TWI388224B

TWI388224B - 解相關信號的產生

Info

Publication number: TWI388224B
Application number: TW097113879A
Authority: TW
Inventors: Herre Juergen; Linzmeier Karsten; Popp Harald; Plogsties Jan; Mundt Harald; Disch Sascha
Original assignee: Fraunhofer Ges Forschung
Priority date: 2007-04-17
Filing date: 2008-04-16
Publication date: 2013-03-01
Also published as: TW200904229A; KR20090076939A; CN101543098B; ATE452514T1; KR101104578B1; US8145499B2; US20090326959A1; CA2664312A1; CA2664312C; EP2036400B1; JP2010504715A; AU2008238230A1; MY145952A; HK1124468A1; WO2008125322A1; DE502008000252D1; DE102007018032A1; JP4682262B2; RU2009116268A; CN101543098A

Description

解相關信號的產生

本發明涉及一種產生解相關信號的裝置和方法，具體地，涉及從包含瞬態現象的信號中導出解相關信號以重建四聲道音頻信號的能力，和/或解相關信號與瞬態信號的未來組合不會導致任何可聽信號的惡化。

音頻信號處理領域中的多種應用需要基於所提供的音頻輸入信號而產生解相關信號。作為示例，可以提出單聲道(mono)信號的立體聲上混音(upmix)、基於單聲道或立體聲信號的四聲道上混音、人造迴響(reverberation)的產生或是立體聲基本成分(basis)的加寬。

當面對特殊類別的信號時(例如像喝彩的信號)，當前的方法和/或系統在品質和/或可感知聲音印象方面遭受很大程度的惡化，尤其是當通過耳機實現重放時。除了這些，標準解相關器所使用的方法表現出高度複雜性和/或高昂的計算開銷。

為了強調該問題，第七圖和第八圖示出了解相關器在信號處理中的應用。這裡，簡要參考第七圖中所示的單聲道至立體聲解碼器。

該解碼器包括標準解相關器10和混音矩陣12。單聲道至立體聲解碼器用於把饋入的單聲道信號14轉換為由左聲道16a和右聲道16b組成的立體聲信號16。標準解相關器10根據饋入的單聲道信號14產生解相關信號18(D)，該信號連同饋入的單聲道信號14一起被施加到混音矩陣12的輸入端。在該上下文中，未處理的單聲道信號通常也被稱作“乾”信號，而解相關信號D被稱作“濕”信號。

混音矩陣12組合解相關信號18和饋入的單聲道信號14，以產生立體聲信號16。這裡，混音矩陣12(H)的係數可以取決於信號而固定地給出，或者取決於用戶輸入。另外，混音矩陣12所執行的混音過程也可以是頻率選擇性的，即，針對不同的頻率範圍(頻帶)，可以採用不同的混音操作和/或矩陣係數。為此，饋入的單聲道信號14可以由濾波器組進行預處理，使得其連同解相關信號18一起出現在濾波器組表示中，其中對屬於不同頻帶的信號部分分別進行處理。

對上混音過程的控制，即對混音矩陣12的係數的控制，可經混音控制20通過用戶交互來執行。另外，混音矩陣12(H)的係數也可通過所謂的“輔助資訊(side information)”來實現，其連同饋入的單聲道信號14(下混音)一起傳遞。這裡，輔助資訊包含參數描述，該參數描述涉及如何從饋入的單聲道信號14(傳輸信號)中產生多聲道信號。典型地，這個空間輔助資訊由編碼器在實際下混音(即產生饋入的單聲道信號14)之前產生。

上述過程一般在參數(空間)音頻編碼中採用。作為示例，所謂的“參數立體聲”編碼(H.Purnhagen：“Low Complexity Parametric Stereo”Coding in MPEG－4”,7^th International Conference on Audio Effects (DAFX－04),Naples,Italy,October 2004)以及MPEG環繞方法(L.Villemoes,J.Herre,J.Breebaart,G.Hotho,S.Disch,H.Purnhagen,K.Kjrling：“MPEG Surround：The forthcoming ISO standard for spatial audio coding”,AES 28^th International Conference,Pitea,Sweden,2006)使用該方法。

第八圖中示出了參數立體聲解碼器的一個典型示例。除了第七圖中所示的簡單的非頻率選擇性的情況之外，第八圖中所示的解碼器包括分析濾波器組30以及綜合濾波器組32。這是以取決於頻率的方式(在譜域中)執行解相關的情況。為此，分析濾波器組30首先把饋入的單聲道信號14分為不同頻率範圍的信號部分。即，與上述示例類似，針對每一個頻帶而產生其自身的解相關信號。除了饋入的單聲道信號14，還傳遞空間參數34，該參數用於確定或改變混音矩陣12的矩陣元，以產生混音信號，借助於綜合濾波器組32，把所產生的混音信號變換回時間域，從而形成立體聲信號16。

另外，可通過參數控制36可選地更改空間參數34，從而以不同方式針對不同的重放場景而產生上混音和/或立體聲信號16，和/或可選地調整各個場景的重放品質。例如，如果針對雙聲道重放而調整空間參數34，那麼空間參數34可以與雙聲道濾波器的參數組合，以形成控制混音矩陣12的參數。備選地，可以通過直接的用戶交互或其他工具和/或演算法來更改這些參數(例如參見：Breebart,Jeroen；Herre,Jurgen；Jin,Craig；Kjorling,Kristofer； Koppens,Jeroen；Plogisties,Jan；Villemoes,Lars：Multi－Chann el Goes Mobile：MPEG Surround Binaural Rendering.AES 29^th International Conference,Seoul,Korea,2006 september 2－4)。

例如，根據如下方式從饋入的單聲道信號14(M)和解相關信號18(D)中產生混音矩陣12(H)的聲道L和R的輸出：

因此，在混音矩陣12中調整輸出信號中包含的解相關信號18(D)的部分。在該過程中，混音比基於所傳遞的空間參數34而隨時間變化。例如，這些參數可以是描述兩個原始信號的相關性的參數(例如，這種參數用於MPEG環繞編碼中，而且尤其是指ICC)。另外，可以傳遞參數，這將會傳遞包含在饋入的單聲道信號14中的原始存在的兩個聲道的能量比(MPEG環繞中的ICLD和/或ICD)。備選地，或額外地，矩陣元可由直接用戶輸入改變。

為了產生解相關信號，目前為止使用了一系列不同的方法。

參數立體聲和MPEG環繞使用全通濾波器，即傳遞通過整個頻譜範圍但具有取決於頻譜的濾波特性的濾波器。在雙聲道提示編碼(BCC，Faller和Baumgarte，例如參見：C.Faller：“Parametric Coding Of Spatial Audio”,博士論文，EPFL，2004)中，提出了用於解相關的“組延遲”。為此，通過更改信號的DFT頻譜中的相位，把取決於頻率的組延遲施加到該信號。就是說，不同的頻率範圍延遲不同的時間段。該方法通常被歸入相位操作的類別之中。

另外，使用簡單的延遲，即固定時間延遲，是已知的。例如，該方法用於為四聲道配置中的後端揚聲器產生環繞信號，從而就感知而言從前端信號中解相關該信號。典型的矩陣環繞系統是Dolby ProLogic II，其針對後端聲道使用從20至40ms的時間延遲。這種簡單的配置可用於創建前端和後端揚聲器的解相關，這是因為，就收聽體驗來說，前端和後端揚聲器的解相關沒有左聲道和右聲道的解相關那樣重要。這對於收聽者感知到的重建信號的“寬度”來說十分重要(參見：J.Blauert：“Spatial hearing：The psychrphysics of human sound localization”；MIT Press,Revised edition,1997)。

上文所述的普遍的解相關方法表現出如下嚴重缺陷：－信號的頻譜著色(梳狀濾波器效應)－信號的“脆性(crispness)”降低－干擾回聲和反響效應－不令人滿意的感知的解相關和/或不滿意的音頻映射寬度－重複聲音特性

這裡，本發明已經證明，對於這種信號處理最關鍵的信號是具有瞬態事件的高時間密度和空間分佈的信號(其連同寬頻雜訊狀信號分量一同傳遞)。這尤其適用於具有上述屬性的類似鼓掌的信號的處理。這是因為，通過解相關，在時間上可以抹掉每一個單獨的瞬態信號(事件)，而同時由於梳狀濾波器效應而頻譜著色地呈現雜訊狀的背景，這容易被感知為信號音質的改變。

總之，已知的解相關方法要麼產生了上述偽信號，要麼不能產生所需程度的解相關。

特別要注意的是，通過耳機進行收聽通常比通過揚聲器收聽更加嚴格。為此，上述缺陷尤其與需要借助耳機進行收聽的應用有關。通常，對於可攜式重放設備而言就是這種情況，而且這種設備僅具有低的能源。在此上下文中，花費在解相關上的計算能力也是重要的方面。多數已知的解相關演算法對計算的消耗很大。在實現中，這需要相對大量的計算操作，而這導致必須使用快速處理器，而這不可避免地消耗大量的能量。另外，需要大容量記憶體來實現這種複雜演算法。而這又會導致能量需求變大。

特別地，在雙聲道信號的重放(以及通過耳機進行收聽)中，將會出現與所呈現信號的感知再現品質有關的大量具體問題。其一是，在鼓掌信號的情況下，正確呈現每一次拍手事件的擊打以便不會破壞瞬態事件是特別重要的。因此，需要解相關器，其不會抹掉時間上的擊打，即不會展現出任何時間分散特性。上述濾波器(引入取決於頻率的組延遲)以及一般的全通濾波器不適於此。另外，需要避免由例如簡單的時間延遲所造成的重複聲音印象。如果這個簡單的時間延遲用於產生解碼信號(隨後借助於混音矩陣與直接信號相加)，那麼結果聽起來將會有很大重複，因此是不自然的。另外，這個靜態延遲還會產生梳狀濾波器效應，即重建信號中不希望的頻譜著色。

簡單時間延遲的使用還會導致已知的優先效應(例如參見：J.Blauert：“Spatial hearing：The psychophysics of human sound localization”；MIT Press,Revised edition,1997)。其源於如下事實：當使用簡單的時間延遲時，存在在時間上領先的輸出聲道以及在時間上隨後的輸出聲道。人耳在首先聽到雜訊的空間方向上感知音調或聲音或物件的源。就是說，信號源在一個方向上被感知，在該方向上，時間上領先的輸出聲道(領先信號)的信號部分將會被重放，而無論實際負責空間分配的空間參數是否表示出一些不同。

本發明的目的是提供一種信號解相關裝置和方法，其改進了存在瞬態信號時的信號品質。

這個目的通過依據申請專利範圍第1項所述的解相關器和依據申請專利範圍第16項所述的產生解相關信號的方法而實現。

這裡，本發明基於如下發現：對於瞬態音頻輸入信號，可以以如下方式產生解相關輸出信號：音頻輸入信號與該音頻輸入信號延遲了延遲時間後的表示相混合，使得在第一時間間隔中，第一輸出信號對應於音頻輸入信號，而第二輸出信號對應於音頻輸入信號的延遲表示，其中，在第二時間間隔中，第一輸出信號對應於音頻輸入信號的延遲表示，而第二輸出信號對應於音頻輸入信號。

換句話說，從音頻輸入信號中導出彼此解相關的兩個信號，使得首先產生音頻輸入信號的時延副本。然後，以如下方式產生兩個輸出信號：音頻輸入信號和音頻輸入信號的延遲表示交替用於兩個輸出信號。

在時間離散表示中，這意味著交替地直接使用來自音頻輸入信號和音頻輸入信號的延遲表示的輸出信號採樣系列。為了產生解相關信號，這裡使用與頻率無關的時間延遲，因而不會在時間上抹掉拍手雜訊中的擊打。在時間離散表示的情況下，展現少量儲存單元的時間延遲鏈是可實現的重建信號的空間寬度與額外的儲存需求之間的良好折衷。優選地，所選擇的延遲時間小於50ms，更為優選地小於或等於30ms。

因此，以如下方式解決優先的問題：在第一時間間隔中，音頻輸入信號直接形成左聲道，而在隨後的第二時間間隔中，音頻輸入信號的延遲表示用作左聲道。右聲道的過程也一樣。

在優選實施例中，各個交換過程之間的切換時間被選擇為大於信號中典型出現的瞬態事件的週期。即，如果以某個間隔(例如具有100ms的長度)週期性地(或隨機地)交換領先和隨後的聲道，那麼在適當選擇間隔長度的情況下，可以抑制由於人類聽覺器官的遲鈍而引起的方向定位的破壞。

根據本發明，可以產生寬的聲場，其不會破壞瞬態信號(例如拍手)，而且不會表現出重複聲音特性。

本發明的解相關器僅使用極少量的算術運算。具體地，本發明僅需要單個時間延遲和少量乘法來產生解相關信號。單獨聲道的交換是簡單的複製操作，而且不需要額外的計算開銷。可選的信號調整和/或後處理方法分別也僅需要加法或減法，即典型地可由現有硬體來執行的運算。因此，實現延遲裝置或延遲線僅需要很少量的額外記憶體。這些額外記憶體存在於多數系統中，而且可以根據具體情況而一同使用。

第一圖示出了本發明的解相關器的實施例，用於根據音頻輸入信號54(M)而產生第一輸出信號50(L’)和第二輸出信號52(R’)。

該解相關器還包括延遲裝置56，以產生音頻輸入信號的延遲表示58(M_d)。該解相關器還包括混音器60，用於組合音頻輸入信號的延遲表示58和音頻輸入信號54，以獲得第一輸出信號50和第二輸出信號52。混音器60由兩個示意性示出的開關形成，借助於混音器60，把音頻輸入信號54交替地切換至左輸出信號50和右輸出信號52。該混音器60還應用於音頻輸入信號的延遲表示58。因此，解相關器的混音器60按如下方式運作：在第一時間間隔，第一輸出信號50對應於音頻輸入信號54，而且第二輸出信號對應於音頻輸入信號的延遲表示58，其中，在第二時間間隔中，第一輸出信號50對應於音頻輸入信號的延遲表示，而且第二輸出信號52對應於音頻輸入信號54。

就是說，根據本發明，以如下方式實現解相關：準備音頻輸入信號54的時間延遲副本，然後音頻輸入信號54和音頻輸入信號的延遲表示58交替地用作輸出聲道，即以定時的方式交換形成輸出信號的分量(音頻輸入信號54和音頻輸入信號的延遲表示58)。這裡，每一次交換的時間間隔的長度，或者輸入信號與輸出信號相對應的時間間隔的長度，是可變的。另外，交換各個分量的時間間隔可以具有不同的長度。這意味著，可變化地調整由音頻輸入信號54組成第一輸出信號50和由音頻輸入信號的延遲表示58組成第一輸出信號50的時間比。

這裡，該時間間隔的優選週期大於音頻輸入信號54中包含的瞬變部分的平均週期，以獲得信號的良好再現。

這裡，適合的時間週期處於10ms至200ms的時間間隔中，例如，典型的時間週期是100ms。

除了切換時間間隔，可以根據信號的情況來調整時間延遲的週期，該週期甚至可隨時間變化。優選地，延遲時間位於2ms至50ms的區間中。適合的延遲時間的示例是3、6、9、12、15或30ms。

第一圖所示的本發明的解相關器一方面能夠產生不會抹掉瞬變信號的擊打(即開始)的解相關信號，另一方面確保很高的信號解相關，這使得收聽者把借助該解相關信號而重建的多聲道信號感知為特別的空間延伸信號。

從第一圖可以看出，本發明的解相關器可以用於連續音頻信號和採樣音頻信號，即呈現為離散採樣序列的信號。

借助於以離散採樣呈現的這種信號，第二圖示出了第一圖中的解相關器的操作。

這裡，考慮以離散採樣序列的形式呈現的音頻輸入信號54和音頻輸入信號的延遲表示58。混音器60僅示意性地表示為音頻輸入信號54和音頻輸入信號的延遲表示58與兩個輸出信號50和52之間的兩條可能的連接路徑。另外，示出了第一時間間隔70，其中第一輸出信號50對應於音頻輸入信號54，而且第二輸出信號52對應於音頻輸入信號的延遲表示58。根據混音器的操作，在第二時間間隔72中，第一輸出信號50對應於音頻輸入信號的延遲表示58，而第二輸出信號52對應於音頻輸入信號54。

在第二圖所示的情況下，第一時間間隔70和第二時間間隔72的時間週期是相同的，然而如上文所述，這並不是前提條件。

在所示情況下，時間上等於4個採樣，所以以4個採樣的定時在兩個信號54和58之間切換，以形成第一輸出信號50和第二輸出信號52。

本發明的用於對信號進行解相關的概念可以在時域中採用，即，利用採樣頻率給出的時間解析度。這個概念也可以應用於信號的濾波器組表示，其中信號(音頻信號)被分為若干個離散頻率範圍，每頻率範圍的信號通常以減小的時間解析度而出現。

第二圖A示出了另一實施例，其中混音器60被配置為：在第一時間間隔中，第一輸出信號50是由第一比例X(t)的音頻輸入信號54以及由第二比例(1－X(t))的音頻輸入信號的延遲表示58形成的。因此，在第一時間間隔中，第二輸出信號52是由比例X(t)的音頻輸入信號的延遲表示58以及由比例(1－X(t))的音頻輸入信號54形成的。第二圖B中示出了函數X(t)的可能實現，其可被稱作交叉衰落(cross fade)函數。所有實現的共同之處是，混音器60組合延遲了延遲時間的音頻輸入信號的表示58和音頻輸入信號54，以獲得具有音頻輸入信號54以及音頻輸入信號的延遲表示58的時變部分的第一輸出信號50和第二輸出信號52。這裡，在第一時間間隔中，第一輸出信號50由比例超過50%的音頻輸入信號54形成，第二輸出信號52由比例超過50%的音頻輸入信號的延遲表示58形成。在第二時間間隔中，第一輸出信號50由比例超過50%的音頻輸入信號的延遲表示58形成，而第二輸出信號52由比例超過50%的音頻輸入信號形成。

第二圖B示出了用於第二圖A中所示的混音器60的可能的控制功能。時間t繪製在x軸上，具有任意單位的形式，而函數X(t)繪製在y軸上，展現從零至一的可能的函數值。也可以使用不一定展現從0至1範圍的值的其他函數X(t)。其他的值範圍，例如從0至10，是可想到的。示出了函數X(t)的三個示例，確定了第一時間間隔62和第二時間間隔64中的輸出信號。

以框的形式表示的第一函數66與第二圖中描述的交換聲道的情況相對應，或與在第一圖中示意性地示出的不帶有交叉衰落的切換相對應。考慮第二圖A中的第一輸出信號50，其在第一時間間隔62中完全由音頻輸入信號54形成，而第二輸出信號52在第一時間間隔62中完全由音頻輸入信號的延遲表示58形成。在第二時間間隔64中，情況相反，其中時間間隔的長度不一定要相同。

以虛線表示的第二函數68沒有完全轉變該信號，並產生第一和第二輸出信號50和52，這些信號在任意時間點上都並非完全由音頻輸入信號54或音頻輸入信號的延遲表示58所形成。然而，在第一時間間隔62中，第一輸出信號50由比例超過50%的音頻輸入信號54形成，相應地，第二輸出信號52也是這樣的。

實現第三函數69，使得其具有這樣的性質：交叉衰落時刻69a至69c與第一時間間隔62和第二時間間隔64之間的瞬變時刻相對應，因而其標記出音頻輸出信號發生變化的時刻，因此在交叉衰落時刻69a至69c實現了交叉衰落效應。這就是說，在第一時間間隔62的開始和結束處的開始間隔和結束間隔中，第一輸出信號50和第二輸出信號52包含音頻輸入信號58和音頻輸入信號的延遲表示兩者的一部分。

在開始間隔和結束間隔之間的中間時間間隔69中，第一輸出信號50相對應音頻輸入信號54而第二輸出信號52對應於音頻輸入信號的延遲表示58。函數69在交叉衰落時刻69a至69c處的陡度可以在大的界限中變化，以根據情況來調整音頻信號的感知再現品質。然而，確保在任意情況下，在第一時間間隔中，第一輸出信號50包含比例超過50%的音頻輸入信號54，以及第二輸出信號52包含比例超過50%的音頻輸入信號的延遲表示58；在第二時間間隔64中，第一輸出信號50包含比例超過50%的音頻輸入信號的延遲表示58，而第二輸出信號52包含比例超過50%的音頻輸入信號54。

第三圖示出了實現本發明的概念的解相關器的另一實施例。這裡，以相同的附圖標記來標記具有與先前示例中相同或相似功能的元件。

一般地，在整個申請的上下文中適用的是，以相同的附圖標記來標記具有相同或相似功能的元件，從而在單獨實施例的上下文中對該元件進行的描述可互換地應用於另一實施例中。

第三圖所示的解相關器與第一圖示意性示出的解相關器的不同之處在於：在把音頻輸入信號54和音頻輸入信號的延遲表示58施加到混音器60之前，可以借助可選的縮放裝置74對其進行縮放。這裡，可選的縮放裝置74包括第一縮放器76a和第二縮放器76b，第一縮放器76a能夠對音頻輸入信號54進行縮放，而第二縮放器76b能夠對音頻輸入信號的延遲表示58進行縮放。

延遲裝置56中饋入音頻輸入信號(單聲道)54。第一縮放器76a和第二縮放器76b可選地改變音頻輸入信號和音頻輸入信號的延遲表示的強度。這裡優選的是，增大滯後信號(G_lagging)(即音頻輸入信號的延遲表示58)的強度，和/或減小領先信號(G_leading)(即音頻輸入信號54)的強度。這裡，借助於如下的簡單乘法運算來實現強度的改變，其中把適當選擇的增益因數與各個信號分量相乘：L’＝M×G＋leading R’＝M_d×G_lagging。

這裡，選擇增益因數以獲得總能量。另外，可以定義增益因數，使得增益因數取決於信號而改變。在額外傳遞輔助資訊的情況下，即在多聲道音頻重建的情況下，例如，增益因數還可取決於輔助資訊，從而增益因數取決於待重建的聲學場景而改變。

通過分別施加增益因數以及改變音頻輸入信號54或音頻輸入信號的延遲表示58的強度，可以通過改變直接分量關於延遲分量的強度來補償優先效應(由於相同信號的時間延遲重複而導致的效應)，使得延遲分量增大和/或非延遲分量減弱。由引起的延遲所導致的優先效應也可通過音量調整(強度調整)而部分地得到補償，這對於空間聽覺是很重要的。

如同上文中的情況，以適當的速率交換延遲和非延遲分量(音頻輸入信號54和音頻輸入信號的延遲表示58)，即：在第一時間間隔中，L’＝M且R’＝M_d，以及在第二時間間隔中，L’＝M_d且R’＝M。

如果以幀來處理信號，即以恆定長度的離散時間段來處理信號，那麼交換的時間間隔(交換速率)優選地是幀長度的整數倍。典型的交換時間或交換週期的一個示例是100ms。

第一輸出信號50和第二輸出信號52可以被直接輸出，作為輸出信號，如第一圖中所示。當基於變換的信號而進行解相關時，在解相關之後當然需要逆變換。第三圖中的解相關器額外還包括可選的後處理器80，其組合第一輸出信號50和第二輸出信號52，以在其輸出端提供後處理的輸出信號82和第二後處理的輸出信號84，其中後處理器可以包括若干有利效果。其一，後處理器可用於為進一步的方法步驟，例如多聲道重建中隨後的上混音，來準備信號，從而已有的解相關器可以被本發明的解相關器所取代，而無需改變信號處理鏈中的餘下部分。

因此，第七圖中所示的解相關器可以完全取代根據現有技術的解相關器或第七圖和第八圖中的標準解相關器10 ，由此可以以簡單的方式把本發明的解相關器的優點集成到現有的解碼器設置中。

借助於如下公式，給出由後處理器80執行的信號後處理的一個示例，該公式描述了中心側(MS)編碼：M＝0.707×(L’＋R’) D＝0.707×(L’－R’)。

在另一實施例中，後處理器80用於降低直接信號和延遲信號的混音程度。這裡，可以對借助上式表示的常規組合進行修改，使得對第一輸出信號50進行縮放，並用作第一後處理輸出信號82，而第二輸出信號52用作第二後處理輸出信號84的基礎。後處理器和描述該後處理器的混音矩陣可以被完全旁路，或是可以改變用於控制後處理器80中的信號組合的矩陣係數，使得額外的信號混音很少或沒有。

第四圖示出了借助於適合的相關器來避免優先效應的另一方式。這裡，第三圖中所示的第一和第二縮放單元76a和76b是必需的，而混音器60可以省去。

這裡，與上述情況類似，對音頻輸入信號54和/或音頻輸入信號的延遲表示58做出改變，並改變其強度。為了避免優先效應，增大音頻輸入信號的延遲表示58的強度，和/或減小音頻輸入信號54的強度，可從如下公式中看出： L’＝M×G_leading R’＝M_d×G_lagging。

這裡，該強度優選地取決於延遲裝置56的延遲時間而變化，從而可以對於較短的延遲時間而實現音頻輸入信號54的強度的較大減小。

延遲時間和有關的增益因數的有利組合概括如下表：

然後，可以對縮放的信號任意進行混音，例如借助於上文描述的中心側編碼器或上文描述的其他混音演算法中的任意演算法之一。

因此，通過對信號的縮放，通過減小時間上領先的分量的強度，避免了優先效應。其借助於混音產生如下的信號：沒有在時間上抹掉信號中包含的瞬變部分，而且沒有引起由於優先效應造成的任何不希望的聲音印象的破壞。

第五圖示意性地示出了基於音頻輸入信號54而產生輸出信號的本發明的方法的示例。在組合步驟90，延遲了延遲時間的音頻輸入信號54的表示與音頻輸入信號54組合，以獲得第一輸出信號52和第二輸出信號54，其中，在第一時間間隔中，第一輸出信號52對應於音頻輸入信號54，而第二輸出信號對應於音頻輸入信號的延遲表示，而在第二時間間隔中，第一輸出信號52對應於音頻輸入信號的延遲表示，而第二輸出信號54對應於音頻輸入信號。

第六圖示出了本發明的概念在音頻解碼器中的應用。音頻解碼器100包括標準解相關器102和與上文所述的本發明的解相關器之一相對應的解相關器104。音頻解碼器100用於產生多聲道輸出信號106，多聲道輸出信號106在此示範性地示出為具有兩個聲道。多聲道輸出信號基於音頻輸入信號108而產生，如圖所示，該音頻輸入信號108可以是單聲道信號。標準解相關器102對應於現有技術中已知的解相關器，而音頻解碼器以標準操作模式使用該標準解相關器102，並且備選地關於瞬態音頻輸入信號108使用解相關器104。因此，音頻解碼器所產生的多聲道表示在存在瞬態輸入信號和/或瞬態下混音信號時也具有可實現的良好品質。

因此，基本意圖是，在對較強的解相關和瞬態信號進行處理時使用本發明的解相關器。如果有機會識別瞬態信號，則備選地可使用本發明的解相關器來取代標準的解相關器。

如果解相關資訊額外可用(例如描述MPEG環繞標準中多聲道下混音的兩個輸出信號的相關性的ICC參數)，則可額外使用該資訊作為確定使用哪個解相關器的判決準則。在小的ICC值的情況下(例如值小於0.5)，則可使用本發明的解相關器(例如第一圖和第三圖中的解相關器)的輸出。對於非瞬態信號(例如音調信號)，可使用標準解相關器以確保任意時刻的最佳再現品質。

即，本發明的解相關器在音頻解碼器100中的應用取決於信號。如上所述，存在多種檢測瞬變信號部分的方式(例如信號頻譜中的LPC預測，或把信號的低頻頻域中包含的能量與高頻頻域中包含的能量進行比較)。在多種解碼器方案中，這些檢測機制已經存在或可以以簡單的方式而實現。已存在的指示符的一個示例是上文所述的信號的相關性或相干性(coherence)參數。除了簡單識別瞬態信號部分的存在之外，這些參數還可以用於控制所產生的輸出聲道的解相關強度。

針對瞬態信號使用現有檢測演算法的示例是MPEG環繞，其中STP工具的控制資訊適用於檢測，而且可以使用聲道間相干性參數(ICC)。這裡，該檢測可以在編碼器側和解碼器側上實現。在前一情況下，可能需要傳輸信號標誌或比特，其由音頻解碼器100進行估值，以在不同的解相關器之間進行切換。如果音頻解碼器100的信號處理方案基於用於最終音頻信號的重建的重疊視窗，而且如果相鄰視窗(幀)的重疊足夠大，那麼可以實現不同解相關器之間的簡單切換，不會引入可聽到的偽信號。

如果不是這樣，那麼可以採取若干措施以實現不同解相關器之間接近於不可聽到的轉變。其一，可以使用交叉衰落技術，其中首先並行使用兩個解相關器。標準解相關器102的信號在強度上緩慢減弱以轉變至解相關器104，而解相關器104的信號同時增強。另外，在來回切換中可以使用滯後切換曲線，這確保在被切入後在預定的最小時間量內使用解相關器，以防止各個解相關器之間的多個直接的來回切換。

除了音量效應之外，當使用不同的解相關器時，可能出現其他的感知心理學效應。

尤其是，本發明的解相關器能夠產生特別“寬”的聲場。在下游的混音矩陣中，在四聲道音頻重建中，把特定量的解相關信號與直接信號相加。這裡，解相關信號的量和/或解相關信號在所產生的輸出信號中的佔有程度(dominance)典型地決定了所感知的聲場的寬度。該混音矩陣的矩陣係數典型地由所傳遞的上述相關參數和/或其他空間參數來控制。因此，在切換至本發明的解相關器之前，可通過更改混音矩陣的係數首先人為地增大聲場的寬度，使得在切換至本發明的解相關器之前，寬的聲音印象緩慢出現。在切換離開本發明的解相關器的另一情況下，同樣可在實際切換之前減小聲音印象的寬度。

當然，也可對上述切換方案進行組合，以實現不同解相關器之間特別平滑的轉變。

總之，與現有技術相比，本發明的解相關器具有大量優點，尤其可用於重建類似鼓掌的信號，即具有高瞬態信號部分的信號。一方面，產生極寬的聲場而不會引入額外的偽信號，這在瞬態、類似鼓掌的信號的情況下特別有利。如已經重複示出的那樣，本發明的解相關器可以容易地集成到現有的重放鏈和/或解碼器中，而且甚至可以由這些解碼器中已經存在的參數來控制，以實現信號的最佳再現。上文以參數立體聲和MPEG環繞的形式給出了集成到現有的解碼器結構中的示例。另外，本發明的概念提供了對可用計算能力僅有很小要求的解相關器，所以一方面不需要對硬體過多的投資，另一方面，本發明的解相關器的額外能耗是可忽略的。

儘管上文的討論主要關於離散信號而給出，即由離散採樣序列表示的音頻信號，然而這僅用於更好的理解。本發明的概念還可用於連續音頻信號以及音頻信號的其他表示，例如表示的頻率變換空間中的參數表示。

取決於條件，可以以硬體或軟體來實現用於產生輸出信號的本發明的方法。該實現可以在數位儲存介質上實現，數位儲存介質具體為軟碟或CD，具有電可讀控制信號，可與可編程電腦系統協作，以實現用於產生音頻信號的本發明的方法。一般地，本發明還是一種具有程式碼的電腦程式產品，該程式碼儲存在機器可讀載體上，當該電腦程式產品在電腦上運行時，該程式碼用於執行本發明的方法。換句話說，本發明可以實現為一種具有程式碼的電腦程式，當該電腦程式在電腦上運行時，該程式碼用於執行本發明的方法。

標準解相關器‧‧‧10

混音矩陣‧‧‧12

單聲道信號‧‧‧14

立體聲信號‧‧‧16

左聲道‧‧‧16a

右聲道‧‧‧16b

解相關信號‧‧‧18

混音控制‧‧‧20

分析濾波器組‧‧‧30

綜合濾波器組‧‧‧32

空間參數‧‧‧34

參數控制‧‧‧36

第一輸出信號‧‧‧50(L’)

第二輸出信號‧‧‧52(R’)

音頻輸入信號‧‧‧54(M)

延遲裝置‧‧‧56

延遲表示58‧‧‧(M_d)

混音器‧‧‧60

第一時間間隔‧‧‧62

第二時間間隔‧‧‧64

第一函數‧‧‧66

第二函數‧‧‧68

第三函數‧‧‧69

交叉衰落時刻‧‧‧69a至69c

第一時間間隔‧‧‧70

第二時間間隔‧‧‧72

縮放裝置‧‧‧74

第一縮放器‧‧‧76a

第二縮放器‧‧‧76b

後處理器‧‧‧80

第一後處理輸出信號‧‧‧82

第二後處理輸出信號‧‧‧84

組合步驟‧‧‧90

音頻解碼器‧‧‧100

標準解相關器‧‧‧102

解相關器‧‧‧104

多聲道輸出信號‧‧‧106

音頻輸入信號‧‧‧108

在下文中，參考附圖來詳細描述本發明的優選實施例，其中：第一圖示出了本發明的解相關器的實施例；第二圖示出了本發明產生的解相關信號的圖示；第二圖A示出了本發明的解相關器的另一實施例；第二圖B示出了用於第二圖A中的解相關器的可能的控制信號的實施例；第三圖示出了本發明的解相關器的另一實施例；第四圖示出了用於產生解相關信號的裝置的示例；第五圖示出了用於產生輸出信號的本發明的方法的示例；第六圖示出了本發明的音頻解碼器的示例；第七圖示出了根據現有技術的上混音器的示例；以及第八圖示出了根據現有技術的上混音器/解碼器的另一示例。