TWI402805B - 應用於背光模組之電壓轉換器及其驅動方法 - Google Patents

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TWI402805B
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Ke Horng Chen
Chi Lin Chen
Yao Yi Yang
Ling Li
Chia Lin Liu
Chi Neng Mo
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Chunghwa Picture Tubes Ltd
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/38—Switched mode power supply [SMPS] using boost topology

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Description

應用於背光模組之電壓轉換器及其驅動方法
本發明相關於一種電壓轉換器及其驅動方法，尤指一種應用於背光模組之電壓轉換器及其驅動方法。
發光二極體(light－emitting diode,LED)具有低耗電、使用壽命長、色彩飽和度高、反應速度快、耐震、耐壓與體積小等多項優點，因此常被用來做為液晶顯示器(liquid crystal display,LCD)、掃描器、廣告燈箱，或筆記型電腦等電子設備中之背光光源。依據產品實際需求，先前技術之背光模組會選擇使用包含白光發光二極體之白光背光光源，或是使用包含紅色、綠色及藍色(簡稱RGB)發光二極體之RGB背光光源。
請參考第1圖，第1圖先前技術中一背光模組之示意圖，顯示了一直流-直流電壓轉換器100和一背光光源130。電壓轉換器100包含一升壓電路110和一脈衝寬度調變(pulse width modulation,PWM)電路120，可將一輸入電壓VIN 轉換為一輸出電壓VOUT 以驅動背光光源130。背光光源130使用白色發光二極體DW1 ～DWn 來提供白色光源，再利用濾光片來產生不同顏色。升壓電路110包含一電感L、一功率開關QN、一二極體D、電阻R1和R2，以及一輸出電容Co。功率開關QN係依據一控制訊號NG來運作，其作用在於控制電感L之充放電路徑：當功率開關QN導通時，輸入電壓VIN 會對電感L充電；當功率開關QN關閉時，電感L會透過導通之二極體D放電，將其內存能量傳送至輸出電容Co，進而提供背光光源130運作所需之輸出電壓VOUT 。電阻R1和R2組成一回授電路，可對輸出電壓VOUT 分壓以提供一相對應之回授電壓VFB 。升壓控制電路120再依據回授電壓VFB 來產生控制訊號NG：當輸出電壓VOUT 太高，PWM電路120會調整控制訊號NG之責任週期(duty cycle)以減少功率開關QN之開啟時間；當輸出電壓VOUT 太低，升壓控制電路120會調整控制訊號NG之責任週期以增加功率開關QN之開啟時間。先前技術之電壓轉換器100能依據輸出電壓VOUT 之變化來調整電感L的充電能量，因此能讓輸出電壓VOUT 維持恆定。先前技術之背光模組使用電壓轉換器100來驅動白色背光光源130，其成本低廉且耗電量極小，但是影像的色彩飽和度相當低，無法提供高品質影像。
請參考第2圖，第2圖先前技術中一背光模組之示意圖，顯示了一直流-直流電壓轉換器200和一背光光源230。直流-直流電壓轉換器200包含一升壓電路110和一PWM電路120，可將一輸入電壓VIN 轉換為一輸出電壓VOUT 以驅動背光光源230。背光光源230使用紅色發光二極體DR1 ～DRn 、綠色發光二極體DG1 ～DGn 和藍色發光二極體DB1 ～DBn 來分別提供紅綠藍三色光源，因此不需要使用濾光片，而是直接以混色方式來提供高色彩飽和度之影像。由於RGB發光二極體之特性不同(例如紅色發光二極體之壓降一般較其它兩種發光二極體為低)，針對一特定值之輸出電壓VOUT 無法同時顯示兩種以上的顏色，且需要一段時間才能在兩種顏色之間做變換，因此會影響畫面的視覺效果。
請參考第3圖，第3圖先前技術中一背光模組之示意圖，顯示了一直流-直流電壓轉換器300和一背光光源330。直流-直流電壓轉換器300包含三組升壓電路111～113和三組PWM電路121～123，可將一輸入電壓VIN 轉換為三組輸出電壓VOUT1 ～VOUT3 以分別驅動背光光源330中之紅色發光二極體DR1 ～DRn 、綠色發光二極體DG1 ～DGn 和藍色發光二極體DB1 ～DBn ，因此不需要使用濾光片，而是直接以混色方式來提供高色彩飽和度之影像。針對第3圖所示之升壓電路111～113和升壓控制電路121～123，其結構和運作和第1圖所示之升壓電路110和升壓控制電路120相同，在此不另加贅述。針對RGB發光二極體之特性差異，先前技術之直流-直流電壓轉換器300使用三組升壓電路111～113來提供三組輸出電壓VOUT1 ～VOUT3 ，由於升壓電路111～113共需使用3組電感L，不但體積龐大且價格昂貴，因此會增加生產成本，且難以達到微型化的要求。
本發明提供一種應用於背光模組之電壓轉換器，其包含一電感，用來儲存一輸入電壓之能量；一功率開關，其依據一開關控制訊號來控制該電感之充電路徑；一第一電容，用來儲存該電感之能量以提供一第一輸出電壓；一第二電容，用來儲存該電感之能量以提供一第二輸出電壓；一第一開關，其依據一第一控制訊號來控制該電感和該第一電容之間的訊號傳送路徑；一第二開關，其依據一第二控制訊號來控制該電感和該第二電容之間的訊號傳送路徑；一第一回授電路，用來提供對應於該第一輸出電壓之一第一回授電壓；一第二回授電路，用來提供對應於該第二輸出電壓之一第二回授電壓；以及一升壓控制電路，其依據該第一回授電壓之準位來產生該開關控制訊號，依據該第一回授電壓和該開關控制訊號之準位來產生該第一控制訊號，以及依據該第一回授電壓、該第二回授電壓和該第一控制訊號之準位來產生該第二控制訊號。
本發明另提供一種背光模組之之驅動方法，其包含一儲能元件接收一輸入電壓以儲存相對應之能量；接收該儲能元件內存之能量以提供一第一輸出電壓和一第二輸出電壓；依據一第一回授電壓來控制該輸入電壓和該儲能元件之間的訊號傳送路徑，其中該第一回授電壓相關於該第一輸出電壓之值；依據該第一回授電壓來控制該儲能元件和該第一輸出電壓之間的訊號傳送路徑；以及依據該第一回授電壓和一第二回授電壓來控制該儲能元件和該第二輸出電壓之間的訊號傳送路徑，其中該第二回授電壓相關於該第二輸出電壓之值。
請參考第4圖，第4圖為本發明中一背光模組之示意圖，顯示了一直流-直流電壓轉換器400和一背光光源430。電壓轉換器400包含一升壓電路410，以及一升壓控制電路420，可將一輸入電壓VIN 轉換為第一至第三輸出電壓VOUT1 ～VOUT3 以分別驅動背光光源430中之紅色發光二極體DR1 ～DRn 、綠色發光二極體DG1 ～DGn 和藍色發光二極體DB1 ～DBn ，因此不需要使用濾光片，而是直接以混色方式來提供高色彩飽和度之影像。同時，針對RGB發光二極體之特性差異，本發明之電壓轉換器400使用升壓控制電路420來調整輸出電壓VOUT1 ～VOUT3 之值，升壓電路410僅需使用一組電感L即能同時點亮兩串以上不同顏色的發光二極體，因此能夠節省空間和降低生產成本。
升壓電路410包含一電感L、一功率開關QN0、第一至第三開關QP1～QP3、第一至第六電阻R1～R6，以及第一至第三電容CO1 ～CO3 。功率開關QN0可為一N型金氧半導體(N-type metal-oxide-semiconductor,NMOS)電晶體開關，可依據一開關控制訊號NG來運作，其作用在於控制電感L之充電路徑；第一至第三開關QP1～QP3可為P型金氧半導體(P-type metal-oxide-semiconductor,PMOS)電晶體開關，可分別依據第一至第三控制訊號PG1～PG3來運作，其作用在於控制電感L之放電路徑。在本發明之電壓轉換器400中，在同一時間開關QN0和QP1～QP3中最多僅有其中一組開關為導通：當功率開關QN0為導通而開關QP1～QP3為關閉時，輸入電壓VIN 會對電感L充電；在充電完成後，功率開關QN0會被關閉，電感L可透過導通之開關QP1、QP2或QP3來放電，將其內存能量分別傳送至電容CO1 、CO2 或CO3 ，進而提供背光光源430運作所需之輸出電壓VOUT1 ～VOUT3 。另一方面，電阻R1和R2形成一第一回授電路，可對第一輸出電壓VOUT1 進行分壓以提供一相對應之第一回授電壓VFB1 ；電阻R3和R4形成一第二回授電路，可對第二輸出電壓VOUT2 進行分壓以提供一相對應之第二回授電壓VFB2 ；電阻R5和R6形成一第三回授電路，可對第三輸出電壓VOUT3 進行分壓以提供一相對應之第三回授電壓VFB3 。
升壓控制電路420包含一誤差放大器EA、一第一比較器CMP1、一第一正反器(flip-flop)FF1，以及一開關控制單元600。升壓控制電路420可依據回授電壓VFB1 來產生開關控制訊號NG，同時依據回授電壓VFB1 ～VFB3 來產生控制訊號PG1～PG3，進而控制開關QN0和QP1～QP3導通和關閉的時間長短。
本發明之電壓轉換器400採用單一電感多重輸出(single inductor multi-output,SIMO)之架構，在一週期內依序開啟開關QN0、QP1、QP2和QP3。當開關QN0導通時，電感L會儲存輸入電壓VIN 之能量；在開關QN0關閉後，再依序開啟開關QP1、QP2和QP3以將電感L儲存之能量依序供給輸出電壓VOUT1 ～VOUT3 。在一特定週期T內，開關QN0、QP1、QP2和QP3之導通時間分別由TN0、TP1、TP2和TP3來表示。
本發明依據對應於輸出電壓VOUT1 之回授電壓VFB1 來控制功率開關QN之關閉。誤差放大器EA能比較回授電壓VFB1 和一第一參考電壓VREF1 之差值，再輸出一相對應之比較電壓VC 。第一比較器CMP1會將比較電壓VC 和一固定斜率之斜波電壓SAW1做比較，當斜波電壓SAW1之值達到比較電壓VC 時，第一比較器CMP1會輸出一高電位(邏輯1)之數位控制訊號VD1 。第一正反器FF1可為一RS正反器，當其R端被邏輯1之訊號觸發時，會於其Q端輸出具除能電位之開關控制訊號NG以關閉功率開關QN；當其S端被邏輯1之訊號觸發時，會於其Q端輸出具致能電位之開關控制訊號NG以開啟功率開關QN(若功率開關QN為NMOS電晶體開關，其致能電位為邏輯1，而其除能電位為邏輯0)。亦即，控制功率開關QN之開關控制訊號NG來自開關控制單元600。
請參考第5a和5b圖，第5a和5b圖為本發明電壓轉換器400運作時之時序圖。第5a和5b圖說明了控制功率開關QN0之開啟和關閉的方法，顯示了比較電壓VC 、斜波電壓SAW1、開關控制訊號NG、第一至第三控制訊號PG1～PG3，以及一脈衝訊號NMOS_ON之波形。在一週期T內，開關QN0、QP1、QP2和QP3之導通時間分別由TN 、TP1 、TP2 和TP3 來表示。第5a圖所示之驅動方法採用定頻方式來控制功率開關QN0之開啟，利用開關控制單元600提供固定頻率之脈衝訊號NMOS_ON，當第一正反器FF1之S端被邏輯1之脈衝訊號NMOS_ON觸發時，其Q端輸出之開關控制訊號NG由除能電位切換至致能電位，此時功率開關QN0會被導通，而電感L開始充電。在週期T內，在依序開啟開關QN0、QP1、QP2和QP3後的額外時間T0 內，所有開關皆為關閉，此時電感L之剩餘能量會透過開關QP1～QP3之寄生二極體來放電。第5b圖所示之驅動方法採用非定頻方式來控制功率開關QN0之開啟，在關閉開關QP3後隨即開啟功率開關QN0，因此週期T即為最短循環時間。在定頻控制時，脈衝訊號NMOS_ON可由一固定頻率振盪器(未繪示)來觸發；在非定頻控制時，脈衝訊號NMOS_ON係由最後一組開關的控制訊號來觸發(例如PG3)。
第5a和5b圖所示之驅動方法皆採用相同方式來控制功率開關QN之關閉：當固定斜率之斜波電壓SAW1達到比較電壓VC 之準位時，第一正反器FF1之R端會被第一比較器CMP1輸出之訊號觸發，其Q端輸出之開關控制訊號NG由致能電位切換至除能電位，此時功率開關QN會被關閉，而電感L停止充電。如前所述，比較電壓VC 之值能反應輸出電壓VOUT1 之準位：若輸出電壓VOUT1 低於預定值，相對應之回授電壓VFB1 會變小，此時誤差放大器EA會調高比較電壓VC ，因此斜波電壓SAW1需較長時間才能達到比較電壓VC 之準位，所以開關QN0之導通時間TN 也會變長，進而透過增加電感L之充電時間來讓輸出電壓VOUT1 上升至理想準位；若輸出電壓VOUT1 高於預定值，相對應之回授電壓VFB1 會變大，此時誤差放大器EA會調降比較電壓VC ，因此斜波電壓SAW1僅需較短時間就能達到比較電壓VC 之準位，所以開關QN0之導通時間TN 也會變短，進而透過減少電感L之充電時間來讓輸出電壓VOUT1 下降至理想準位。
請參考第6圖和第7圖，第6圖為本發明實施例中開關控制單元600之示意圖，第7圖為本發明以非定頻方式來控制開關QP1～QP3之開啟之時序圖，而第8圖為本發明以定頻方式來控制開關QP1～QP3之開啟之時序圖。在第6圖所示之實施例中，開關控制單元600包含第一至第六比較電路601～606，第二至第四正反器FF2～FF4、第一至第三或閘(OR gate)OR1～OR3，以及一振盪器(未繪示)。第一或閘OR1依據第一比較電路601傳來之數位控制訊號VD2 和第四比較電路604傳來之數位控制訊號VD5 來選擇性地觸發第二正反器FF2之R端；第二或閘OR2依據第二比較電路602傳來之數位控制訊號VD3 和第五比較電路605傳來之數位控制訊號VD6 來選擇性地觸發第三正反器FF3之R端；第三或閘OR3依據第三比較電路603傳來之數位控制訊號VD4 和第六比較電路606傳來之數位控制訊號VD7 來選擇性地觸發第四正反器FF4之R端。
首先說明第一至第三比較電路601～603之結構和運作。第一比較電路601包含一第二比較器CMP2、一第四電容C4、一第四開關QN4，以及一第一電流源I1。第二比較電路602包含一第三比較器CMP3、一第五電容C5、一第五開關QN5，以及一第二電流源I2。第三比較電路603包含一第四比較器CMP4、一第六電容C6、一第六開關QN6，以及一第三電流源I3。開關QN4～QN6可為NMOS電晶體開關，可分別依據第四至第六控制訊號來運作，其作用在於控制電容C4~C6之充電路徑。在此實施例中，第四控制訊號採用開關控制訊號NG，第五控制訊號採用第一控制訊號PG1之反相訊號，而第六控制訊號採用第二控制訊號PG2之反相訊號。電流源I1為定電流源，電流源I2之值相關於回授電壓VFB1 和VFB2 之間的差值，而電流源I3之值相關於回授電壓VFB1 和VFB3 之間的差值，其關係如下所示：I2=I1+K(VFB2 -VFB1 )
I3=I1+K(VFB3 -VFB1 )，其中K為一預定轉換倍數。
當開關控制訊號NG切換至除能電位後，正反器FF2之S端會被一第七控制訊號(採用開關控制訊號NG之反相訊號)觸發，因此其Q端輸出之控制訊號PG1會切換至致能電位以開啟開關QP1。此時開關QN4會被關閉，電流源I1可對電容C4充電以提供一固定斜率之第二斜波電壓SAW2。當第二斜波電壓SAW2之準位高於一第二參考電壓VREF2 時，比較器CMP2會輸出具致能電位之訊號以觸發正反器FF2之R端，而正反器FF2於Q端輸出之控制訊號PG1會切換至除能電位以關閉開關QP1。換而言之，電容C4之充電時間就是開關QP1之導通時間TP1，而第二斜波電壓SAW2能反應回授電壓VFB1 之準位。
本發明接著依據回授電壓VFB1 和VFB2 之值來決定是否開 啟開關QP2以及開啟時間長短。在關閉開關QP1後，開關QN5會被第五控制訊號關閉，而電流源I2開始對電容C5充電以提供一具特定斜率之第三斜波電壓SAW3。假設在開關QP1關閉後輸出電壓VOUT2 並未達到預定值，亦即(VFB2 -VFB1 )之值較小，而電流源I2對電容C5之充電電流會變弱，讓第三斜波電壓SAW3較慢才能達到第三參考電壓VREF3 之準位，因此能增加開關QP2之導通時間TP2，如此電感L能透過開關QP2供應較多能量，以讓輸出電壓VOUT2 上升至預定值。
同理，本發明接著依據回授電壓VFB1 和VFB3 之值來決定是否開啟開關QP3以及開啟時間長短。在關閉開關QP2後，開關QN3會被第六控制訊號關閉，而電流源I3開始對電容C6充電以提供一具特定斜率之第四斜波電壓SAW4。假設在開關QP2關閉後輸出電壓VOUT3 超過預定值，亦即(VFB3 -VFB1 )之值較大，而電流源I3對電容C6之充電電流會變強，讓第四斜波電壓SAW4較快地達到第四參考電壓VREF4 之準位，因此能減少開關QP3之導通時間TP3，如此電感L能透過開關QP3供應較少能量，以讓輸出電壓VOUT3 下降至預定值。
另一方面，若比較電路601~603因製程原因而不匹配，造成輸出電壓VOUT1 ~VOUT3 中其中一組總是過高，此時本發明能利用比較電路604～606來加以補償。第四比較電路604包含一第五比較器CMP5，其兩輸入端分別接收第一回授電壓VFB1 和第二參考電壓VREF2 ，而其輸出端耦接至第一或閘OR1。第五比較電路605包含一第六比較器CMP6，其兩輸入端分別接收第二回授電壓VFB2 和第三參考電壓VREF3 ，而其輸出端耦接至第二或閘OR2。第六比較電路606包含一第七比較器CMP7，其兩輸入端分別接收第三回授電壓VFB3 和第四參考電壓VREF4 ，而其輸出端耦接至第三或閘OR3。
舉例來說，在功率開關QN0關閉後而斜波電壓SAW2尚未達到參考電壓VREF2 之準位前，若回授電壓VFB1 已高於參考電壓VREF2 ，此時第四比較電路604會觸發第二正反器FF2的R端，進而提早關閉第一開關QP1，因此能減少供給至輸出電壓VOUT1 之能量；在功率開關QN0關閉後而斜波電壓SAW3尚未達到參考電壓VREF3 之準位前，若回授電壓VFB2 已高於參考電壓VREF3 ，此時第二比較電路602會觸發第三正反器FF3的R端，進而提早關閉第二開關QP2，因此能減少供給至輸出電壓VOUT2 之能量；在功率開關QN0關閉後而斜波電壓SAW4尚未達到參考電壓VREF4 之準位前，若回授電壓VFB3 已高於參考電壓VREF4 ，此時第三比較電路603會觸發第四正反器FF4的R端，進而提早關閉第三開關QP3，因此能減少供給至輸出電壓VOUT3 之能量。
換而言之，在功率開關QN0關閉後，若斜波電壓SAW2已經達到參考電壓VREF2 之準位或是當回授電壓VFB1 高於參考電壓VREF2 時，代表輸出電壓VOUT1 已達到預定值，此時本發明並不會開啟開關QP1；若斜波電壓SAW3已經達到參考電壓VREF3 之準位或是當回授電壓VFB2 高於參考電壓VREF3 時，代表輸出電壓VOUT2 已達到預定值，此時本發明並不會開啟開關QP2；若斜波電壓SAW4已經達到參考電壓VREF4 之準位或是當回授電壓VFB3 高於參考電壓VREF4 時，代表輸出電壓VOUT3 已達到預定值，此時本發明並不會開啟開關QP3。
本發明依據第一回授電壓VFB1 來控制主迴路，不論是定頻還是非定頻控制，皆能依據第一輸出電壓VOUT1 來調整開關控制訊號NG，以讓輸出電壓VOUT1 維持在預定值。針對輸出電壓VOUT1 ～VOUT3 之個別輸出路徑，本發明依據回授電壓VFB1 ～VFB3 之差值來控制開關QP1～QP3的開啟時間，以讓輸出電壓VOUT1 ～VOUT3 維持在預定值。由於僅需使用一組電感，本發明不但能減少背光模組的體積和降低生產成本，亦能依據針對RGB發光二極體之特性差異來同時且快速地驅動不同顏色的RGB背光光源。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
VIN ．．．輸入電壓
VC ．．．比較電壓
L．．．電感
D．．．二極體
EA．．．誤差放大器
420．．．升壓控制電路
600．．．開關控制單元
NMOS_ON．．．脈衝訊號
QN0．．．功率開關
VFB1 ～VFB3 ．．．回授電壓
VREF1 ～VREF4 ．．．參考電壓
R1～R6．．．電阻
CMP1～CMP7．．．比較器
FF1～FF4．．．正反器
120～123．．．PWM電路
SAW1～SAW4．．．斜波電壓
I1～I3．．．電流源
CO1 ．．．第一電容
QN1．．．第一開關
QN2．．．第二開關
QN3．．．第三開關
QP4．．．第四開關
QP5．．．第五開關
QP6．．．第六開關
PG1．．．第一控制訊號
PG2．．．第二控制訊號
PG3．．．第三控制訊號
NG．．．第四控制訊號、開關控制訊號
100、200、300、400．．．電壓轉換器
110～113、410．．．升壓電路
130、230、330、430．．．背光光源
Co、CO1 ～CO3 、C4～C6．．．電容
DW1 ～DWn 、DR1 ～DRn 、DG1 ～DGn 、DB1 ～DBn ．．．發光二極體
CO2 ．．．第二電容
CO3 ．．．第三電容
CO4 ．．．第四電容
CO ．．．電容
VD1 ～VD7 ．．．數位控制訊號
VOUT 、VOUT1 ～VOUT3 ．．．輸出電壓
．．．第五控制訊號
．．．第六控制訊號
．．．第七控制訊號
第1～3圖為先前技術中背光模組之示意圖。
第4圖為本發明中一背光模組之示意圖。
第5a圖為本發明之背光模組以定頻方式來運作時之時序圖。
第5b圖為本發明之背光模組以非定頻方式來運作時之時序圖。
第6圖為本發明實施例中一開關控制單元之示意圖。
第7圖為本發明非定頻背光模組運作時之時序圖。
第8圖為本發明定頻背光模組運作時之時序圖。
400．．．電壓轉換器
410．．．升壓電路
420．．．升壓控制電路
430．．．背光光源
600．．．開關控制單元
EA．．．誤差放大器
QN0．．．功率開關
QP1．．．第一開關
QP2．．．第二開關
QP3．．．第三開關
CO1 ．．．第一電容
CO2 ．．．第二電容
CO3 ．．．第三電容
VD1 ．．．數位控制訊號
NG．．．開關控制訊號
DR1 ～DRn 、DG1 ～DGn 、DB1 ～DBn ．．．發光二極體
VOUT1 ～VOUT3 ．．．輸出電壓
VFB1 ～VFB3 ．．．回授電壓
R1～R6．．．電阻
CMP1．．．比較器
FF1．．．正反器
L．．．電感
VC ．．．比較電壓
VREF1 ．．．參考電壓
VIN ．．．輸入電壓
SAW1．．．斜波電壓
PG1．．．第一控制訊號
PG2．．．第二控制訊號
PG3．．．第三控制訊號
NMOS_ON．．．脈衝訊號

Claims (14)

  1. 一種應用於背光模組之電壓轉換器，其包含：一電感，用來儲存一輸入電壓之能量；一功率開關，其依據一開關控制訊號來控制該電感之充電路徑；一第一電容，用來儲存該電感之能量以提供一第一輸出電壓；一第二電容，用來儲存該電感之能量以提供一第二輸出電壓；一第三電容，用來儲存該電感之能量以提供一第三輸出電壓；一第一開關，其依據一第一控制訊號來控制該電感和該第一電容之間的訊號傳送路徑；一第二開關，其依據一第二控制訊號來控制該電感和該第二電容之間的訊號傳送路徑；一第三開關，其依據一第三控制訊號來控制該電感和該第三電容之間的訊號傳送路徑；一第一回授電路，用來提供對應於該第一輸出電壓之一第一回授電壓；一第二回授電路，用來提供對應於該第二輸出電壓之一第二回授電壓；一第三回授電路，用來提供對應於該第三輸出電壓之一第三回授電壓；以及一升壓控制電路，其依據該第一回授電壓之準位來產生該開關控制訊號，依據該第一回授電壓和該開關控制訊號之準位來產生該第一控制訊號，依據該第一回授電壓、該第二回授電壓和該第一控制訊號之準位來產生該第二控制訊號，以及依據該第一回授電壓、該第三回授電壓和該第二控制訊號之準位來產生該第三控制訊號。
  2. 如請求項1所述之電壓轉換器，其中該升壓控制電路係包含：一誤差放大器，用來比較該第一回授電壓和一第一參考電壓之差異，並依此產生一相對應之第一比較訊號；一第一比較器，其依據該第一比較訊號和一第一斜波電壓之準位來輸出一相對應之第一數位控制訊號：一開關控制單元，其依據該第一至第三回授電壓來產生該第一控制訊號至第三控制訊號；以及一第一正反器，其依據該第一數位控制訊號來產生該開關控制訊號。
  3. 如請求項2所述之電壓轉換器，其中該開關控制單元係包含：一第一電流源至一第三電流源，分別用來提供一第一充電電流至一第三充電電流；一第四電容至一第六電容，分別串接至該第一電流源至該第三電流源，分別用來儲存該第一充電電流至該第三充電電流之能量，並分別提供相對應之一第二斜波電壓至一第四斜波電壓；一第四開關至一第六開關，分別並聯於該第四電容至該第六電容，分別依據一第四控制訊號至一第六控制訊號來控制該第四電容至該第六電容之充電路徑；一第二比較器，其依據該第二斜波電壓和一第二參考電位之準位來輸出一相對應之第二數位控制訊號；一第三比較器，其依據該第三斜波電壓和一第三參考電位之準位來輸出一相對應之第三數位控制訊號；一第四比較器，其依據該第四斜波電壓和一第四參考電位之準位來輸出一相對應之第四數位控制訊號；一第二正反器，其依據一第七控制訊號和該第二數位控制訊號之準位來輸出該第一控制訊號，其中該第四控制訊號和該第七控制訊號彼此反相；一第三正反器，其依據該第五控制訊號和該第三數位控制訊號之準位來輸出該第二控制訊號：以及一第四正反器，其依據該第六控制訊號和該第四數位控制訊號之準位來輸出該第三控制訊號。
  4. 如請求項3所述之電壓轉換器，其中該第四控制訊號係為該開關控制訊號，該第一控制訊號和該第五控制訊號彼此反相，而該第二控制訊號和該第六控制訊號彼此反相。
  5. 如請求項3所述之電壓轉換器，其中該開關控制單元另包含：一第五比較器，其依據該第一回授電壓和該第二參考電位之準位來輸出一相對應之第五數位控制訊號；一第六比較器，其依據該第二回授電壓和該第三參考電位之準位來輸出一相對應之第六數位控制訊號；一第七比較器，其依據該第三回授電壓和該第四參考電位之準位來輸出一相對應之第七數位控制訊號；其中該第二正反器另依據該第五數位控制訊號之準位來輸出該第一控制訊號，該第三正反器另依據該第六數位控制訊號之準位來輸出該第二控制訊號，而該第四正反器另依據該第七數位控制訊號之準位來輸出該第三控制訊號。
  6. 如請求項5所述之電壓轉換器，其中該開關控制單元另包含：一第一或閘(OR gate)，其依據該第二數位控制訊號和該第五數位控制訊號來選擇性地觸發該第二正反器；一第二或閘，其依據該第三數位控制訊號和該第六數位控制訊號來選擇性地觸發該第三正反器；以及一第三或閘，其依據該第四數位控制訊號和該第七數位控制訊號來選擇性地觸發該第四正反器。
  7. 如請求項3所述之電壓轉換器，其中該第二充電電流之值相關於該第一回授電壓和該第二回授電壓之差值，且該第三充電電流之值相關於該第一回授電壓和該第三回授電壓之差值。
  8. 如請求項3所述之電壓轉換器，其中該功率開關、該第四開關至該第六開關係為N型金氧半導體(N-type metal-oxide-semiconductor,NMOS)電晶體開關，該第一開關至該第三開關係為P型金氧半導體(P-type metal-oxide-semiconductor,PMOS)電晶體開關。
  9. 如請求項8所述之電壓轉換器，其中該第四控制訊號係為該開關控制訊號，該第一控制訊號和該第五控制訊號彼此反向，且該第二控制訊號和該第六控制訊號彼此反向。
  10. 如請求項3所述之電壓轉換器，其中該第一正反器至該第四正反器係為RS正反器。
  11. 如請求項3所述之電壓轉換器，其中該第一回授電路至該第三回授電路各包含複數個串接電阻。
  12. 如請求項1所述之電壓轉換器，其中該第一回授電路至該第三回授電路各包含複數個串接電阻。
  13. 一種驅動一背光模組之方法，其包含：一儲能元件接收一輸入電壓以儲存相對應之能量；接收該儲能元件內存之能量以提供一第一輸出電壓、一第二輸出電壓，和一第三輸出電壓；依據一第一回授電壓來控制該輸入電壓和該儲能元件之間的訊號傳送路徑，其中該第一回授電壓相關於該第一輸出電壓之值；依據該第一回授電壓來控制該儲能元件和該第一輸出電壓之間的訊號傳送路徑；依據該第一回授電壓和一第二回授電壓來控制該儲能元件和該第二輸出電壓之間的訊號傳送路徑，其中該第二回授電壓相關於該第二輸出電壓之值；以及依據該第一回授電壓和一第三回授電壓來控制該儲能元件和該第三輸出電壓之間的訊號傳送路徑，其中該第三回授電壓相關於該第三輸出電壓之值。
  14. 如請求項13所述之驅動方法，其中該儲能元件係為一電感。
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