TWI390832B

TWI390832B - 定電流供應型切換調整器

Info

Publication number: TWI390832B
Application number: TW097134406A
Authority: TW
Inventors: Junji Nishida
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2007-09-12
Filing date: 2008-09-08
Publication date: 2013-03-21
Also published as: JP5228416B2; JP2009071950A; TW200934083A; US20100327831A1; US8294433B2; WO2009035013A1

Description

定電流供應型切換調整器

本發明與用來產生及供應定電流的定電流供應型切換調整器有關。

圖1的電路圖舉例說明習知切換調整器所使用的例示性電路，如同例如日本專利申請案JP 2007-004995中所描述者。在圖1中，切換調整器包括電壓控制運算放大器與電流控制運算放大器，並根據電流流入電流偵測電阻器所致使的電壓差Vd來偵測輸出電流而產生定電流。

在習知的切換調整器中，電阻器係用來偵測輸出電流，其可能會造成由於電流流入該電阻器所導致的損失。那麼，如果為降低損失而將電阻器的電阻設定成較小，則在切換調整器中必須使用精度較高的運算放大器。

本發明為解決上述問題。本發明的一個目的在於提供定電流供應型切換調整器，以不使用任何電流偵測電阻器而將輸入電壓轉換成所想要的輸出電流，其可減少該切換調整器中的元件數量，並減輕了否則電流進入該電阻器所造成的損失。

本發明的一個特徵與定電流供應型切換調整器有關，用以從供應至輸入端的輸入電壓產生預定的定電流，並從輸出端供應該所產生的電流，包含切換元件，被組構而根據輸入控制信號來啟動切換操作；電感器，被組構成回應該切換元件啟動該切換操作而以該輸入電壓來予以充電；整流元件，被組構來回應該切換元件轉換到切斷狀態而使該電感器放電；電流偵測電路單元，被組構來產生與流入該切換元件中之電流成比例的電流，並根據該成比例的電流而產生及供應電流感測電壓；以及控制電路單元，被組構來平均自該電流偵測電路單元所供應的該電流感測電壓，並對該切換元件實施PWM(脈波寬度調變)控制以供應定電流，以便迫使該平均電壓等於第一參考電壓，其中該控制電路單元比較該平均電壓與該第一參考電壓，並使用表示該比較的脈波信號來實施該PWM控制以供應該定電流。

此外，本發明的一個特徵與定電流供應型切換調整器相關，用以從供應至輸入端的輸入電壓產生預定的定電流，並從輸出端供應該所產生的電流，包含切換元件，被組構而根據輸入控制信號來啟動切換操作；電感器，被組構成回應該切換元件啟動該切換操作而以該輸入電壓來予以充電；整流元件，被組構來回應該切換元件轉換到切斷狀態而使該電感器放電；電流偵測電路單元，被組構來產生與流入該切換元件中之電流成比例的電流，並根據該成比例的電流而產生及供應電流感測電壓；以及控制電路單元，被組構來對該切換元件實施PWM(脈波寬度調變)控制以供應定電流，以便迫使供應自該電流偵測電路單元的該電流感測電壓等於第二參考電壓，其中該控制電路單元經由將第一參考電壓與該電流感測電壓之間的電壓差加至該第一參考電壓，以產生該第二參考電壓，比較該電流感測電壓與該第二參考電壓，並使用表示該比較的脈波信號來實施該PWM控制以供應定電流。

此外，本發明的一個特徵與定電流供應型切換調整器相關，用以從供應至輸入端的輸入電壓產生預定的定電流，並從輸出端供應該所產生的電流，包含切換元件，被組構而根據輸入控制信號來啟動切換操作；電感器，被組構成回應該切換元件啟動該切換操作而以該輸入電壓來予以充電；整流元件，被組構來回應該切換元件轉換到切斷狀態而使該電感器放電；電流偵測電路單元，被組構來產生與流入該切換元件中之電流成比例的電流，並根據該成比例的電流而產生及供應電流感測電壓；以及控制電路單元，被組構來比較該電流感測電壓與預定的第一參考電壓，並根據該比較來控制該切換元件的該切換操作；其中該控制電路單元將該切換元件切換成關閉(OFF)，以決定流入該電感器中的電感器電流是否到達零，及/或將該切換元件切換成開啟(ON)，以對該切換元件實施VFM(可變頻率調變)控制而供應定電流。

此外，本發明的一個特徵與定電流供應型切換調整器相關，用以從供應至輸入端的輸入電壓產生預定的定電流，並從輸出端供應該所產生的電流，包含切換元件，被組構而根據輸入控制信號來啟動切換操作；電感器，被組構成回應該切換元件啟動該切換操作而以該輸入電壓來予以充電；整流元件，被組構來回應該切換元件轉換到切斷狀態而使該電感器放電；電流偵測電路單元，被組構來產生與流入該切換元件中之電流成比例的電流，並根據該成比例的電流而產生及供應電流感測電壓；以及控制電路單元，被組構來比較該電流感測電壓與該預定的第一參考電壓，並根據該比較來控制該切換元件的該切換操作，其中該控制電路單元將該切換元件切換成關閉(OFF)，以決定流入該電感器中的電感器電流是否到達零，及/或將該切換元件切換成開啟(ON)，以對該切換元件實施VFM控制而供應定電流。

此外，本發明的一個特徵與定電流供應型切換調整器相關，用以從供應至輸入端的輸入電壓產生預定的定電流，並從輸出端供應該所產生的電流，包含切換元件，被組構而根據輸入控制信號來啟動切換操作；電感器，被組構成回應該切換元件啟動該切換操作而以該輸入電壓來予以充電；整流元件，被組構來回應該切換元件轉換到切斷狀態而使該電感器放電；電流偵測電路單元，被組構來產生與流入該切換元件中之電流成比例的電流，並根據該成比例的電流而產生及供應電流感測電壓；以及控制電路單元，被組構來對該切換元件實施PWM(脈波寬度調變)控制或VFM(可變頻率調變)控制，用以根據預定的第一參考電壓來供應定電流，其中如果該第一參考電壓係低於預定的第三參考電壓，則該控制電路單元經由將該第一參考電壓與該電流感測電壓之間的電壓差加至該第一參考電壓以產生第二參考電壓，比較該電流感測電壓與該第二參考電壓，並使用表示該比較的脈波信號而對該切換元件實施PWM控制以供應定電流，且如果該第一參考電壓係高於或等於該第三參考電壓，則該控制電路單元比較該電流感測電壓與該第一參考電壓，並根據該比較來控制該切換元件的該切換操作，該控制電路單元將該切換元件切換成關閉(OFF)，以決定流入該電感器中的電感器電流是否到達零，及/或將該切換元件切換成開啟(ON)，以對該切換元件實施VFM控制而供應定電流。

按照本發明的特徵，定電流供應型切換調整器不使用任何電流偵測電阻器，即可將輸入電壓轉換成所要的輸出電流，其可減少該切換調整器中元件的數量，且可減輕否則電流進入該電阻器所造成的損失。

在以下的詳細描述中，將參考附圖描述本發明的實施例。

[第一實施例]

圖2顯示按照本發明第一實施例之定電流供應型切換調整器的例示性電路組態。

在圖2中，定電流供應型切換調整器(在下文中簡稱為"切換調整器")1可以是具有電感器之非隔離型的切換調整器，用以從進入到輸入端子IN的電壓Vin來產生預定的定電流iout，並將所產生的電流供應給輸出端子OUT。

切換調整器1包括由PMOS電晶體所組成的切換電晶體M1，用以切換而控制輸入電壓Vin，以及由NMOS電晶體所組成的同步整流電晶體M2。切換調整器1另包括用以偵測輸出電流iout的電流感測電路2、平均電路3、用以產生及供應預定之第一參考電壓VREF1的參考電壓產生電路4、比較器5、用以產生及供應預定時鐘信號CLK的振盪電路6、用以控制切換電晶體M1及同步整流電晶體M2之切換操作的控制電路7、電感器L1及電容器C1。

在本實施例中，切換電晶體M1與同步整流電晶體M2分別構成切換元件與整流元件。此外，電流感測電路2構成電流偵測電路單元。接著，平均電路3、參考電壓產生電路4、比較器5、振盪電路6、控制電路7一同構成控制電路單元。在圖2的切換調整器1中，除了電感器L1與電容器C1以外的各個電路可被整合成一單顆IC。或者，除了切換電晶體M1及/或同步整流電晶體M2、電感器L1與電容器C1以外的各個電路，可被整合成一單顆IC。

切換電晶體M1與同步整流電晶體M2串聯地耦接於輸入端子IN與接地電壓之間。連接單元Lx係設置在切換電晶體M1與同步整流電晶體M2之間。此外，電感器L1係設置在連接單元Lx與輸出端子OUT之間，而電容器C1設置在輸出端子OUT與接地電壓之間。在電流感測電路2中，輸入電壓Vin與連接單元Lx的電壓VLx被供應至其輸入，且來自其之輸出的電流感測電壓VSNS則被供應給平均電路3。平均電路3的輸出電壓VINT被供應給比較器5的非反相輸入端子。此外，第一參考電壓VREF1也被供應給比較器5的反相輸入端子，且比較器5的輸出信號CPOUT被供應給控制電路7。此外，時鐘信號CLK也被供應給控制電路7，其依序產生控制信號PHS而供應給切換電晶體M1的閘極與平均電路3，並產生控制信號NLS以供應給同步整流電晶體M2的閘極。

在此組態中，電流感測電路2在切換電晶體M1開啟(ON)之時偵測電流流動，將所偵測到的電流轉換成電壓，並產生電流感測電壓VSNS。平均電路3平均自電流感測電路2所供應的電流感測電壓VSNS，並產生輸出電壓VINT。比較器5比較自平均電路3所供應的輸出電壓VINT與第一參考電壓VREF1，且如果輸出電壓VINT高於或等於第一參考電壓VREF1，則產生高位準信號CPOUT。控制電路7使用時鐘信號CLK而對該信號CPOUT實施PWM(脈波寬度調變)，用以產生及供應控制信號PHS與NLS。

圖3顯示電流感測電路2與平均電路3的例示性電路組態。

在圖3中，電流感測電路2包括運算放大器11、12、PMOS電晶體M11、M12、及電阻器R11。平均電路3包括反相器15、NMOS電晶體M15、M16、電容器C15及電阻器R15。

在電流感測電路2中，PMOS電晶體M11係設置在輸入電壓Vin與PMOS電晶體M12的源極之間，且PMOS電晶體M11的閘極係耦接於接地電壓。因此，PMOS電晶體M11可構成一定電流源。

電阻器R11係設置在PMOS電晶體M12的汲極與接地電壓之間，且PMOS電晶體M12與電阻器R11之間的連接單元係耦接於運算放大器12的非反相輸入端子。另一方面，PMOS電晶體M11與M12之間的連接單元係耦接至運算放大器11的反相輸入端子。電壓VLx被供應至運算放大器11的非反相端點，且運算放大器11的輸出端點係耦接至PMOS電晶體M12的閘極。在運算放大器12中，它的輸出端子係耦接至反相輸入端子以構成一電壓隨耦器，且從運算放大器12的輸出端子供應電流感測電壓VSNS。

在平均電路3中，電流感測電壓VSNS被供應給NMOS電晶體M15的源極，且NMOS電晶體M15的汲極係耦接至電阻器R15的一端。控制信號PHS供應給反相器15的輸入端子，且反相器15的輸出端子係耦接至NMOS電晶體M15的閘極。電容器C15與NMOS電晶體M16係並聯設置在電阻器R15的另一端與接地電壓之間，並從電阻器R15與電容器C15與NMOS電晶體M16之間的連接單元輸出電壓VINT。控制信號PHS被供應至NMOS電晶體M16的閘極。

運算放大器11控制PMOS電晶體M12的操作，使得PMOS電晶體M11與M12間之連接單元的電壓等於電壓VLx。因此，從PMOS電晶體M11供應與切換電晶體M1之輸出電流成比例的電流。該成比例的電流在電阻器R11中被轉換成電壓，並在運算放大器12中對該電壓進一步實施阻抗轉換以產生電流感測電壓VSNS。按此方式，流向切換電晶體M1的電流可被轉換成電壓VLx。假設切換電晶體M1的開啟(ON)電阻為RP，PMOS電晶體M11的開啟(ON)電阻為RS，電阻器R11的電阻為RV，及流入電感器L1的電感器電流為ip，則電流感測電壓VSNS可用如下所示的公式(1)來予以表示：

VSNS=ip×RP/RS×RV　(1)

在平均電路3中，電流感測電壓VSNS係僅當NMOS電晶體M15開啟(ON)時，亦即，僅當切換電晶體M1開啟(ON)時，由電阻器R15與電容器C15積分而成。該積分的時間常數係由電阻器R15與電容器C15來予以設定。

圖4為圖2及3中所舉例說明之切換調整器1中各個元件所使用信號波形的時序圖。切換調整器1之例示性的操作將參考圖4詳細描述於下。

在圖4中，個別的切換循環A與B對應於不同的定電流位準。

在靜止情況下，在兩個切換循環A與B中之電感器電流ip的初始位準i0相同。此外，由於輸出電流iout等於單個切換循環的平均電流，因此，輸出電流iout將等於初始電流位準i0與當切換電晶體M1開啟(ON)時電感器電流ip之峰值電流位準i1的平均。換言之，輸出電流iout將等於初始電流位準i0加上初始電流位準i0與峰值電流位準i1間之差之半所得到的值，輸出電流iout如下；

iout=i0+(i1-i0)/2　(2)

此外，假設電感器電流ip等於i0與i1的時間點分別以T0與T1來表示，輸出電流iout(其為初始電流位準i0與峰值電流位準i1的平均)可被表示如下：

iout=亅ip(t)dt　(3)

其中公式(3)的積分區間係從T0到T1(也被稱為(T1-T0))。

因此，平均電路3產生及供應輸出電壓VINT，其係藉由僅在時間區間(T1-T0)期間積分經由電壓轉換電感器電流ip所獲得到之電流感測電壓VSNS的平均輸出位準。須注意，設定構成積分器之時間常數之電阻器R15的電阻與電容器C15的電容時，須考慮切換頻率，亦即時鐘信號CLK的頻率。

此外，假設預定的定電流位準以iset表示，且參考電壓產生電路4產生及供應第一參考電壓VREF1，使得輸出電流iout等於該預定的位準iset。換言之，第一參考電壓VREF1可按照導自公式(1)及(3)的公式來予以計算；

VREF1=∫VSNS(t)dt=iset×RP/RS×RV-α(4)

其中α係經由根據電感器值及/或其它的修正來設定以滿足公式(3)。

按此方法，按照第一實施例的切換調整器，在根據供應自振盪電路6使用做為PWM控制之資料框參考的時鐘信號CLR與表示平均電路3之輸出電壓VINT與第一參考電壓VREF1間之電壓比較結果之信號CPOUT的PWM控制期間，可控制切換電晶體M1與同步整流電晶體M2之各自的操作。因此，不需要電流偵測電阻器，藉以減少了切換調整器1中所使用的組件，減輕了除此之外由電流流入電阻器所造成的損失。

[第二實施例]

在第一實施例中，輸出電流iout視時鐘信號CLK而定，因而時鐘信號CLK的頻率變動導致電壓VINT的變動。在第二實施例中，切換調整器被組構成使得時鐘信號CLK與輸出電流無關。

圖5顯示按照本發明第二實施例之定電流供應型切換調整器的例示性電路組態。在圖5中，與圖2中所舉例說明之元件相同或類似者被賦予相同或類似的參考數字。於是，對其描述將予省略，且以下將僅描述兩者間的差異。

在圖5中，切換調整器1a與圖2中之切換調整器的差異在於切換調整器1a不包括如圖2中所示的平均電路3，但包括用以轉換第一參考電壓VREF1來產生第二參考電壓VREF2的參考轉換電路21。

在圖5中，切換調整器1a為一非隔離型切換調整器，具有電感器用以從供應至輸入端子IN的輸入電壓Vin產生預定的定電流iout，並將所產生的電流iout供應給輸出端子OUT。

切換調整器1a包括切換電晶體M1、同步整流電晶體M2、電流感測電路2、參考電壓產生電路4、參考轉換電路21、比較器5、振盪電路6、控制電路7、電感器L1及電容器C1。

電流感測電壓VSNS從電流感測電路2被供應至比較器5的非反相輸入端子與參考轉換電路21。接著，第一參考電壓VREF1與時鐘信號CLK被供應至參考轉換電路21。在參考轉換電路21中所產生的第二參考電壓VREF2被供應至比較器5的反相輸入端子。

在本實施例中，參考電壓產生電路4、比較器5、振盪電路6、控制電路7、及參考轉換電路21構成控制電路單元。在圖5的切換調整器1a中，除了電感器L1與電容器C1以外的各個電路都可被整合成一單顆IC。或者，除了切換電晶體M1及/或同步整流電晶體M2、電感器L1與電容器C1以外的各個電路都可被整合成一單顆IC。

圖6顯示圖5中所舉例說明之參考轉換電路21的例示性電路組態。

在圖6中，參考轉換電路21包括運算放大器22、反相器23、24、類比開關25-29及具有相同電容的電容器C21、C22，且構成一切換式電容器電路。

第一參考電壓VREF1供應至運算放大器22的非反相輸入端點，且電容器C21係設置在電流感測電壓VSNS與運算放大器22的反相輸入端子之間。類比開關25係設置在電容器C22的一端與電流感測電壓VSNS之間，且類比開關29係設置在電容器C22與類比開關25之連接單元與運算放大器22之反相輸入端子之間。

串聯耦接的類比開關26、27與類比開關28係並聯耦接於電容器C22與運算放大器22輸出端子之間，且類比開關26與27之間的連接單元係耦接至運算放大器22的反相輸入端子。自運算放大器22的輸出端子供應第二參考電壓VREF2。反相器23藉由將時鐘信號CLK的信號位準反相，以產生及供應時鐘信號Φ2。反相器24藉由進一步反相經反相之時鐘信號Φ2的信號位準，以產生及供應時鐘信號Φ1。類比開關25-27根據時鐘信號Φ1啟動各自的切換操作。明確地說，當時鐘信號Φ1係處於高位準時，類比開關25-27變為開啟(ON)，且切換成導通狀態。另一方面，當時鐘信號Φ1係處於低位準時，類比開關25-27變為關閉(OFF)，且切換成截止狀態。此外，類比開關28、29根據經反相的時鐘信號Φ2啟動各自的切換操作。明確地說，當經反相的時鐘信號Φ2係處於高位準時，類比開關28、29變為開啟(ON)，且切換成導通狀態。另一方面，當經反相的時鐘信號Φ2係處於低位準時，類比開關28、29變為關閉(OFF)，且切換成截止狀態。

在參考轉換電路21中，當時鐘信號Φ1係處於高位準時，電流感測電壓VSNS在具有初始電流位準i0之電流流向切換電晶體M1的流動時間被取樣，且當經反相的時鐘信號Φ2係處於高位準時，經由將第一參考電壓VREF1與該被取樣之電流感測電壓VSNS間的差ΔVS加至第一參考電壓VREF1，以產生第二參考電壓VREF2。換言之，第二參考電壓VREF2可用以下的公式(5)來予以表示；

VREF2=VREF1+ΔVS　(5)

圖7為圖5及6中所舉例說明之切換調整器1a中各個元件所用之信號波形的時序圖。以下將參考圖7來詳細描述切換調整器1a的例示性操作。

在靜止情況下，輸出電流iout等於初始位準i0與峰值位準i1間之差之半加至該初始位準i0所獲得到的位準，如公式(2)所示。

假設在電流感測電路2中，從初始位準i0之電壓轉換所獲得到的電壓為Vp0，且從峰值位準i1之電壓轉換所獲得到的電壓為Vp1，則考慮到公式(2)可導出如下的公式(6)-(8)；

Vp0=i0×RP/RS×RV　(6)

Vp1=2×Vout-Vp0　(7)，及

Vout=iout×RP/RS×RV　(8)

其中Vout為輸出端子OUT的電壓。

假設第一參考電壓VREF1被設定成滿足以下所示的公式(9)，以便輸出電流iout可等於預定的定電流位準iset；

VREF1=iset×RP/RS×RV　(9)

由於預定的定電流位準iset等於輸出電流位準iout，因此，電壓Vp1可從公式(7)-(9)用以下的公式(10)來予以表示；

Vp1=2×iset×RP/RS×RV-Vp0　(10)

從參考轉換電路21所產生的第二參考電壓可從公式(5)用下述的公式(11)來予以表示，

VREF2=VREF1+(VREF1-Vp0)=2×VREF1-Vp0=2×iset×RP/RS×RV-Vp0　(11)

按此方式，第二參考電壓VREF2可等於電壓Vp1。

由於比較器5比較經轉換的第二參考電壓VREF2與電流感測電壓VSNS來產生信號CPOUT，因此，可保持以下的關係；

VSNS=VREF2=Vp1，且

ip=i1，

其表示，從比較器5所產生的信號CPOUT，用來控制電感器電流位準ip到達電流位準il的時間周期。因此，能實現以定電流PWM控制預定的位準iset。

按此方式，按照第二實施例的切換調整器la，當時鐘信號CLK在高位準時，電流感測電壓VSNS在具有初始電流位準i0之電流流向切換電晶體M1的流動時間被取樣，且另一方面，當時鐘信號CLK在低位準時，經由將第一參考電壓VREF1與該被取樣之電流感測電壓VSNS間的差ΔVS加至第一參考電壓VREF1以產生第二參考電壓VREF2，接著，比較第二參考電壓VREF2與電流感測電路2的電流感測電壓VSNS以產生信號CPOUT。根據該信號，切換電晶體M1與同步整流電晶體M2各自的操作可在PWM控制期間被控制。結果，不僅可達成與第一實施例相同的效果，且可做到輸出電流iout與時鐘信號CLK無關，藉以獲得到更穩定的輸出電流iout。

[第三實施例]

在第一與第二實施例中，對切換電晶體M1與同步整流電晶體M2實施PWM控制。不過，也可對切換電晶體M1與同步整流電晶體M2實施VFM(可變頻率調變)控制，且按照第三實施例的切換調整器即是利用VFM控制。

圖8顯示按照本發明第三實施例之定電流供應型切換調整器的例示性電路組態。在圖8中，與圖2中所舉例說明之元件相同或類似者被賦予相同或類似的參考數字。於是，對其描述將予省略，且以下將僅描述兩者間的差異。

圖8中之切換調整器1b與圖2中所舉例說明之切換調整器1的不同之處在於切換調整器1b不包括本發明2中所舉例說明的平均電路3與振盪電路6，但包括比較器31與逆流偵測電路32，前者用以偵測流向電感器L1之電流可能被反向的某些指示，後者則用以根據比較器31之偵測來偵測逆流的發生。與此變更相關者為圖8中使用控制電路7b與切換調整器1b來代替控制電路7與切換調整器1。

在圖8中，切換調整器1b為一非隔離型切換調整器，具有電感器用以從供應至輸入端子IN的輸入電壓Vin產生預定的定電流iout，並將所產生的電流iout供應給輸出端子OUT。

切換調整器1b包括切換電晶體M1、同步整流電晶體M2、電流感測電路2、參考電壓產生電路4、比較器5及31、控制電路7b、逆流偵測電路32、電感器L1與電容器C1。

在本實施例中，參考電壓產生電路4、比較器5及31、控制電路7b與逆流偵測電路32構成控制電路單元。此外，比較器5構成第一電壓比較電路而比較器31構成第二電壓比較電路。在圖8的切換調整器1b中，除了電感器L1與電容器C1以外的各個元件都可被整合成一單顆IC。或者，除了切換電晶體M1及/或同步整流電晶體M2、電感器L1與電容器C1以外的各個元件都可被整合成一單顆IC。

自電流感測電路2將電流感測電壓VSNS供應給比較器5的非反相輸入端子，且預定的第一參考電壓VREF1被供應給比較器5的反相輸入端子。在比較器31中，其反相輸入端子被耦接至接地電壓，且電壓VLx被供應至其非反相輸入端子。用來指示比較器31之電壓比較的信號RVOUT被供應給逆流偵測電路32。逆流偵測電路32根據比較器31的輸出信號RVOUT與控制信號NLS來決定感測器電流ip是否等於零。依照該項決定，逆流偵測電路32產生該決定的指示信號RVDET，並將信號RVDET供應給控制電路7b。控制電路7b從所接收到的信號CPOUT與RVDET產生及供應信號PHS及NLS。

圖9為圖8中所舉例說明之切換調整器1b中各個元件所用之信號波形的時序圖。以下將參考圖9來詳細描述切換調整器1b的例示性操作。

切換調整器1b控制電感器電流ip，使得電感器電流ip在每一個循環的位準都可等於零。假設在一切換到開的循環之後電感器電流ip的位準為i1，且預定的定電流位準為iset，則公式(12)可保持如下；

i1/2=iset　(12)

第一參考電壓VREF1被設定成滿足公式(13)，如下；

VREF1=2×iset×RP/RS×RV　(13)

其意指第一參考電壓VREF1具有與定電流輸出位準兩倍高的位準。

如從圖9看出，當信號CPOUT變為高位準時，控制電路7b產生高位準的控制信號PHS，而另一方面，當信號RVOUT變為高位準，且逆流偵測電路32供應指示偵測到反向流動的信號RVDET時，控制電路7b產生低位準的控制信號PHS。

由於比較器5被用來比較電流感測電壓VSNS與第一參考電壓VREF1，因此，電流感測電壓VSNS變為等於第一參考電壓VREF1。於是，當切換電晶體M1切換成開啟(ON)經過時間周期Ton時，電感器電流ip的峰值位準i1將會等於(2×iset)。換言之，為滿足公式(13)所需的時間周期Ton可被控制，且因此切換調整器1b可實施定電流VFM控制。

按此方式，第三實施例的切換調整器1b保持切換電晶體M1開啟(ON)，直到電流感測電路2的電流感測電壓VSNS到達預定的第一參考電壓VREF1為止。在偵測到電感器電流ip到達零之時，切換調整器1b將切換電晶體M1切換成關閉(OFF)，以控制電感器電流ip來供應定電流。結果，切換調整器1b不僅能達成與第一實施例相同的效果，且可實施VFM控制，藉以增進負載電流較低的效率。

[第四實施例]

第二實施例的PWM控制與第三實施例的VFM控制可視第一參考電壓VREF1的位準而彼此輪替。按照第四實施例的切換調整器即採取此方案。

圖10顯示按照本發明第四實施例之定電流供應型切換調整器1c的例示性電路組態。

在圖10中，與圖5及8中所舉例說明之相同或類似的元件以相同或類似的數字指示。於是，對其描述將予以省略，且以下的重點僅放在圖5中所說明之PWM控制與圖8中所舉例說明之VFM控制視第一參考電壓VREF1之位準而彼此切換的例示情況。

在圖10中，切換調整器1c為具有電感器的非隔離型切換調整器，用以從供應至輸入端子IN的輸入電壓Vin來產生預定之定電流iout，並將產生的電流iout供應至輸入端子OUT。

切換調整器1c包括切換電晶體M1、同步整流電晶體M2、電流感測電路2、參考電壓產生電路4、比較器5a、5b、31、42、振盪電路6、控制電路7c、參考轉換電路21、逆流偵測電路32、用以產生及供應預定之第三參考電壓VREF3的參考電壓產生電路41、及電感器L1與電容器C1。本實施例的比較器5a及5b可分別對應於圖5中的比較器5及圖8中的比較器5。

在本實施例中，參考電壓產生電路4、41、比較器5a、5b、31、42、振盪電路6、控制電路7c、參考轉換電路21、及逆流偵測電路32構成控制電路單元。此外，比較器5a、5b、31、42分別構成第一、第二、第三及第四電壓比較電路。此外，切換調整器1c中除了電感器L1與電容器C1以外的各個元件，都可被整合成一單顆IC。或者，除了切換電晶體M1及/或同步整流電晶體M2、電感器L1與電容器C1以外的各個元件，都可被整合成一單顆IC。

在比較器5a中，電流感測電壓VSNS與第二參考電壓VREF2分別被供應至非反相輸入端子與反相輸入端子，並從輸出端子供應輸出信號CPOUT1給控制電路7c。在比較器5b中，電流感測電壓VSNS與第一參考電壓VREF1分別被供應至非反相輸入端子與反相輸入端子，並從輸出端子供應輸出信號CPOUT2給控制電路7c。在比較器42中，第一參考電壓VREF1與第三參考電壓VREF3分別被供應給非反相輸入端子與反相輸入端子，並從輸出端子供應輸出信號CPOUT3給控制電路7c。

如果第一參考電壓VREF1高於或等於第三參考電壓VREF3，則比較器42產生高位準的輸出信號CPOUT3，而另一方面，如果第一參考電壓VREF1低於第三參考電壓VREF3，則比較器42產生低位準的輸出信號CPOUT3。當高位準的信號CPOUT3被供應給控制電路7c時，控制電路7c使用比較器5a的輸出信號CPOUT1實施與圖5之情況相同的PWM控制。另一方面，當低位準的信號CPOUT3被供應給控制電路7c時，控制電路7c使用比較器5b的輸出信號CPOUT2及逆流偵測電路32的輸出信號RVDET實施與圖8之情況相同的VFM控制。

按此方式，第四實施例的切換調整器1c可被組構成根據第一參考電壓VREF1的位準而在第二實施例的PWM控制與第三實施例的VFM控制之間切換。按照此實施例，切換調整器1c不僅可實現與第二及第三實施例相同的效果，且還具有更寬的可設定定電流範圍。

在上述的第一至第四實施例中使用步降型切換調整器。不過，本發明並不限於此類型的切換調整器，且可應用於步升型切換調整器。在此情況中，電感器L1係串聯耦接至，在輸入電壓Vin與接地電壓之間，由NMOS電晶體所構成的切換電晶體M1，及由PMOS電晶體所構成的同步整流電晶體M2係設置在介於電感器L1與切換電晶體M1之間的連接單元與輸出端點OUT之間，控制信號NLS係供應至切換電晶體M1的閘極，控制信號PHS係供應至同步整流電晶體M2的閘極。此外，在圖8與10的情況中，輸出電壓Vout被供應至比較器31的反相輸入端子。

此外，在以上的描述中係使用同步整流型的切換調整器。不過，本發明並不限於此類型的切換調整器，且可應用於非同步整流型的切換調整器。在此情況中，可用二極體來取代同步整流電晶體M2。特別是，在步降型的切換調整器中，二極體的陰極係耦接至連接單元Lx，而二極體的陽極係耦接至接地電壓。另一方面，在步升型的切換調整器中，二極體的陰極係耦接至輸出端子OUT，而二極體的陽極係耦接至連接單元Lx。

本發明並不限於特別揭示的實施例，且可做各種的變化與修改，而不會違離本發明的範圍。

本發明係根據2007年9月12日提出申請的日本優先專利申請案No. 2007-236576，該全文內容併入本文當做參考。

1．．．定電流供應型切換調整器

IN．．．輸入端子

OUT．．．輸出端子

iout．．．輸出電流

M1．．．切換電晶體

M2．．．同步整流電晶體

2．．．電流感測電路

3．．．平均電路

VREF1．．．第一參考電壓

4．．．參考電壓產生電路

5．．．比較器

CLK．．．時鐘信號

6．．．振盪電路

7．．．控制電路

L1．．．電感器

C1．．．電容器

Lx．．．連接單元

VSNS．．．電流感測電壓

Vin．．．輸入電壓

VLx．．．連接單元電壓

VINT．．．平均電路輸出電壓

11．．．運算放大器

12．．．運算放大器

M11．．．PMOS電晶體

M12．．．PMOS電晶體

R11．．．電阻器

15．．．反相器

M15．．．NMOS電晶體

M16．．．NMOS電晶體

C15．．．電容器

R15．．．電阻器

21．．．參考轉換電路

VREF2．．．第二參考電壓

1a．．．切換調整器

22．．．運算放大器

23．．．反相器

24．．．反相器

25．．．類比開關

26．．．類比開關

27．．．類比開關

28．．．類比開關

29．．．類比開關

1b．．．切換調整器

32．．．逆流偵測電路

圖1係舉例說明習知切換調整器的例示性電路圖；

圖2顯示按照本發明第一實施例之定電流供應型切換調整器的例示性電路組態；

圖3顯示電流感測電路與平均電路的例示性電路組態；

圖4係圖2及3中所舉例說明之切換調整器中各個元件所用之信號波形的時序圖；

圖5顯示按照本發明第二實施例之定電流供應型切換調整器的例示性電路組態；

圖6顯示圖5中所舉例說明之參考轉換電路的例示性電路組態；

圖7係圖5及6中所舉例說明之切換調整器中各個元件所用之信號波形的時序圖；

圖8顯示按照本發明第三實施例之定電流供應型切換調整器的例示性電路組態；

圖9係圖8中所舉例說明之切換調整器中各個元件所用之信號波形的時序圖；

圖10顯示按照本發明第四實施例之定電流供應型切換調整器的例示性電路組態；