TWI397255B - 在通訊系統中處理信號的方法和系統 - Google Patents

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Description

在通訊系統中處理信號的方法和系統
本發明涉及電子電路設計和信號處理，特別涉及一種可配置式主動/被動混頻器和共用GM級。
在無線通訊系統中，通常將收到的射頻(RF)信號轉換到兆赫量級的中頻信號，再從中頻信號轉換成基帶信號。某些特殊的系統可直接將射頻信號轉換成基帶信號。通常，將射頻信號與本振信號混合，得到兩個邊帶信號，其中一個由兩信號的和形成，另一個由兩信號的差形成。其中，由兩信號的差形成的頻率稱為“拍頻”。其中的低頻分量往往是需要進一步處理的信號。兩個邊帶信號中的一個信號可選作中頻信號，且對所有接收到的射頻信號來說該中頻信號都是相同的。因此，當無線收發裝置(如無線局域網中的無線收發裝置)接收多個頻道時，可通過改變本振信號的頻率調諧到與十一個標準頻道之一相對應的頻率，從而保持恒定的中頻。而恒定的中頻能夠使大多數接收機共用一個共同的接收通道。
當今，接收機的發展很大程度上都是由於移動無線通訊設備，包括手機的大量需求引起的。隨著手機越來越小，更小型的電池的容量也就成了一個問題。由於絕大部分手機都利用互補型金屬氧化物半導體(CMOS)技術來進行模數轉換以及大部分的聲音和資料信號處理，需要考慮到的一個重要因素是：對於CMOS器件，最好使其工作在較低頻率下。這是至關重要的，因為COMS器件的功耗與其開關速度直接相關。頻率越高，COMS器件的開關速度也就越快，進而功耗就越大。因此， 最好能有一種能盡可能快地進行下變頻轉換的接收機，以將高頻RF(可能是千兆赫茲)轉換到更低頻率，最好是基帶頻率。
除了下變頻操作，解調電路還將正交通道與同相通道分離開來。所接收到的RF信號可以表示為兩個分量的和，這兩個分量分別為調製到載波上的正弦分量和餘弦分量。因為正弦波90°相移即為餘弦波，因而將餘弦調製分量稱為同相分量，將正弦調製分量稱為正交分量。
如上所述，將接收到的信號與本振信號相乘，便可實現通道分離。這一操作獲得的基帶分量可作為同相通道處理，而將接收到的信號與相移90°後的本振信號相乘即可得到正交通道。
另外一個需要考慮的因素為通道中信號的完整性。因為接收機天線所接收到的信號可能非常微弱，如6毫伏(6mV)，所以信號處理的第一步，應該通過低雜訊放大器LNA對其進行處理，該LNA在放大信號的同時基本不添加雜訊。放大後的信號將通過濾波處理，以除去不需要的信號部分，並再進一步放大增強其強度，最後與本振信號混合來下變頻轉換到更低頻率。其他因素如處理工藝、電壓和溫度(PVT)的變化還會引起直流漂移。
由於功耗的限制，特別是在移動通訊終端中，一個至關重要的問題是如何使類比射頻電路中元器件的數量和裸片區域最小化。元器件數量的減少，尤其是主動器件的減少，因為減少了偏置電流，所以可以減少在電路空載時的熱耗散和功耗。同樣關鍵的是，某些模擬器件，如電感和大電容，可能會過多的佔據積體電路的空間，因此需儘量減少它們的使用。
將上述系統與本申請後續部分結合附圖所介紹的本發明進行比較，現有的和傳統方法的局限性和缺陷對於本領域的技術人員來說是顯而易見的。
本發明涉及可配置式主動(active)/被動(passive)混頻器和GM級，以下在至少一幅附圖中得到了充分顯示和/或描述，並在權利要求中更完整地進行了闡明。
根據本發明的一個方面，提供一種在通訊系統中處理信號的方法，包括：對頻率解調器中的射頻混頻器進行配置，以使其工作在主動模式(active mode)或被動模式(passive mode)。
優選地，所述方法進一步包括，在所述頻率解調器中，將所述射頻混頻器的一個或多個混頻級從被動配置(passive configuration)轉換到主動配置(active configuration)。
優選地，所述方法進一步包括，所述射頻混頻器的同相處理通道和正交處理通道共用一個跨導級(GM stage)。
優選地，所述方法進一步包括，利用一個或多個開關來控制所述射頻混頻器工作在主動模式或被動模式。
優選地，所述方法進一步包括，當所述頻率解調器在所述主動模式下工作時處理寬帶調製信號。
優選地，所述方法進一步包括，當所述頻率解調器在所述被動模式下工作時處理窄帶調製信號。
根據本發明的一個方面，提供一種在通訊系統中處理信號的系統，其包含一個或多個電路，用於配置頻率解調器中的射頻混頻器在主動或被動模式下工作。
優選地，所述一個或多個電路能夠將所述頻率解調器中的 所述射頻混頻器的一個或多個混頻級從被動配置轉換到主動配置。
優選地，所述系統還包含一個由所述射頻混頻器的同相處理通道和正交處理通道共用的跨導級。
優選地，所述一個或多個電路利用一個或多個開關來控制所述射頻混頻器工作在主動或被動模式下。
優選地，所述系統還包括在所述頻率解調器配置為所述主動模式時處理寬帶調製信號。
優選地，所述系統還包括在所述頻率解調器配置為所述被動模式時處理窄帶調製信號。
在隨後的描述和附圖中，將更全面地瞭解本發明的很多優點、方面和新特徵以及具體實施例。
本發明涉及可配置式主動/被動混頻器以及共用GM級的方法和系統。本發明的一些方面包括配置頻率解調器中的射頻混頻器，使之運行在主動或被動模式。射頻混頻器的同相和正交處理通道共用一個GM級(跨導級，GM stage)。可將頻率解調器中射頻混頻器的一個或多個混頻級從被動配置轉換到主動配置。可利用一個或多個開關來控制射頻混頻器運行在主動或被動模式。
圖1A是根據本發明實施例的一個典型無線終端的示意框圖。如圖1A所示，無線終端150包括射頻接收器153a、射頻發射器153b、數位基帶處理器159、處理器155、記憶體157。在本發明的某些實施中，射頻接收器153a和射頻發射器153b可集成在例如射頻收發器152中。可將單個發射和接受天線151a耦 合到射頻接收器153a和射頻發射器153b上。將開關或其他具有開關功能的器件耦合在射頻接收器153a和射頻發射器153b之間，使得天線可在發射和接受功能之間轉換。無線終端150可在諸如無線局域網、蜂窩網和/或數位視頻廣播網等系統中使用。在這點上，無線終端150可支援多種無線通訊協定，包括無線局域網IEEE802.11n標準規範。
射頻接收器153a包括適當的邏輯、電路和/或代碼，使能處理接收到的射頻信號。射頻接收器153a能夠接收無線終端150所支援的無線通訊協定的多個頻段中的射頻信號。射頻接收器153a支援的每個頻段都具有對應的前端電路，用於進行例如低雜訊放大和下變頻處理操作。在這點上，在射頻接收器153a支援的頻段多於一個的情況下，其可稱為多頻段接收器。本發明的另一個實施例中，無線終端150包括一個以上的射頻接收器153a，其中每個射頻接收器153a都可為單頻段或多頻段接收器。射頻接收器153a可以在一個晶片上實現。在本發明的一個實施例中，射頻接收器153a與射頻發射器153b可集成在一個晶片上，組成例如射頻收發器152。在本發明的另一個實施例中，射頻接收器153a可與無線終端150中的一個以上的器件集成在同一塊晶片上。
射頻接收器153a可將接收到的射頻信號正交下變頻轉換為包含同相(I)分量和正交(Q)分量的基頻信號。例如，射頻接收器153a可將接收到的射頻信號直接下變頻轉換為基頻信號。在有些情況下，在將基帶信號分量傳送到數位基帶處理器159之前，射頻接收器153a可對其進行模數轉換。其他情況下，射頻接收器153a可傳送類比形式的基帶信號分量。
數位基帶處理器159包括適當的邏輯、電路和/或代碼，使能處理基頻信號。在這點上，數位基帶處理器159能夠處理從射頻接收器153a收到的信號和/或將要傳送到射頻發射器153b的信號(當有射頻發射器153b存在)，以便傳輸到網路。基於被處理信號中的資訊，數位基帶處理器159可以向射頻接收器153a和射頻發射器153b提供控制和/或反饋資訊。數位基帶處理器159可將被處理信號中的資訊和/或資料傳送給處理器155和/或記憶體157。另外，數位基帶處理器159可以從處理器155和/或記憶體157接收資訊，這些資訊可以被處理並傳送到射頻發射器153b，以便傳輸到網路。在本發明的一個實施例中，數位基帶處理器159可與無線終端150中的一個以上的器件集成在同一塊晶片上。
射頻發射器153b可包括適當的邏輯、電路和/或代碼，使能處理將要發射的射頻信號。射頻發射器153b可發射多個頻段的射頻信號。射頻發射器153b支援的每個頻段都對應有一個前端電路，用於進行放大和上變頻轉換處理操作。在這點上，當射頻發射器153b支援的頻段多於一個時，可稱為多頻段發射器。在本發明的另一個實施例中，無線終端150可包括一個以上(more than one)的射頻發射器153b，其中每個射頻發射器153b都可以是單頻段或多頻段發射器。射頻發射器153b可在一塊晶片上實現。在本發明的一個實施例中，射頻發射器153b與射頻接收器153a集成在一塊晶片上，組成例如射頻收發器152。在本發明的另一個實施例中，射頻發射器153b可與無線終端150中的一個以上的器件集成在同一塊晶片上。
射頻發射器153b可將包含同相分量和正交分量的基頻信號 正交上變頻轉換為射頻信號。例如，射頻發射器153b可將基頻信號直接上變頻轉換為射頻信號。在有些情況下，射頻發射器153b可在進行上變頻轉換之前，對從數位基帶處理器159接收到的基帶信號分量進行數模轉換。在其他情況下，射頻發射器153b可接收類比形式的基頻信號分量。
處理器155可包括適當的邏輯、電路和/或代碼，使無線終端150能夠進行控制和/或資料處理操作。可利用處理器155來控制射頻接收器153a、射頻發射器153b、數位基帶處理器159和/或記憶體157中的至少一部分。在這點上，處理器155可生成至少一個信號來控制無線終端150中的操作。處理器155也能夠執行無線終端150所使用的應用程式。例如，處理器155可生成至少一個控制信號和/或執行應用程式，使得無線終端150能夠進行當前的和所計劃的無線局域網(WLAN)通訊。
記憶體157可包括適當的邏輯、電路和/或代碼，使能存儲資料和/或其他資訊供無線終端150使用。例如，記憶體157可用於存儲數位基帶處理器159和/或處理器155產生的處理後資料。記憶體157還可用於存儲資訊，諸如可控制無線終端150中至少一個模組的操作的配置資訊。例如，記憶體157可包含用於配置射頻接收器153a使其在適當的頻段接收WLAN信號的必要資訊。
本發明可特別地應用於射頻接收器153a的類比信號處理。
圖1B是根據本發明實施例的典型射頻前端結構示意框圖。圖1B中包括：天線160、平衡/不平衡轉換器(balun)162、低雜訊放大器164、解調器166。其中，解調器166包括乘法器168和170。圖1B還示出：電壓信號VIP、VIN、VIP_MIAN、 VIN_MAIN、TIA_OUT_IP、TIP_OUT_IN、TIA_OUT_QP、TIA_OUT_QN、VLOIP、VLOIN、VLOQP和VLOQN。
在無線射頻通訊系統中，接收到的信號包括載有資訊的基頻信號，該基頻信號被調製到通常比基頻信號帶寬高得多的載波頻率上。因此，在射頻接收器前端，通過解調接收到的信號即可從載波中得到載有資訊的基頻信號。再者，接收到的射頻信號可能既包含同相分量又包含正交分量。因為這兩個分量需要在不同的接收通道中處理，因而必需將同相(I)通道和正交(Q)通道分離開來。
天線160捕獲接收信號。該接收信號通常是不平衡的信號，因此需要將其饋送到balun 162中轉換為平衡信號以便進一步處理。英文單詞balun是由平衡(balanced)中的bal與不平衡(unbalanced)中的un組合而成。Balun是電磁耦合器件，用於將不平衡信號轉換為平衡信號，反之亦然。
平衡傳輸線為一條由兩個各自載有對地信號的導體組成的傳輸線。為了最小化信號間的干擾，可對其進行設計使得各自產生的電磁場可以互相抵消。例如可選用相反的信號。另外，平衡信號有較強的抗干擾能力，這是因為兩個導體中同時遭遇的干擾較容易去除。
因此，balun162的平衡線輸出，即平衡信號VIP、VIN，在進一步處理之前，先送往低雜訊放大器164進行放大。放大後的信號VIP_MAIN和VIN_MAIN送往解調器166中去除載波，並將同相通道與正交通道分離開來。將輸入信號VIP_MAIN和VIN_MAIN與由差分輸入VLOIP和VLOIN表示的本振信號相乘，即可實現信號的解調和分離。乘法器168的乘法操作可為I 通道產生平衡輸出信號TIA_OUT_IP/TIA_OUT_IN；在乘法器170中，將輸入信號VIP_MAIN和VIN_MAIN與相移後的本振信號(即VLOQP/VLOQN)相乘則可得到正交通道的輸出信號。
本振信號頻率可與載波頻率相同。在有些系統中，解調可分兩級進行，先由第一個解調器將信號解調到中頻，再由第二解調級對中頻信號進行進一步解調以生成基帶信號。圖1B中，解調器166可以採用與載波頻率相同的解調頻率解調，產生同相通道的基帶輸出信號TIA_OUT_IP/TIA_OUT_IN，以及正交通道的基帶輸出信號TIA_OUT_QN/TLA_OUT_QP。
圖2是根據本發明實施例的具有共用GM級的同相通道處理通道和正交通道處理通道的結構示意框圖。圖2中示出了：GM級(GM stage)202、負載204、耦合電容206、208，以及同相通道處理模組210和正交通道處理模組212。其中，同相通道處理模組210可包含隔離電阻214與216，以及混頻器塊218。正交通道處理模組212可包含隔離電阻224與226，以及混頻器塊228。圖2還示出：輸入信號VIP_MAIN、VIN_MAIN、VIP_AUX、VIN_AUX、VLOIN、VLOIP、VLOQN、VLOQP，電流IRFP和IRFN，輸出電流ION、IOP、IOQN、IOQP。同相通道處理通道和正交通道處理通道以及共用GM級可用於圖1b所示的解調器166中。
差分射頻輸入信號VIP_MAIN/VIN_MAIN和輔助GM級線性化信號VIP_AUX/VIN_AUX輸入到GM級202中。GM級202的差分輸出電流IRFN/IRFP饋送到負載204中。電容206的一端與負載204的IRFN端相連。電容206的另一個端與電阻214和224相連。電阻214的另一端與混頻器218相連。電阻224的另一端 與混頻器228相連。電容208的一端與負載204的IRFP端相連。電容208的另一端可與電阻216和226相連。電阻216的另一端與混頻器218相連。電阻226的另一端與混頻器228相連。差分本振信號VLOIN/VLOIP饋送到混頻器218，混頻器218的差分輸出電流為ION/IOP。差分本振信號VLOQN/VLOQP饋送到混頻器228，混頻器228的差分輸出電流為IOQN/IOQP。
將接收信號與本振信號及相移後的本振信號分別相乘即可將同相通道和正交通道分離開來，如圖1B所解釋。從圖2可觀察到，在電流IRFN/IRFP分別進入處理模組塊210，212之前，同相通道和正交通道的處理操作是完全一樣的。因此，本發明的不同實施例中，採用了共用GM級202、電感負載204和耦合電容206、208的方案，來替代同相和正交通道都包含GM級和負載的兩個完整的處理通道。這種處理方案可以顯著地減小該電路在積體電路中所占的面積，尤其因為可以省去一個負載模組(包含電感在內)。
然而，當使用共用GM級202時，本振信號VLOIN/VLOIP會從同相通道混頻器218漏入正交通道混頻器228的輸入端，相移後的本振信號VLOQP/VLOQN從正交通道混頻器228漏入同相通道混頻器218的輸入端。相應的，在本發明的不同實施例中，如圖2所示，在信號通道中引入小的隔離電阻214、216、224和226，從而將混頻器218與混頻器228隔離開。在足夠地降低混頻器本振信號泄露的同時，為了使混頻器218和228的輸入信號受負載影響最小，可以選擇較小的隔離電阻。隔離電阻214、216、224和226的存在會使解調器電路的雜訊係數降級。
圖3是根據本發明實施例的主動混頻器的結構示意框圖。圖 3中示出了GM級306、負載308、耦合電容310和312、電流源318和320、開關314和316、隔離電阻322、324、326、328、主動混頻模組302和304。其中，主動混頻模組302可包含被動混頻器330、共模反饋(CMFB)模組332、開關334和336。主動混頻模組304可包含被動混頻器340、共模反饋(CMFB)模組342、開關344和346。圖3中還示出了電壓信號VIP_MAIN、VIN_MAIN、VIP_AUX、VIN_AUX、VLOIN、VLOIP、avss、VLOQP和VLOQN，以及電流信號I_bias、IRFN、IRFP、ION、IOP、IOQN和IOQP。
差分射頻輸入信號VIP_MAIN/VIN_MAIN和輔助GM級線性化信號輸入到GM級306。GM級306的差分輸出電流IRFN/IRFP饋送到負載308。電容310的一端與負載308的IRFN端相連。電容310的另一端與電阻322、326、開關SW1 316相連。電阻322的另一端與混頻器330相連。電阻326的另一端與混頻器340相連。開關SW1 316的另一端與電流源318相連。電流源318的另一端與avss相連。電容312的一端與負載308的IRFP端相連。電容312的另一端與電阻324、328、開關SW2 314相連。電阻324的另一端與混頻器330相連。電阻328的另一端與混頻器340相連。開關SW2 314的另一端與電流源320相連。電流源320的另一端可與avss相連。差分本振信號VLOIN/VLOIP饋送到混頻器330，混頻器330的差分輸出電流為ION/IOP。ION與開關SW3 334相連。開關SW3 334的另一端可與CMFB模組332相連。IOP可與開關SW4 336相連。開關SW4 336的另一端可與CMFB模組332相連。差分本振信號VLOQN/VLOQP饋送到混頻器340，混頻器340的差分輸出電流為IOQN/IOQP。IOQN與 開關SW5 344相連。開關SW5 344的另一端與CMFB模組342相連。IOQP與開關SW6 346相連。開關SW6 346的另一端與CMFB模組342相連。
圖3所示的主動混頻器結構可改善圖1B所示解調器166的性能。例如，與圖2所示的被動結構相比，圖3所示主動結構在保持同樣的性能下，能夠使本振輸入VLOIN/VLOIP與VLOQN/VLOQP的振幅減小。這可大大降低本振發生電路的功耗。再者，因為本振輸入VLOIN/VLOIP與VLOQN/VLOQP振幅的減少，從同相通道混頻器330泄漏到正交通道混頻器340的本振信號數量會減少，反之從正交通道混頻器340到同相通道混頻器330的泄漏量亦會減少。另一方面，圖2所示的被動混頻器與圖3所示的主動混頻器相比雜訊係數更小，這是因為其具有更低的閃爍雜訊(flicker noise)，尤其是在較低的基帶頻率上。這可能是由於被動混頻器的核心器件中無直流電流流過。採用這樣的方案，可以實現多標準直接轉換或低中頻最佳混頻器，其中，對於窄帶調製可使用具有低閃爍雜訊的被動混頻器，而對於寬帶調製可使用主動混頻器。
將圖2與圖3相比較，混頻器218對應於被動混頻器330，混頻器228對應於被動混頻器340。通過開關SW1 316和開關SW2 314加上偏置電流I_bias，以及在同相通道處理通道和正交通道處理通道上分別加上共模反饋模組332和共模反饋模組342，被動混頻模組330和340可分別轉換為主動混頻器302和304。圖3所示的典型主動混頻器結構，通過斷路(opening)開關SW1 316、SW2 314、SW3 334、SW4 336、SW5 344、SW6 346，便可將其從主動模式轉換到被動模式，即轉換為圖2所示結構。
圖4是根據本發明實施例的主動混頻器的示意圖。圖中包括，耦合電容414和416、偏置模組412、隔離電阻418和420、被動混頻器410、共模反饋模組426。偏置模組412包含MOSFET(絕緣柵場效應電晶體)452和454。被動混頻器410包含二極體440、424，MOSFET 444、446、448、450。共模反饋模組426包含電阻456、458、468、470，電容460、462、464、466、472、478，電流源490，電壓源482和MOSFET 474、476、480、484、486、488、492、494。圖4中還示出了輸入電流IRFN、IRFP和IBIAS_MAIN，輸出電流ION和IOP，電源電壓avdd和avss，以及本振輸入VLOIP和VLOIN。
偏置模組412中的MOSFET 452和454分別與圖3中所示的開關SW1 316和SW2 314對應。隔離電阻418和420分別對應於圖3中的隔離電阻322和324。被動混頻器410是圖3中的混頻器330的一個典型實施例。共模反饋模組426對應於圖3所示共模反饋模組332的一個典型實施例。
分電流IRFN饋送到電容414。電容414的另一端與MOSFET 452的漏極相連。IRFP饋送到電容416。電容416的另一端與MOSFET 454的漏極相連。MOSFET 452和454的源極都與IBIAS_MAIN相連。電阻418的一端與MOSFET 452的漏極相連，電阻418的另一端與MOSFET 444和446的源極相連。MOSFET 444和MOSFET 448的漏極相連，MOSFET 446和MOSFET 450的漏極相連。MOSFET 444和446的襯底與二極體440的正極相連。二極體440的另一端與avdd相連。電阻420的一端與MOSFET 454的漏極相連。電阻420的另一端與MOSFET 448和450的源極相連。MOSFET 448和450的襯底和二極體424 的正極相連。二極體424的另一端與avdd相連。MOSFET 444和450的柵極和VLOIP相連，MOSFET 446和448的柵極和VLOIN相連。電阻456的一端與MOSFET 444和474的漏極相連。電阻456的另一端與MOSFET 486的柵極相連。
MOSFET 486的柵極還與電容460、462及電阻458相連。電阻458的另一端與MOSFET 450和476的漏極相連。電容460的另一端與MOSFET 474的漏極相連。電容462的另一端與MOSFET 476的漏極相連。電容472的一端與MOSFET 474的漏極相連，其另一端與MOSFET 474的源極相連。MOSFET 474的柵極與電阻468、470，MOSFET 476的柵極，MOSFET 494的漏極相連。電阻468的另一端與電容464相連，電容464的另一端與MOSFET 474的漏極相連。電阻470的另一端與電容466相連，電容466的另一端與MOSFET 476的漏極和電容478相連。電容478的另一端與MOSFET 474和476的源極相連，並連到avdd。
MOSFET 494的源極與MOSFET 492的源極和avdd相連。MOSFET 494的柵極與MOSFET 492的柵極和漏極相連。492的漏極與MOSFET 486的漏極相連。MOSFET 486的源極與MOSFET 488的源極和MOSFET 480的漏極相連。MOSFET 488的漏極與MOSFET 494的漏極相連。MOSFET 488的柵極與電壓源482的正端相連。電壓源482的負端連到avss。MOSFET 480的源極連到avss。MOSFET 480的柵極與MOSFET 484的柵極相連。MOSFET 484的柵極與自己的漏極和電流源490的一端相連。電流源490的另一端連到avdd。MOSFET 484的源極連到avss。偏壓模組412可作為開關控制主動混頻器工作在主動或被動模式下。
圖5是根據本發明實施例的主動負載的示意圖。圖5中示出了負載模組502和共模反饋模組504。負載模組502包含電容506和508，電阻510和512，四個MOSFET 514、516、518和520。共模反饋模組504包含電壓源524，電流源532，六個MOSFET 522、526、528、530、534和536。圖5中還示出了輸入電流IRFP、IRFN，輸入電壓VIP_MIAN2、VTN_MAIN2、IBIAS_MIAN2、VIP_AUX2和VIN_AUX2，以及電源電壓avdd和avss。
電阻510和電容506的一端與IRFP相連。電阻510的另一端與電容506的另一端，電阻512、電容508的一端，MOSFET 528的柵極相連。電阻512與電容508的另一端連到IRFN。MOSFET 514的柵極連到VIP_AUX2,MOSFET 514的漏極連到IRFP，MOSFET 514的源極連到avdd。MOSFET 518的柵極連到VIP_MAIN2,MOSFET 518的漏極連到IRFP，MOSFET 518的源極連到avdd。MOSFET 516的柵極連到VIN_AUX2,MOSFET 516的漏極連到IRFN，MOSFET 516的源極連到avdd。
MOSFET 520的柵極連到VIN_MAIN2,MOSFET 520的漏極連到IRFN，MOSFET 520的源極連到avdd。MOSFET 528的漏極連到MOSFET 534的漏極和柵極，並連到MOSFET 536的柵極。MOSFET 534和536的源極連到avdd。MOSFET 536的漏極連到MOSFET 530的漏極和IBIAS_MAIN2。MOSFET 528和530的源極連接到MOSFET 522的漏極。MOSFET 522的源極連到avss。MOSFET 522的柵極連到MOSFET 526的柵極和漏極。MOSFET 526的源極連到avss。電壓源524的正端連到MOSFET 530的柵極，電壓源524的負端連到avss。電流源532的一端連到avdd，電流源532的另一端連到MOSFET 526的漏極。
圖5所示的典型電路可代替圖3所示的電感負載308。由於電感負載會佔據裸片的大片面積，因此採用主動負載來代替電感具有一定的優勢。這樣的結構在節省裸片面積的同時，還能夠在較大的工作帶寬內提供更加穩定的負載。共模反饋模組504可以為主動負載502提供穩定的偏置。
根據本發明的一個實施例，可配置式主動/被動混頻器330和340以及共用的GM級306的方法和系統包括，在頻率解調器166(如圖1B所示)中，配置射頻混頻器168、170，以便在主動或被動模式下工作。RF混頻器330和340的同相處理模組302和正交處理模組304共用一個GM級306。一個或多個開關314、316、334、336、344和346可用來控制RF混頻器330和340工作在主動或被動模式下。
本發明可以通過硬體、軟體，或者軟、硬體結合來實現。本發明可以在至少一個電腦系統中以集中方式實現，或者由分佈在幾個互連的電腦系統中的不同部分以分散方式實現。任何可以實現上述方法的電腦系統或其他設備都是可適用的。常用軟硬體的結合可以是安裝有電腦程式的通用電腦系統，通過安裝和執行所述程式控制電腦系統，使其按所述方法運行。
本發明還可以通過電腦程式產品進行實施，所述套裝程式含能夠實現本發明方法的全部特徵，當其安裝到電腦系統中時，通過運行，可以實現本發明的方法。本申請文件中的電腦程式所指的是：可以採用任何程式語言、代碼或符號編寫的一組指令的任何運算式，該指令組使系統具有資訊處理能力，以直接實現特定功能，或在進行下述一個或兩個步驟之後，a)轉換成其他語言、編碼或符號；b)以不同的格式再現，實現特定 功能。
本發明是通過幾個具體實施例進行說明的，本領域技術人員應當明白，在不脫離本發明範圍的情況下，還可以對本發明進行各種變換及等同替代。另外，針對特定情形或具體情況，可以對本發明做各種修改，而不脫離本發明的範圍。因此，本發明不局限於所公開的具體實施例，而應當包括落入本發明權利要求範圍內的全部實施方式。
150‧‧‧無線終端
152‧‧‧射頻收發器
151a‧‧‧單個發射和接受天線
153a‧‧‧射頻接收器
153b‧‧‧射頻發射器
155‧‧‧處理器
157‧‧‧記憶體
159‧‧‧數位基帶處理器
160‧‧‧天線
162‧‧‧平衡/不平衡轉換器(balun)
164‧‧‧低雜訊放大器
166‧‧‧解調器
168、170‧‧‧乘法器
202‧‧‧GM級(GM stage)
204‧‧‧負載
206、208‧‧‧耦合電容
210‧‧‧同相通道處理器
212‧‧‧正交通道處理模組
214、216‧‧‧隔離電阻
218‧‧‧混頻器塊
224、226‧‧‧隔離電阻
228‧‧‧混頻器塊
302、304‧‧‧主動混頻模組
306‧‧‧GM級
308‧‧‧負載
310、312‧‧‧耦合電容
314、316‧‧‧開關
318、320‧‧‧電流源
322、324、326、328‧‧‧隔離電阻
330‧‧‧被動混頻器
332‧‧‧共模回饋(CMFB)模組
334、336‧‧‧開關
340‧‧‧被動混頻器
342‧‧‧共模回饋(CMFB)模組
344、346‧‧‧開關
410‧‧‧被動混頻器
412‧‧‧偏置模組
414、416‧‧‧耦合電容
418、420‧‧‧隔離模組
426‧‧‧共模回饋模組
440、424‧‧‧二極體
444、446、448、450‧‧‧絕緣柵場效應電晶體(MOSFET)
452、454‧‧‧絕緣柵場效應電晶體(MOSFET)
456、458、468、470‧‧‧電阻
460、462、464、466、472、478‧‧‧電容
474、476、480、484、486、488、492、494‧‧‧絕緣柵場效應電晶體(MOSFET)
482‧‧‧電壓源
490‧‧‧電流源
502‧‧‧負載電阻
504‧‧‧共模回饋模組
506、508‧‧‧電容
510、512‧‧‧電阻
514、516、518、520‧‧‧絕緣柵場效應電晶體(MOSFET)
524‧‧‧電壓源
532‧‧‧電流源
522、526、528、530、534、536‧‧‧絕緣柵場效應電晶體(MOSFET)
圖1A是根據本發明實施例的無線終端的示意框圖；圖1B是根據本發明實施例的射頻前端的結構示意框圖；圖2是根據本發明實施例的具有共用GM級的同相通道處理通道和正交通道處理通道的結構示意框圖；圖3是根據本發明實施例的主動混頻器的結構示意框圖；圖4是根據本發明實施例的主動混頻器的示意圖；圖5是根據本發明實施例的主動負載的示意圖。
302、304‧‧‧主動混頻模組
306‧‧‧GM級
308‧‧‧負載
310、312‧‧‧耦合電容
314、316‧‧‧開關
318、320‧‧‧電流源
322、324、326、328‧‧‧隔離電阻
330‧‧‧被動混頻器
332‧‧‧共模回饋(CMFB)模組
334、336‧‧‧開關
340‧‧‧被動混頻器
342‧‧‧共模回饋(CMFB)模組
344、346‧‧‧開關

Claims (8)

  1. 一種在通訊系統中處理信號的方法，其特徵在於，包括：對頻率解調器中的射頻混頻器進行配置，以使其工作在主動模式或被動模式，其中該射頻混頻器包括一同相處理通道與一正交處理通道；以及使該射頻混頻器之該同相處理通道以及該正交處理通道共用於一跨導級(GM stage)；其中在該主動模式中，該射頻混頻器選擇性地耦接一共模回饋模組於該同相通道處理通道以及該正交通道處理通道的輸出端和選擇性地耦接一主動負載於該跨導級與該同相通道處理通道以及該正交通道處理通道之間。
  2. 如申請專利範圍第1項述的在通訊系統中處理信號的方法，其中，在所述頻率解調器中，將所述射頻混頻器的該同相通道處理通道以及該正交通道處理通道從被動配置轉換到主動配置。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的在通訊系統中處理信號的方法，其中，利用一個或多個開關來控制所述射頻混頻器工作在主動模式或被動模式。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的在通訊系統中處理信號的方法，其中，當所述頻率解調器在所述主動模式下工作時處理寬帶調製信號。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的在通訊系統中處理信號的方法，其中，當所述頻率解調器在所述被動模式下工作時處理窄帶調製信號。
  6. 一種在通訊系統中處理信號的系統，其特徵在於，包含一個或多個電路，用於配置頻率解調器中的射頻混頻器在主動或被動 模式下工作，其中該射頻混頻器包括一同相通道處理通道以及一正交通道處理通道；將該射頻混頻器之該同相處理通道以及該正交處理通道共用於一跨導級(GM stage)；其中在該主動模式中該射頻混頻器選擇性地耦接一共模回饋模組於該同相通道處理通道以及該正交通道處理通道的輸出端和選擇性地耦接一主動負載於該跨導級與該同相通道處理通道以及該正交通道處理通道之間。
  7. 如申請專利範圍第7項所述的在通訊系統中處理信號的系統，其中，所述一個或多個電路能夠將所述頻率解調器中的射頻混頻器的該同相通道處理通道以及該正交通道處理通道從被動配置轉換到主動配置。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的在通訊系統中處理信號的系統，其中，所述一個或多個電路利用一個或多個開關來控制所述射頻混頻器工作在主動或被動模式下。
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