關電壓

圖1係一習知技術之降壓型電力轉換器電路圖，其為多相交錯式同步整流VRM常用之架構；圖2例示多相交錯式同步整流VRM之傳統控制方塊圖，其中以定頻方式操作；圖3例示一習知技術之三相交錯式同步整流VRM之架構；圖4例示以圖2習知技術控制方式所實現之八相交錯式同步整流VRM所量測之效率圖，其中分別闡述操作在固定切換頻率250kHz與550kHz於各種負載下之效率；圖5例示一同步整流之VRM電路，可將之視為多相VRM其中之某一相，用以闡述電路之操作；圖6(a)與(b)例示圖5電路中電感器電流所操作之兩種模式； 圖7例示圖5電路操作於圖6(b)模式之各元件波形；圖8(a)至(f)例示圖5電路操作於圖6(b)模式之等效電路與電流傳導路徑；圖9例示切換頻率與輸出負載電流關係之示意座標圖；圖10例示實際系統中切換頻率與輸出負載電流關係之示意座標圖；圖11例示所提頻率調變控制技術之系統方塊圖；圖12例示所提切換頻率調變控制方法之電路構架；圖13例示八相VRM系統預定之切換頻率F_SW與負載電流I_O關係；圖14(a)與(b)係八相VRM之實測交錯式波形，其中(a)各相電感電流(5A/div.，1μs/div.)且(b)各相開關驅動訊號(10V/div.，400ns/div.)；圖15(a)與(b)係輸出負載電流I_O=0A時、在不同水平時基下所實測之電感電流與開關波形，其中Ch1為v _DS18，Ch3為i _L18，而Ref1為v _GS18，且(a)400ns/div.(b)40ns/div.；圖16(a)與(b)係輸出負載電流I_O=10A時、在不同水平時基下所實測之電感電流與開關波形，其中Ch1為v _DS18，Ch3為i _L18，而Ref1為v _GS18，且(a)400ns/div.(b)40ns/div.；圖17(a)與(b)係輸出負載電流I_O=30A時、在不同水平時基下所實測之電感電流與開關波形，其中Ch1為v _DS18，Ch3為i _L18，而Ref1為v _GS18，且(a)1μs/div.(b)100ns/div.；圖18(a)與(b)係輸出負載電流I_O=80A時、在不同水平時基下所實 測之電感電流與開關波形，其中Ch1為v _DS18，Ch3為i _L18，而Ref1為v _GS18，且(a)1μs/div.(b)100ns/div.；圖19(a)與(b)係實測VRM系統輸出電壓漣波，其中(a)為輸出負載電流I_O=30A之條件(10mV/div.，2μs/div.)、以及(b)為輸出負載電流I_O=80A之條件(10mV/div.，1μs/div.)；圖20係八相VRM中實測切換頻率F_SW與負載電流I_O關係圖；圖21係各種不同負載下之效率比較圖；以及圖22(a)與(b)係實測變載輸出響應波形，其中Ch1為V_O(500mV/div.)，Ch2為I_O(20A/div.)，水平時基為200μs/div.(a)0A40A(b)0A80A。

R₁‧‧‧非反放大器之電阻

R₂‧‧‧非反放大器之電阻

R₃‧‧‧輸出電流檢測電阻

R_T1‧‧‧決定切換頻率之電阻

R_T2‧‧‧決定切換頻率之電阻

SW‧‧‧功能切換開關

I_MON‧‧‧控制器內建電流源

V_IMON‧‧‧相應於輸出電流之電壓值

V_ref‧‧‧參考電壓

Claims (9)

1. 一種具有變頻調變功能的電壓調節模組系統，適用於各式電腦主機板上，包含：一電力轉換電路，用以轉換該電壓調節模組系統所需之電力以及對輸出至一負載之電力進行調節；一驅動IC，電性連接該電力轉換電路，用以加強該電力轉換電路之驅動能力；一脈波寬度調變控制器，電性連接該驅動IC，用以進行輸出穩壓調變之責任週期控制；一功能切換開關，電性連接該脈波寬度調變控制器；一輸出電流檢測電路，電性連接該電力轉換電路，用以偵測流經該負載之電流；一切換頻率調變電路，電性連接該輸出電流檢測電路與該功能切換開關，根據流經該負載之電流調整該切換頻率；以及一功能致能/除能電路，電性連接該輸出電流檢測電路與該功能切換開關，根據該輸出電流檢測電路偵測流經該負載之電流，控制該功能切換開關，致能或者除能該切換頻率調變電路；其中當該輸出電流檢測電路偵測流經該負載之電流較小時，該功能致能/除能電路控制該功能切換開關開啟，致能該切換頻率調變電路並且提高該切換頻率，此時該電壓調節模組系統操作在一變頻模式，當該輸出電流檢測電路偵測流經該負載之電流增加時，該切換頻率調變電路降低該切換頻率，直到該切換頻率降低至一預設臨界值時，該功能致能/除能電路控制該功能切換開關關閉，除能該切換頻率調變電路，此時該電壓調節模組系統操作在一定頻模式。
2. 如申請專利範圍第1項所述之具有變頻調變功能的電壓調節模組系統，其中該電力轉換電路為降壓型轉換器、升壓型轉換器、降升壓型轉換器、馳返式轉換器、順向式轉換器、推挽式轉換器、半橋式電力轉換器或全橋式轉換器。
3. 如申請專利範圍第1項所述之具有變頻調變功能的電壓調節模組系統，其中該驅動IC為加強該電力轉換器中主動開關之驅動能力之IC。
4. 如申請專利範圍第1項所述之電壓調節模組系統，其中該脈波寬度調變控制器為一實現脈波寬度調變功能之電路。
5. 如申請專利範圍第1項所述之具有變頻調變功能的電壓調節模組系統，其中該功能切換開關為繼電器。
6. 如申請專利範圍第1項所述之具有變頻調變功能的電壓調節模組系統，其中該輸出電流檢測電路為霍爾元件感測器(Hall Sensor)、電阻器以及比流器。
7. 如申請專利範圍第1項所述之具有變頻調變功能的電壓調節模組系統，其中該切換頻率調變電路，為一包含一運算放大器、一第一電阻與一第二電阻所構成之非反相放大器。
8. 如申請專利範圍第1項所述之具有變頻調變功能的電壓調節模組系統，其中該致能/除能電路包含一運算放大器，該運算放大器之正輸入端連接一參考電壓，參考電壓之負端連接至接地端，其中該參考電壓為一直流定電壓源。
9. 如申請專利範圍第8項所述之具有變頻調變功能的電壓調節模組系統，其中該參考電壓使用一齊納(Zener)二極體替代。