TWI390890B - 頻偏取得的方法及其相關裝置 - Google Patents

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Description

頻偏取得的方法及其相關裝置
本發明係指一種頻偏取得的方法，尤指一種使一序列訊號於頻率域上位移複數個不同頻率來決定一頻偏估計值的方法。
一般來說，使用時域同步正交分頻多工調變(time domain synchronous orthogonal frequency division multiplexing,TDS-OFDM)的通訊系統中，發射機與接收機之間常有載波頻率的偏差，而目前估計頻率偏差的方式係採用時域同步正交分頻多工調變中所使用到的一特定虛擬隨機序列訊號(PN sequence)來進行估計，再經由迴路濾波器來控制數值控制振盪器(numerically controlled oscillator,NCO)以調整或補償離散傅利葉轉換(discrete Fourier transform,DFT)之數據上的頻率偏差；詳細細節可參閱中華人民共和國專利申請號200410003486。然而，上述的補償方式卻不適用於多路徑(multipath)的傳輸環境中，原因是經由上述方式所估計出的頻偏估計值相當的不準確。
因此，本發明的目的之一在於提供一種能夠在多路徑的傳輸環境中估計出可靠頻偏的方法及相關裝置。
依據本發明之實施例，其係揭露一種頻偏取得(frequency offset acquisition)的方法。該方法包含有：接收通過一通道所傳送之一特定序列訊號；使該特定序列訊號於頻率域上位移複數個不同頻率，以分別產生複數個位移序列訊號；以及依據該複數個位移序列訊號來決定一發射機與一接收機之間的一頻偏估計值。
依據本發明之實施例，其另揭露一種頻偏取得的裝置。該裝置包含有一接收單元、一處理單元與一決定單元，其中該接收單元用來接收通過一通道所傳送的一特定序列訊號，該處理單元係耦接於該接收單元，並用來使該特定序列訊號於頻率域上位移複數個不同頻率以分別產生複數個位移序列訊號，以及該決定單元係耦接於該處理單元，並用來依據該複數個位移序列訊號來決定一發射機與一接收機之間的頻偏估計值。
請參照第1圖，第1圖是本發明第一實施例之頻偏取得的裝置100。裝置100包含有接收單元105、處理單元110、決定單元115、校正單元120、選取單元125及更新單元130，在此請注意到，本實施例的裝置100係以兩階段操作來取得較佳的頻偏估計值，在第一階段操作中係利用接收單元105、處理單元110、決定單元115來得到初步的頻偏估計值，該初步頻偏估計值可將接收機與發射機之間的載波頻率誤差縮小至一預定頻率範圍內，例如15KHz之內，之後再利用校正單元120、選取單元125及更新單元130於第二階段操作中利用該初步頻偏估計值進行校正再進行微調以得到最終較佳的頻偏估計值。
請搭配參照第2圖，第2圖是第1圖所示之裝置100的第一階段操作流程圖。倘若大體上可達到相同的結果，並不需要一定照第2圖所示之流程中的步驟順序來進行，且第2圖所示之步驟不一定要連續進行，亦即其他步驟亦可***其中。詳細來說，在步驟205中，接收單元105係接收經由一通道所傳送的特定序列訊號r(k)，並將特定序列訊號r(k)儲存於一記憶體(或記憶單元)中，其中特定序列訊號r(k)係為一虛擬隨機序列(Pseudo-random Noise sequence)。假設本發明之裝置100係應用於符合時域同步正交分頻多工調變(time domain synchronous orthogonal frequency division multiplexing,TDS-OFDM)的通訊系統中，因此，特定序列訊號r(k)係採用TDS-OFDM通訊系統中的虛擬隨機序列；r(k)可利用下列等式表示之：
r(k)=[c(k)*h(k)]‧ej(ΩkT+θ) +n(k)　等式(1)
其中c(k)係為發射機所傳送的一原始隨機序列訊號，h(k)係為一通道函數，n(k)係為一雜訊訊號，ΩkT代表通道所造成的頻率偏移，而θ代表通道所造成的相位偏移。在步驟210中，處理單元110旋轉特定序列訊號r(k)的相位，以使特定序列訊號r(k)於頻率域上等效位移一個頻率f1 ，以產生一頻率位移的序列訊號rl (k)：
決定單元115則在步驟215中選取頻率位移的序列訊號r1 (k)以及具有長度為K的原始序列訊號c(k)進行內積，內積運算結果R1 (k)係以等式(3)表示之：
決定單元115接著於步驟220中再對內積運算結果R1 (k)進行絕對值運算來產生一絕對值結果|R1 (k)|，並儲存絕對值結果|R1 (k)|中的最大值|R1 (k)|max 。接著，在步驟225中，決定單元115會判斷最新的絕對值結果中的最大值是否大於之前所儲存之任一絕對值結果中的最大值。由於在最大值|R1 (k)|max 產生之前並沒有任何被儲存下來的最大值，因此，該流程係進行步驟230，而在步驟230中會判斷該流程所執行的次數是否大於或等於一預定次數。由於該流程目前僅產生一絕對值結果|R1 (k)|，亦即，該流程所執行的次數只有一次，因此，該流程會再次進行步驟210，處理單元110會旋轉頻率位移序列訊號r1 (k)的相位，使得頻率位移序列訊號r1 (k)於頻率域上等效位移一個頻率f1 -f2 ，或是直接旋轉特定序列訊號r(k)的相位，使得特定序列訊號r(k)於頻率域上等效位移一個頻率-f2 ，換言之，等效上，可視為處理單元110旋轉特定序列訊號r(k)的相位，以使特定序列訊號r(k)於頻率域上等效位移一個頻率-f2 ，以產生不同的頻率位移序列訊號r2 (k)：
接著，於步驟215中，決定單元115會取頻率位移序列訊號r2 (k)以及具有長度為K+1的原始序列訊號c(k)進行內積，內積運算結果R2 (k)可表示如下：
並於步驟220與225中，決定單元115對內積運算結果R2 (k)進行絕對值運算來產生一絕對值結果|R2 (k)|，並儲存絕對值結果|R2 (k)|中的最大值|R2 (k)|max ，以及判斷最新的絕對值結果中的最大值|R2 (k)|max 是否大於之前所儲存之任一絕對值結果中的最大值(例如|R1 (k)|max )，舉例來說，若|R2 (k)|max 大於|R1 (k)|max ，則該流程係進行步驟235，在步驟235中，決定單元115會將所記錄之一特定絕對值(由於前述僅儲存|R1 (k)|max ，因此|R1 (k)|max 亦即是特定極大值)更新為|R2 (k)|max ，並儲存|R2 (k)|max 所對應之頻率位移。之後，該流程再執行步驟210~220，處理單元110再使特定序列訊號r(k)於頻率域位移不同的頻率(例如f3 )以得到不同的頻率位移序列訊號，且決定單元115再對該頻率位移序列訊號進行內積運算與絕對值運算並得到一絕對值運算結果中的最大值。本實施例之預定次數係為N，換言之，處理單元110係使特定序列訊號r(k)於頻率域上位移複數個不同的頻率以分別產生N個不同的頻率位移序列訊號r1 (k)~rN (k)，而決定單元115則依據頻率位移序列訊號r1 (k)~rN (k)產生N個絕對值結果|R1 (k)|~|RN (k)|以及N個絕對值結果的最大值|R1 (k)|max ~|RN (k)|max ，並由|R1 (k)|max ~|RN (k)|max 之中選取出一最大的特定絕對值，該特定絕對值所對應之頻率位移即是初步所估計出之發射機與接收機之間的頻率偏移。
另外，本發明並不限定對原始序列訊號c(k)與前述每一頻率位移序列訊號進行內積與絕對值運算來產生絕對值結果|R1 (k)|~|RN (k)|，在另一實施例中，亦可利用對原始序列訊號c(k)與前述每一頻率位移序列訊號進行相關運算(correlation operation)與絕對值運算來產生絕對值結果|R1 (k)|~|RN (k)|，此亦符合本發明的精神。也就是說，針對每一頻率位移序列訊號，決定單元115係將原始序列訊號c(k)與該頻率位移序列訊號進行循環相關運算(cyclic correlation operation)以產生包含複數個相關值之一運算結果；以及，針對每一運算結果，決定單元115係對每一運算結果中所包含之複數個相關值進行絕對值運算以產生相對應的複數個絕對值，並自該複數個絕對值中選取一特定絕對值，而該特定絕對值係為該複數個絕對值中的一極值，接著依據該複數個運算結果(亦即R1 (k)~RN (k))所分別對應之複數個特定絕對值(亦即|R1 (k)|max ~|RN (k)|max )中的一極值來決定該初步的頻偏估計值。需注意的是，本發明並不限定預定次數N的值，一般而言，可將預定次數N的值設計為大於等於2的整數值。
當前述流程執行N次之後(亦即產生N個頻率位移序列訊號之後)，會進行步驟240，並接著結束於步驟245；在步驟240中，決定單元115會選取並輸出目前所記錄之該特定極大值以及相對應的頻率位移，而該特定極大值即係為N個絕對值結果的最大值|R1 (k)|max ~|RN (k)|max 中的一極大值，且對應該極大值的頻率位移係為第一階段操作中所估計出的初步頻偏估計值。
而上述流程得以估計出初步頻偏的原理是，當處理單元110旋轉特定序列訊號r(k)的相位使得訊號r(k)於頻率域上等效所位移的頻率fn 接近實際頻偏Ω時，其絕對值結果|Rn (k)|中的最大值|Rn (k)|max 會是所有最大值|R1 (k)|max ~|RN (k)|max 中的極大值，這是因為正常進行通訊傳輸之通道的能量會集中於少數幾個路徑(即便該通道係多路徑通道)，而使得|Rn (k)|max 係|R1 (k)|max ~|RN (k)|max 中的極大值。反之，當所位移的頻率fn 與實際頻偏Ω的差距超過一定的頻率以上時，絕對值結果|Rn (k)|會呈現類似雜訊的訊號成分而沒有明顯的最大值，故其絕對值結果|Rn (k)|中的最大值|Rn (k)|max 不會是|R1 (k)|max ~|RN (k)|max 中的極大值。舉例來說，請參照第3圖，其所繪示為絕對值結果|R1 (k)|~|R3 (k)|的範例示意圖。在本實施例中，通道函數h(k)係以下列等式表示：
h(k)=δ(k)+δ(k-10)‧j 　等式(6)
其中δ(k)與δ(k-10)係為脈衝函數(impulse function)，特定序列訊號r(k)的長度K係為255，而實際頻偏Ω為10KHz，處理單元110所移動的頻率位移f1 ~f3 分別是負30KHz、零以及正30KHz，而決定單元115依據該些頻率位移f1 ~f3 所對應的不同頻率位移序列訊號分別產生絕對值結果|R1 (k)|~|R3 (k)|(如第3圖所示)；絕對值結果|R2 (k)|的最大值|R1 (k)|max 係為|R1 (k)|max ~|R3 (k)|max 中的極大值，因此，裝置100所估計的初步頻偏係為零。在另一例子中，若發射機與接收機之間的頻偏落於正/負300KHz的範圍內，則裝置100中的處理單元110可利用30KHz為頻率位移的單位大小來分別產生不同的頻率位移序列訊號，且誤差範圍可控制於15KHz之內，換言之，第2圖所示之流程步驟210~220只需執行21次即可估計出初步頻偏，亦即，預定執行次數N可設計為21。
第4圖係繪示第2圖所示之處理單元110所產生之複數個頻率位移序列訊號的範例示意圖。在本範例中，處理單元110係以一固定相位偏移為步階大小(step size)來旋轉特定序列訊號r(k)的相位，以產生不同的頻率位移序列訊號r1 (k)~rN (k)，如圖所示，其中特定序列訊號r(k)包含由位元‘1’與位元‘0’所組成的K+1個位元，亦即B0 ~BK ，位元‘1’所表示的數值為1，而位元‘0’所表示的數值為-1；為方便說明，於本範例中係假設K的值係等於前述流程執行次數N的值，而處理單元110係使用1個位元為步階大小來旋轉特定序列訊號r(k)的相位，亦即，頻率位移序列訊號r1 (k)所包含的位元依順序是BK 、B0 ~BK-1 ，頻率位移序列訊號r2 (k)所包含的位元依順序是BK-1 、BK 、B0 ~BK-2 ，而頻率位移序列訊號r3 (k)所包含的位元依順序是BK-2 、BK-1 、BK、B0 ~BK-3 ，依此類推。
需注意的是，前述K的值並非限定需等於該流程預定執行次數N的值，而處理單元110也可利用複數個位元為步階大小來旋轉特定序列訊號r(k)的相位，且利用固定相位偏移為步階大小來旋轉特定序列訊號r(k)的相位之作法並非本發明的限制，在另一實施例中，旋轉特定序列訊號r(k)的相位亦可使用非固定的相位偏移來實現。
在得到第一階段操作所產生的初步頻偏估計值後，在第二階段操作中，為了估計出更精確的頻偏值，校正單元120係先使用初步的頻偏估計值對該特定序列訊號r(k)進行頻偏補償或頻偏校正，以減少特定序列訊號r(k)的頻偏，之後再進行細部的頻偏估計操作，假設經過初步的頻偏估計值補償/校正之後，資料訊號仍有Ω’大小的頻偏量，校正後的序列訊號r’(k)係以下列等式表示：
r'(k)=[c(k)*h(k)]‧ej(Ω'kT+θ) +n(k)　等式(7)
接著，選取單元125則自校正後的序列訊號r’(k)中選取出複數個部分的(partial)序列訊號，以便更新單元130利用該複數個部分的序列訊號(非完整週期的序列序號)來得出細部的頻偏估計值。具體來說，選取單元125係由校正後的序列訊號r’(k)中選取兩個部分序列訊號，其中第一部分序列訊號r’(n1 )係由校正後的序列訊號r’(k)中參數k由零到數值K-m所分別對應到的r’(k)數值所組成，而第二部分序列訊號r’(n2 )係由校正後的序列訊號r’(k)中參數k由數值m到數值K所分別對應到的r’(k)數值所組成，例如，若校正後的序列訊號r’(k)依序由複數個位元B0 ’~BK ’所組成，則序列訊號r’(n1 )依序係由位元B0 ’~BK-m ’所組成，而序列訊號r’(n2 )依序係由位元Bm ’~BK ’所組成，換言之，參數k係為不大於數值K且不小於零的整數，n1 係為不大於數值K-m且不小於零的整數，n2 係為不大於數值K且不小於數值m的整數，且K為正整數，而數值m係為一預定設計的數值，例如，數值K係為255，而數值m係為64，然此並非本發明的限制。
接著，更新單元130則可依據第一部分序列訊號r’(n1 )與第二部分序列訊號r’(n2 )以及該原始序列訊號c(k)，來更新該頻偏估計值。詳細來說，在前述第一階段的操作中，例如，決定單元115所決定出之絕對值結果|Rn (k)|中的最大值|Rn (k’)|係所有最大值|R1 (k)|max ~|RN (k)|max 中的極大值，亦即，數值|Rn (k’)|係前述的特定絕對值，且數值|Rn (k’)|所對應的相關值Rn (k’)係決定單元115依據一參考點k’對該原紿序列訊號c(k)與頻率位移序列訊號rn (k)進行循環相關運算(cyclic correlation)所產生，其中數值k’係不小於零且不大於數值K的一整數值；更新單元130依據參考點k’來分別對前述複數個部分序列訊號(亦即第一部分序列訊號r’(n1 )與第二部分序列訊號r’(n2 ))與原始序列訊號c(k)進行循環相關運算以產生相對應的複數個計算結果Rleft (k’)與Rright (k’)，並接著依據第一計算結果Rleft (k’)與第二計算結果Rright (k’)來更新該頻偏估計值；第一、第二計算結果Rleft (k’)與Rright (k’)係以下列等式表示之：
依據等式(8)與等式(9)，可知以k’為參考點將第一部分序列訊號r’(n1 )與原始序列訊號c(k)進行循環相關運算所產生的第一計算結果Rleft (k’)係近似於一函數值h’(k’)再加上一雜訊成分n1 (k’)，而以k’為參考點將第二部分序列訊號r’(n2 )與原始序列訊號c(k)進行循環相關運算所產生的第二計算結果Rright (k’)係近似於函數值h’(k’)乘上ejΩ'mT+θ ，再加上一雜訊成分n2 (k’)，因此，更新單元130係將第一計算結果Rleft (k’)取共軛再乘上第二計算結果Rright (k’)來得到一結果值，並依據該預定數值m直接針對該結果值進行幅角(argument)計算來得到一細部頻偏估計值，以及依據該細部頻偏估計值與該初步頻偏來得出該最終頻偏估計值；該細部頻偏估計值可表示如下：
該最終頻偏估計值即是該初步頻偏加上該細部頻偏估計值的和。請注意，數值m的值可依據實際所使用的序列訊號以及所要求的精確度來進行調整，以便得到更為精確的細部估計值。
此外，在一第二實施例中，可不進行前述第二階段的操作，亦即，可不進行細部的頻偏估計操作。請參照第5圖，其所繪示為本發明第二實施例之裝置500的方塊示意圖。如圖所示，裝置500包含有前述的接收單元105、處理單元110與決定單元115，但並未包括校正單元120、選取單元125與更新單元130，換言之，裝置500係執行初步的頻偏估計，而不執行細部的頻偏估計；接收單元105、處理單元110與決定單元115的功能與操作係已描述於前述段落中，為省略篇幅，在此不另贅述。
總結來說，本發明之實施例的優勢在於，在多路徑的通訊環境中可有效地估計出初步頻偏估計值，甚或估計出精確的頻偏估計值，因此，可解決習知頻偏估計方法無法應用於多路徑通訊環境中的問題。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100、500．．．裝置
105．．．接收單元
110．．．處理單元
115．．．決定單元
120．．．校正單元
125．．．選取單元
130．．．更新單元
第1圖為本發明第一實施例之頻偏取得裝置的方塊示意圖。
第2圖為第1圖所示之裝置的第一階段操作流程圖。
第3圖為第1圖所示之決定單元所產生之絕對值結果|R1 (k)|~|R3 (k)|的範例示意圖。
第4圖為第2圖所示之處理單元所產生之複數個頻率位移序列訊號的範例示意圖。
第5圖為本發明第二實施例之頻偏取得裝置的方塊示意圖。
100．．．裝置
105．．．接收單元
110．．．處理單元
115．．．決定單元
120．．．校正單元
125．．．選取單元
130．．．更新單元

Claims (16)

  1. 一種頻偏取得(frequency offset acquisition)之方法，包含有：接收通過一通道所傳送之一特定序列訊號，並將該特定序列訊號儲存於一記憶單元中；使該特定序列訊號於頻率域上位移複數個不同頻率，以分別產生複數個位移序列訊號；以及依據該複數個位移序列訊號來決定一發射機與一接收機之間的一頻偏估計值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中依據該複數個位移序列訊號來決定該頻偏估計值之步驟包含有：對一原始序列訊號與每一位移序列訊號進行相關運算以分別產生複數個運算結果；以及依據該複數個運算結果來決定該頻偏估計值；其中該原始序列訊號係由該發射機輸出至該通道，且該原始序列訊號係對應於該特定序列訊號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其中該原始序列訊號係一虛擬隨機序列訊號(pseudo random sequence signal)。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其中對該原始序列訊號與每一位移序列訊號進行相關運算以分別產生該複數個運算結果之步驟包含有：針對每一位移序列訊號：將該原始序列訊號與該位移序列訊號進行循環相關(cyclic correlation)運算以產生包含複數個相關值之一運算結果；以及依據該複數個運算結果來決定該頻偏估計值之步驟包含有：對每一運算結果中所包含之複數個相關值進行絕對值運算以產生相對應的複數個絕對值，並自該複數個絕對值選取一特定絕對值，其中該特定絕對值係為該複數個絕對值中之一極值；以及依據該複數個運算結果所分別對應之複數個特定絕對值中之一極值來決定該頻偏估計值。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之方法，其另包含有：利用該頻偏估計值對該特定序列訊號進行頻偏校正以產生一校正後之序列訊號；自該校正後之序列訊號中選取複數個部分(partial)序列訊號；以及依據該複數個部分序列訊號與該原始序列訊號，更新該頻偏估計值。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之方法，其中該特定絕對值所對應之一相關值係依據一參考點對該原始序列訊號與該位移序列訊號進行循環相關運算所產生，以及更新該頻偏估計值之步驟包含有：依據該參考點來分別對該複數個部分序列訊號與該原始序列訊號進行循環相關運算以產生相對應之複數個計算結果；以及依據該複數個計算結果來更新該頻偏估計值。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之方法，其中自該校正後之序列訊號中選取該複數個部分序列訊號之步驟包含有：自該初步校正後之序列訊號r’(k)中選取出一第一部分序列訊號r’(n1)與一第二部分序列訊號r’(n2)；其中k係不大於K且不小於零的整數，n1係不大於K-m且不小於零的整數，n2係不大於K且不小於K-m的整數，且K為正整數，參數m係該預定數值。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中依據該複數個位移序列訊號來決定該頻偏估計值之步驟包含有：依據該複數個位移序列訊號來決定符合一時域同步正交分頻多工(time domain synchronous orthogonal frequency division multiplexing,TDS-OFDM)調變之該發射機與該接收機之間之該頻偏估計值。
  9. 一種頻偏取得之裝置，其包含有：一接收單元，用來接收通過一通道所傳送之一特定序列訊號；一處理單元，耦接於該接收單元，用來使該特定序列訊號於頻率域上位移複數個不同頻率，以分別產生複數個位移序列訊號；以及一決定單元，耦接於該處理單元，用來依據該複數個位移序列訊號來決定一發射機與一接收機之間之一頻偏估計值。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之裝置，其中該決定單元對一原始序列訊號與每一位移序列訊號進行相關運算以分別產生複數個運算結果，並依據該複數個運算結果來決定該頻偏估計值；以及該原始序列訊號係由該發射機輸出至該通道，且該原始序列訊號係對應於該特定序列訊號。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之裝置，其中該原始序列訊號係一虛擬隨機序列訊號(pseudo random sequence signal)。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之裝置，其中，針對每一位移序列訊號，該決定單元將該原始序列訊號與該位移序列訊號進行循環相關運算以產生包含複數個相關值之一運算結果；以及，針對每一運算結果，該決定單元對每一運算結果中所包含之複數個相關值進行絕對值運算以產生相對應的複數個絕對值，並自該複數個絕對值選取一特定絕對值，該特定絕對值係為該複數個絕對值中之一極值，以及依據該複數個運算結果所分別對應之複數個特定絕對值中之一極值來決定該頻偏估計值。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之裝置，其另包含有：一校正單元，耦接於該決定單元，利用該頻偏估計值對該特定序列訊號進行頻偏校正以產生一校正後之序列訊號；一選取單元，耦接於該校正單元，自該校正後之序列訊號中選取複數個部分序列訊號；以及一更新單元，耦接於該選取單元，依據該複數個部分序列訊號與該原始序列訊號，更新該頻偏估計值。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之裝置，其中，該特定絕對值所對應之一相關值係該決定單元依據一參考點對該原始序列訊號與該位移序列訊號進行循環相關運算所產生；以及該更新單元係依據該參考點來分別對該複數個部分序列訊號與該原始序列訊號進行循環相關運算以產生相對應之複數個計算結果，並依據該複數個計算結果來更新該頻偏估計值。
  15. 如申請專利範圍第13項所述之裝置，其中，該選取單元自該初步校正後之序列訊號r’(k)中選取出一第一部分序列訊號r’(n1 )與一第二部分序列訊號r’(n2 )，k係不大於K且不小於零的整數，n1 係不大於K-m且不小於零的整數，n2 係不大於K且不小於K-m的整數，且K為正整數，參數m係該預定數值。
  16. 如申請專利範圍第9項所述之裝置，其中該特定序列訊號係可符合一時域同步正交分頻多工調變。
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