TWI225348B - Decoding system and method for digital communications - Google Patents
Decoding system and method for digital communications Download PDFInfo
- Publication number
- TWI225348B TWI225348B TW090106930A TW90106930A TWI225348B TW I225348 B TWI225348 B TW I225348B TW 090106930 A TW090106930 A TW 090106930A TW 90106930 A TW90106930 A TW 90106930A TW I225348 B TWI225348 B TW I225348B
- Authority
- TW
- Taiwan
- Prior art keywords
- patent application
- scope
- majority
- item
- weighting
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
- H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
- H03M13/3961—Arrangements of methods for branch or transition metric calculation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
- H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
- H03M13/41—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/63—Joint error correction and other techniques
- H03M13/6325—Error control coding in combination with demodulation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/63—Joint error correction and other techniques
- H03M13/635—Error control coding in combination with rate matching
- H03M13/6362—Error control coding in combination with rate matching by puncturing
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K3/00—Jamming of communication; Counter-measures
- H04K3/20—Countermeasures against jamming
- H04K3/22—Countermeasures against jamming including jamming detection and monitoring
- H04K3/224—Countermeasures against jamming including jamming detection and monitoring with countermeasures at transmission and/or reception of the jammed signal, e.g. stopping operation of transmitter or receiver, nulling or enhancing transmitted power in direction of or at frequency of jammer
- H04K3/228—Elimination in the received signal of jamming or of data corrupted by jamming
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
- H04L1/005—Iterative decoding, including iteration between signal detection and decoding operation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Probability & Statistics with Applications (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Communication Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
^25348 A7 ^一 —_B7_____ 五、發明說明(i ) 本發明有關數位通訊系統。更特別的是本發明有關接 收數位資訊之決定解碼,供接續解碼程序及根據估計可靠 度’在解碼之前加權選擇之接收編碼資料。 發射數位資訊程序在某一方面可想成四步程序,如i 圖示。首先,一電氣數位信號X(t)輸入資料程序係以一編 碼器10編碼產生編碼資訊C(x(t)),提供至發射器2〇將編碼 資訊c(x(t))經由通訊媒體30發射。編碼器1〇處理資料流程 x(t) ’使編碼資訊C(x(t))可抗拒錯誤;即編碼資訊c(x⑴) 中之錯誤可加以偵測及改正。這是有需要的,因為,從以 下可看出’傳輸程序引進一雜訊成分至發射信號内,使信 號遭破壞,若無法排除即變成沒有用。 在一舉例情況中,輸入資料x(t)係數位音訊,如已知 來源之語音或音樂;編碼單位1 〇應用編碼轉變於輸入 x(t) ’產生編碼資訊C(x(t));及發射器20以編碼資料c(x(t)) 調變一無線電頻率信號,將其無線電頻率信號經由通訊媒 體30大氣層送出。 橫切通訊媒體30之發射資訊C(x(t))取得一雜訊成分 n(t) ’及接收器40接收之合成信號c(x(t))+n(t),以解碼單 位50解碼回復原始資料流程。藉解碼器5〇配置之編碼算 術’利用其錯誤檢查及改正特性,可偵測雜訊成分n(t), 並自接收信號C(x(t))+n⑴移除,在信號C(x(t))於解碼器50 中’利用與編碼器1 〇所使用之互補算術處理後,可得到原 始資料流程x(t)。 雜訊π —詞在此處係用來包括任何信號劣化源,包括 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) ----,---I-------裝--- (請先閱讀背面之注意事寫本頁) . 線· 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 4 1225348 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 A7 B7 五、發明說明(2 ) 但非限於熱雜訊,電路雜訊及干擾。對單一载波(等化之) 系統,較佳之規劃包括識別那些特別位元式樣,即比較容 易錯誤接收之位元,及加權/穿孔這些位元。 在以上說明之例子中,接收器4〇解調接收之無線電頻 率#號,產生接收之編碼資訊C(x(t))。接收之編碼資訊係 由解碼單位50檢查錯誤及解碼,產生輸出數位資料流程, 可將其轉變成類比信號,放大後供驅動揚聲器。 在如以上說明之系統中常以編碼器1〇利用迴轉編碼系 統編碼C(x(t))。與區塊碼相反的,其位元區塊係根據與先 前輸入至編碼器無關之碼所界定之規則編碼,一迴轉碼可 另外利用其先前在編碼程序中處理之位元·,故編碼器丨〇係 一有限狀態機器之類型。 可使用於編碼器10之一種迴轉編碼器的例子如第2 a 圖示。從編碼器方塊圖明顯的,此單位之編碼並不僅依目 前輸入位元Xn之狀態,亦依兩個保持於兩閂鎖〇之兩個先 刖輸入位元。因此,編碼器係一四態機器,如第2 B圖所示 之其狀態圖。自狀態圖可較直接的導出編碼器格子圖,如 第2圖示。此處,對應一零輸入之特別狀態分支係以實線箭 頭表示’及對應一輸入之特別狀態分支係以點箭頭表示。 由第2C圖之格子圖,其編碼程序對那些熟悉技藝者至 為明顯。應用一輸入向量,即X=(ll〇l〇ll)自第2A圖產生 輸出,如表1 (假設編碼器自一全零狀態開始)所示。 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) -ί-------裳--- (請先閱讀背面之注音?事寫本頁) · •線· 1225348 A7 B7 五、發明說明(3 )
輸入XI 内部狀態D1D2 輸出yly2 1 0 0 1 1 1 1 0 0 1 0 1 1 0 1 1 0 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 1 1 表I ---.---1-------裝 (請先閱讀背面之注意事寫本頁) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 故第 2A 圖之編碼器,CQQ=(lll〇l〇〇〇〇l〇〇l〇l〇ll)。 若通訊媒體30係無錯誤及接收器40確定可提供CQQ 至解碼器50,即可簡單的應用CQQ於編碼器狀態機器格子 網路及追蹤其產生順序CQQ之行經路徑,以回復原始資料 流程。例如,C(2Q=(11101 〇〇〇〇 100101 oil)可由第3圖所示 路徑產生。其中編碼器所佔狀態係以斜影表示,編碼器取 用之分支以粗線表示,各級上方有一對應之編碼器輸出 C(X)。由此,可獲得原始輸入順序x=(ii〇i〇ii)。 以上說明之討論及以下這些係假設編碼器1〇與解碼器 50根據相同編碼算術工作;即其二者之處理係根據相同之 編碼器電路,狀態機器及類似者;故精確代表編碼算術所需 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) ----訂----- 線 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1225348 A7 B7 五、發明說明(4 ) 之格子網路大小須為解碼器已知者,格子網路中所需級數 亦為已知等。另外,編碼器狀態機器係以全零狀態開始, 及輸入流程XX係舖有足夠之零數量,以便在編碼/解碼程 序終了時傳回至此一狀態。 現在假設接收器40所接收及處理之信號有一非零雜訊 成分n(t),即C’QQ = CQQ + n(t)。此結果可能得自解碼單 位 50 接收之 C,(X) = (1110U〇〇〇l/〇i〇1〇u),其中第6及第 11位元位元係因n(t)之錯誤。在此情況中,原始輸入順序無 法單純應用C’QQ於第2C圖之格子而發現。在此情況所使用 之典型錯誤改正算術係Viterbi錯誤改正算術,說明如下。 1 ·在此格子網路之格子各級結合一量度,並設定第一 級所有狀態之量度為零。 2.在下一級之各狀態,找出各分支自下個c,〇Q接收順 序至其”距離”,並將其加至其所分支之目前狀態之量度。 3·選擇步驟2所計算之最小值作為下一級某一級量 度’及選擇引至其分支作為其狀態之留存分支。 4·重複步驟2與3直至到達格子網路終了。 5 ·選擇具有最小量度格子網路最後級之狀態及選擇留 存路徑並工作回至其開始處,產生最佳預測之c(2q。 若編碼器在全零狀態開始為已知,系統宜設計成可尋 跡回至第一級之全零狀態。此工作之完成,例如,可由啟 始全零狀態至零並啟始其他狀態至大數值達成。 而且,有各種技術可用來測定自那一狀態開始尋跡。 例如,在框之終了,當編碼器終止於一已知狀態(在例子 --------^-------裝--- (請先閱讀背面之注意事^^!^寫本頁)
1225348
五、發明說明(5 ) 中’ 00),即自該已知狀態開始尋跡。 應用Viterbi解碼算術於損壞之流程c,(2〇及第2C圖之 格子網路,如第4圖示。此處, —狀態之量度顯示於其中心; —自一已知分支目前順序之距離係由分支上方數值表 示; —留存分支(那些在最佳預測路徑者除外)有一白色箭 頭;及 —最佳預測路徑為黑色。 首先,啟始級所有狀態量度係設定為零。然後,順序 11與與各分支值之間距離(此處,Hamming距離)係指定予 其分支。第一節點,其兩分支係00與η,接收2與〇之值。 下一節點有分支〇1與10,這些分支每一個接收一量度丨。第 二節點有分支11與〇〇,故其分別接收〇與2之值。最後,第 四節點有分支10與〇1,各接收kHamming距離。 然後’第二級之第一狀態,至其之兩分支值係2與〇, 故其篁度係ό又疋為〇,及自前級第三狀態之〇分支係設定為 其留存为支。第二級之第二狀態,兩分支值係〇與2,故其 量度係設定於0及自第一級第一狀態之〇分支係設成其留存 分支。接著,第二級之第三狀態接收值1與1,故其量度係 設成1及一邊係隨機或預測設為留存分支。最後,第二級最 後狀態接收值1與1,故其有一量度丨及兩分支係設為留存分 支。 此處序係重複至格子終了,如第4圖示。然後,在最後 本紙張尺度適用中國國豕標準(CNS)A4規格(21〇 X 297公爱) ---------------裝— (請先閱讀背面之注音?事寫本頁) ή^τ· · •線· 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1225348
五、發明說明(6 ) 級第一節點開始(因最後級有最低量度),留存路徑係經尋 跡回至第-級。由第4圖可看出’其結果係與無錯誤情況的 行經路徑相同。故Viterbi算術可成功的消除η⑴造成的錯 誤。 雖然Viterbi算術可在上面那些情況中良好工作,但實 務上並非經常可依此方式直接施行此算法。例如,有些通 訊系統利用另外的資訊載送技術,如正交幅度調變 (QAM),此需要擷取接收資料流程的另外方法。另外,有 些通訊系統利用交織及其他技術,因而限制了可使用於其 中之解碼系統類型。故需要一種可解決這些問題的解碼技 術0 雖然Viterbi算術可在以上說明之情況良好工 作,但仍可加以改善增加其效用。例如,考慮一種 系統的情況,以交織資料映對於多層QAM星座點。在此種 情況,不可能使用Euclidean距離量測來測定供算術使用之 適當加權,因為單一量測所表示之多重位元在格子中係非 順序。 另外’在其目前狀態中之Viterbi算術並不允許根據所 知之其錯誤機率進行不相等之位元加權。此不相等錯誤機 率可能因多層星座相對位置造成,或時間位置,頻率,或 多少較其他位置易受到雜訊或干擾影響之空間。 而且,無線電資料收發器主要負擔之一,就處理時間 及消耗積體電路價值而言,係如以上說明之資料解碼。一 身又使用之無線電接收器無法區分可靠(良好)及不可靠(壞) 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) ------j-------裝--- (請先閱讀背面之注意事寫本頁) 訂 Μ 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 9 1225348 A7 B7 五、發明說明(7 ) 位7L。故即使壞位元較難解碼且經常在解碼後丟棄,所有 位兀’良好及壞二者,目前皆相等的使用於一般可用解碼 程序中。因此需要一種方法技術來分析資料,可即時測定 其可罪度並先利用此資訊之後才解碼分析之資料。 檢視以上說明之先前技藝缺點,本發明之目的即在提 供一種數位資訊解碼系統,可使用於廣泛的各種通訊系統。 本發明另一目的在提供一種數位資訊解碼系統,可使 用於廣泛的各種資訊解調技術。 本發明另一目的在提供一種技術用以分析資料測定, 即時,接收資料之可靠度及利用此資訊解碼分析之資料。 以上目的可根據本發明第一特點達成,即提供一 訂
Viterbi解碼系統’用以解譯接收之QAM星座位元成為多值 ^數,而非二進位值參數。使用這些多值參數執行 算術提供優於硬決定解碼之結果。不應用-硬G.1函數於 ‘線 QAM資料,此系統使用一非步階線性或曲線轉移函數指定 數值給此位元。 根據本發明另一特點,這些目的的達成係經由提供一 系統,根據其估計之可靠度區分資料位元之間,利用任何 各種技術使可靠位元比不可靠位元有更加強的解碼。 藉區分好與壞位元之間,並解強或忽略不可靠位元, 此系統可提供一明顯減少的未改正錯誤及封包損失。 根據本發明另一特點,此選擇性加權或”穿孔”程序可 致能丟棄("硬穿孔,’)或解強(,’軟穿孔,,)視為較特別最低門 限準位不可靠之接收位元。在一多載波環境中,此一規劃 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(21〇 X 297公釐) 10 - 1225348 A7 B7 五、發明說明(8 ) 另涉及識別那些載波有較差之信號雜訊比(”SNRn)特性及 伴隨之高錯誤率,及穿孔/加權所識別載波中之位元。 --------:-------裝--- (請先閲讀背面之注咅?事項me寫本頁) 這些及其他本發明之目的,特點及優點可參考附圖, 閱讀以下詳細說明之較佳實施例而更易明暸,其中: 第1圖係根據先前技藝之數位通訊系統方塊圖; 第2A圖係第1圖系統使用之傳統編碼器圖;第2B圖係 編碼器之狀態圖;及第2C圖係編碼器之格子網路; 第3圖係使用格子網路解碼第2圖編碼器一無錯誤輸出 資料流程, 第4圖係使用格子網路解碼第2圖有錯誤之輸出資料流 程; 第5圖係根據先前技藝之QAM星座; 第6 A_6D圖係說明第5圖一A星座之位元方向決定解碼 函數; --線· 第7A與7B圖係對應第6A與6B圖解碼函數之轉移曲 線, 第8A與8B圖係根據本發明第一較佳實施例之轉移曲 線; 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 第9圖係說明使用格子網路解碼一有錯誤qam輸出資 料流程, 第10A與10B圖係說明根據本發明第一較佳實施例之 轉移曲線; 第11圖係說明有阻擋物信號或其他干擾存在之波道頻 率響應; 11 本紙張尺度適用中國國家標準(cns)a4規格(210 χ 297公釐) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1225348 A7 ---- B7 五、發明說明(9 ) 第12圖係一 OFDM系統發射器之方塊圖; 第13圖係一 OFDM系統接收器方塊圖; 第14圖係根據本發明之部分乂丨化此丨解碼器;及 第15圖A與15B係說明根據本發明之決定引導之回授。 以上背景部分說明之配置,若使用數位資訊直接調變 載波#號,其工作相對較佳;但情況並非經常如此。有各 種原因’有些通訊系統用另外的配置。例如,IEEE 8〇2.11a 通訊標準使用一正交幅度調變(qAM)系統,其中調變載波 信號並不直接對應發射之資訊,而是對應二惟陣列或可能 二進位值’’星座”之位置。 考慮第5圖。這是一星座可使用於元正交 幅度調變)編碼系統。此處,不提供一單一數位輸出至編碼 器50,而由接收器40產生兩信號1與卩。故資料點(I,Q)p, 即(1,-3)將對應至一進位順序11〇〇。此順序11〇〇然後可應 用於Viterbi格子作為如以上說明之接收順序。 在此種情況中,通訊媒體30的雜訊效應可改變1與(^, 使其不直接指向適當的星座點。例如,接收器可產生(1, -3)以外的的資料點p,(1_25,-2.75)。這可利用一硬決定解 碼程序或一軟決定解碼程序處理。 在軟決定解碼程序中,一 Euclidean距離量測可用來測 定對應接收之(I,Q)點之星座點。Ρ,=(1·25 , _2·75),距離 係 ^lioo =^.25-1)2^(-2,75 + 3)2 « 0.35 乃1000 = V(1.25-3TT(~-2.75 + 3)2 « 1.77 -----· 11 (請先閱讀背面之注咅?事項®C寫本頁) -線·
1225348 A7 _____ B7 五、發明說明(10 ) ^1100 =7^25^1)2+(-2.75 + 3)2 « 1.77 ^1000 = y[(L25^ 3)2 +(-2.75 + 3)2 « 2.47 並依增加距離類推。此距離然後可使用於其餘Viterbi解碼 程序之分支度量計算。 在硬決定解碼程序中,每一位元由分離測定來測定其 是否為0或1。例如,第5圖之16QAM星座,b0之硬決定度 量將是I>0 b〇=l,如第6A圖示,其中星座陰影部分表示區 域中之位元b0將決定為二進位1。一完整的硬決定度量如下 I>0 b〇 = l (第 6A 圖) |I|<2 b! = l (第 6B 圖) Q>〇 b2=l (第 6C圖) |Q|<2 b3 = l (第 6D圖) 轉移曲線對應至,即第6A圖(I>0b0=l),如第7A圖示, 及轉移曲線對應至第6B圖(|I|<2 bl = l),如第7B圖示。須 注意第7A與7B圖中,曲線偏置於圖形軸線僅係供說明,及 須瞭解’即第7A圖在橫座標上有精確的步階。顯然在第6c 與6D圖亦可產生相似的曲線。 此硬決定解碼有另一方式,即本發明一較佳實施例使 用線性函數代替第7A與7B圖所示之步階函數。兩個此種函 數如第8A與8B圖示。第8A圖所示曲線係第7八圖所示⑽曲 線之相對部分,及第8B圖所示曲線係第7;6圖所示Μ曲線相 對部分。相似的曲線適用於b2與b3。如前所述,曲線已自 其個別座標偏置便於說明,在實際使用上並不會如此偏 置。而且,轉移部分的角度(或,另外,轉移部分 及終 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) ----:---l·------裝—— (請先閱讀背面之注意事項H寫本頁) ;線. 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 13 1225348 A7
圖形中導出,因此: b2=0 _1<Q<1 b2=(Q+i)/2 Q ^ 1 b2=l Q$_3 b3=〇 -3<Q<-1 b3=(Q+3)/2 b3==l 1<Q<3 b3=(3_Q)/2 Q>3 b3=〇 了的位置)係任«擇僅為便於說明,及其較佳_如 詳細說明。 一完整之硬決定度量組可自這些 1幺1 b〇=0 Q 幺 -1<I<1 b〇=(I+l)/2 I>1 b〇=l I<-3 b!=0 -3<I<-1 1^=(1+3)/2 -1<I<1 bi = l 1<I<3 b!=(3-I)/2 1^3 b i =0 以上說明之公式可照此施行於佳實施例;或者,丨與^ 值可比較仰視表以找出適當的位元值(當公式複雜性增加 時,此種方法即更為適用)。例如,一單一表單可使用於^ 及b2,及當I或Q值為,如〇。75,將顯示對應位元值為〇。 875 ° ----"----1------裝--- (請先閱讀背面之注音?事項me寫本頁) · ;線· 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 一完整位元方向軟決定度量可由這些圖形導出: 16-OAM INPUT MSB INPUT LSB K-2 0 4<|I| 0 -2<I<2 (1+2)/4 |I|<4 1-|I|*0.25 2<I 1 14 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) 1225348 五、 發明說明(12 ) 64-OAM INPUT MSB INPUT MID.SIG.B 1<-2 0 6<|I| 0 -2<I<2 (1+2)/4 丨1丨<2 1 2<1 1 2<|l|<6 1-(丨1卜2)*0.25 INPUT LSB |1|<4 |I|*0.25 4<|1|<8 (8-|1|*.25 8<|1| 0 ----^----L------裝--- (請先閱讀背面之注意事項H寫本頁) 須注意以上說明之參考符號之MSB,LSB及MID。 SIG。B係指最多,最少及中等重要位元,這些即是組成星 座之每一位元對。另外,Q值係與以上提供之I值相同。 這些度量有許多優點。首先,他創能提供軟決定值給 無法藉使用Euclidean距離直接解碼之資料,提供另一硬決 疋解碼所無的優點。第二,這些度量在位置距轉移區域稍 遠時之更大的加權。例如,無雜訊時,一 64-QAMi波道輸 入1,3,5,或7對應msb之1。但,輸入丨係在轉移邊緣上, 可能係雜訊,故給予一與任何大於2者相比,較低之加權 (0.75),這已遠離轉移邊緣,更能確定msb之值。此允許算 術提供更多加權於解碼,即更確定,以便提供正確解碼所 有位元的更大機會。 這些度量可另外根據所知機率,即符號是否存在或不 存在雜訊或任何種類干擾,給予加權。此種劣化可能因任 I · 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 15 1225348 A7
何時間,空間或頻的影響,如0FDM信號某一頻率垃圾筒 中之干擾或不良波道響應,或一間歇干擾隨時間到達某一 符號,或某一天線接收空間微弱信號,或任何這三種獨立 領域中任何影響之任何組合。例如,在8〇2Ua有關此討 論,我們可使用我們的波道估計來偵測因干擾或波道響應 所佔有之低SNR之頻率垃圾筒。所有這些頻率垃圾筒之軟 決定即可根據其可靠度之預測估計加權,使可靠位元有更 多加權並更進一步增加正確解碼所有位元的能力。 以上計算之位元值即可使用於Viterbi解碼算術,與以 上說明相同一利用位元值作為接收二進位順序,及格子分 支度量與狀態即可由其中計算。考慮第2與3圖例子,不用 c(20=(l 11010000100101011),我們有 一 16qAm.統,其中 接收之(I,Q)對係[(-0.5,+1·6)(·3·4, ·1·2)(·2·7, +3·2)(·0·7, -1.4)(-2.5,+0.9)],其一般對應加有一些雜訊之相同順序。 應用以上轉移函數,可獲得以下"位元’’順序: (0·7,1,1,0.25) 對應至 0111 ; (0.9,0,0,0) 對應至0001 ; ----^----------Μ — (請先閱讀背面之注咅?事項寫本頁) J^T·- --線· 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 (Ο,1,0.15,0) 對應至 0010 ; (0·8,0,1,0·15) 對應至0101 ;及 (1,0.95,0·25,0)對應至 0011。 應用這些數字至第2C圖之格子圖獲得加權之袼子如 第9圖不。自上述最後級最少成本路徑反向工作,可獲得編 碼器10最佳預測狀態轉移路徑,及自其之原始輸入順序@ 前0 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 x 297公釐) 16 1225348 A7 ___ B7 五、發明說明(14 ) 須注意雖以上說明之計算已利用十進位系統便於說 明’貫務上’可能以部分位元值作為η位元二進位值計算更 方便,其中各二進位步驟對應至增加1/2°之下個較低值。 在較佳實施例中,η=4-(5),此係選擇作為硬體複雜性及解 碼器性能之間的交換;其他數值亦可證實其可用性。 故一 0.5位元值可由一值loooo代表,一值〇8可取近似 至11001(0.8006) ’等。可使用稍大之加法器用以儲存此狀 態度量;一六位元加法器可用來儲存任何第9圖所示之狀態 度量。此將大為簡化用以施行實施例之電路並使其大量加 速。 一般而言,加法器可能腼要超過六位元,特別是在解 碼九位元時。而且,那些一般技藝者將認識到用以限制所 要狀態度量位元數量之技術係公知的,即使是任意之框長 度。 那些熟悉技藝者亦將體認到許多不同的製造技術可用 來施行較佳之實施例··較低之產能系統可用軟體施行,同 時,較高的產能系統可使用硬體引導方式,如訂製晶片, 一 FPGA,一閘陣列或類似者。 本發明第二較佳實似於第一個所使用之多值位元值; 但在第二實施例之曲線轉移分並非線性而係曲線。第1〇Α 圖表示b0與b2,及bl與b3之轉移,分別對於於第7Α/8Α及 7B/8B圖。這些曲線轉移部分一般可用如以下這些公式說 明(利用Q參數僅供例示)或,實務上,在一仰視表中。 對第10A圖, 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) ..裝--- (請先閱讀背面之注意事項Hi寫本頁) I - -I線- 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 17 1225348 A7 五 發明說明( Q<-1 bit=0 -l<Q<0->bit-I^〇l2 Ύ 0<Q<l->bit=i^ 2 2Q>1 bit=l 對第10B圖,Q<-3 bit=0
2<Q<.l^bit-I+(Q + 2)^ 2 2 -1 <Q<1 bit=l l<Q<2-^bit=I+(〇-2)2 2 2<Q<3->bit=I^(〇r: 2 ^ Q>3 bit=0 ----:----:------裳— (請先閱讀背面之注意事項HI寫本頁) 訂 、線 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 線可田:"^些公式僅係舉例,有很多各種非線性轉移曲 代替他們。例如’在接近函數扁平部分-陡直轉移 可產生較線性轉移區域稍佳的結果。 一般’上述根據本發明之實施例可讓接收器獨立區分 預測可靠資料與測不可靠資料。單一載波及多載波位元傳 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) 18 1225348 A7
五、發明說明(16 ) 輸二者常提供不規則,不可靠資料。例如,在一單一載波 系統中,波道頻帶係狹窄的位於選擇位元傳輸率範圍内, 常常難於精確接收含不中斷丨或〇的長字串順序。同樣,在 多載波系統經衰減波道發射之位元可能有問題,因位元可 能受頻率相依雜訊的污染(即以較低頻率發射的位元較那 些以較高頻率發射者不可靠)及受其他非理想傳輸條件影 響。第Π圖說明在一多載波環境中區別良好與壞資料的例 子。 以下討論在多載波環境範圍内允許上述區分之較佳穿 孔方法及系統。假設一解碼正交分頻多工(”C_0FDM,,)在無 線電LAN環境内之傳輸,此種環境由IEEE8〇211a通訊規則 提供。在此D-OFDM環境中,如第12圖所說明之發射器 1〇〇 ’輸入位元區塊係首先利用一解碼器12〇解碼(位元加有 冗餘以改正未來之錯誤),然後與交織器13〇交織(位元順序 係以公知,假隨機方式改變)。解碼與交織區塊然後傳給調 變器140,利用,例如,灰色碼將區塊映對至一星座點。一 當調變,調變之信號即傳至反轉快速轉換(,,IFFT,,)模組 150’如第12圖說明。區塊每一第η個位元(如BPSK,QPSK, 16QAM及64QAM調變技術分別之1,2,4及6位元)調變四 十八個可用載波之一。多載波符號然後利用傳統D/α與RF 放大電路160變成RF頻率並由天線發射及在接收器200接 收,其說明在第13圖較詳細,說明如下。 以所舉例子而言,假設一 1/2速率之編碼流程,其中編 碼器將一冗餘位元加至每一輸入位元,使某一數量資料之 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) ---------------裝— (請先閱讀背面之注音?事項||||;寫本頁) 訂: 線· 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 19 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 A^5348 A7 石 ____ 五、發明朗(17 ) ' 發射位元數量加倍。為減少此部分負擔,有些編碼位元可 發射即在發射器加以硬穿孔-提供,例如,一如傳統的 3@/4速率編碼的結果。但Vherbi前向錯誤改正解碼 器,並不知道已發生在發射器側之任何硬穿孔,仍以其為 "2速率碼發射者來解碼接收之位元。因此硬穿孔位元係加 至接收器接收之位元,然後才傳至乂^^“解碼器内並以正 常之1/2速率碼加以解碼。但Viterbi解碼器亦有硬穿孔位元 位置,故那些位元並不使用於計算所接收位元與執 跡所期待位元之間差別數量(一般公知之距離度量)。在此 種情況,所有距離度量係零化(硬穿孔)。硬穿孔位元即因 此對解碼程序無實際影響,及Viterbi之錯誤改正能力依非 穿孔位元而定。此硬穿孔工作係在發射器執行,允許較少 冗餘代價之較高資料速率的傳輸。 本發明可在接收器施行位元軟或硬穿孔,即此位元發 射並不視為如同使用相同機制之其他位元,即在發射器使 用硬穿孔時所使用之位元度量穿孔或加權機制,如此處之 所說明者。故在本發明較佳施行中,任何位元可旗標為軟 或硬穿孔。Viterbi解碼器可自其度量計算丟棄旗標位元(硬 穿孔)或藉加權相關距離度量解強某些位元(軟穿孔)。經由 這些方法,較佳位元在Viterbi解碼程序取得較高加權(距離 度量計算),及較差位元則取得較低加權或遭穿孔(若在門 限之下,門限可為動態)。 進一步說明根據本發明可提供軟及硬穿孔之接收器 200,以下參考第13圖說明,特別注意提供傳統接收器所需 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐)
請先閱讀背面之注意事項Jml. 裝— 寫本頁) ·- i線· 1225348 A7
五、發明說明(18 ) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 之那些修改,以施行所說明之本發明。但硬穿孔並不作軟 穿孔以外的不同說明,因為此處所使用之硬穿孔係軟穿孔 較差的的情況,其中加權係設成零並產生位元度量的硬穿 孔。 如圖示,接收器200包括一前端/類比至數位轉換器212 及正時回復電路214及快速傅立葉轉換(FFT)電路22〇工作 於傳統方式。另外,如此處說明,波道改正電路222,解交 織器電路224及Viterbi解碼器226亦工作於傳統方式,除了 由這些電路所接收之輸入係因此處說明之加權值的建立而 修改外,即用來執行發生之軟穿孔。 先提供一整體說明。如圖示,FF220之輸出亦係輸入 至動態波道加權電路230。動態波道加權電路230提供一動 態加權,如此處說明,即與根據波道性能動態變化之動態 特性相關。給每一波道之垃圾筒。此動態加權係與一自靜 態波道加權電路250取得之靜態加權,對每一波道的垃圾筒 而言,在組合器260中組合。合成之波道加權然後,在做分 支度量計算時,用來改變Viterbi解碼器226所使用之位元度 量值。 以下提供進一步細節。動態波道加權電路230包括一波 道估計器232,其係公知者,可提供波道每一垃圾筒性能估 計。 每一垃圾筒之波道係輸出至波道反相器234,用以獲得 波道估計之反相,其反相然後可應用於波道改正電路222 協助改善信號。 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) 21 (請先閱讀背面之注意事項me寫本頁) 裝 線· 1225348 A7 ------------B7___ 五、發明說明(I9) 波道估計器232輸出亦應用至正常化電路236。正常化 電路以某一方式正常化每一波道垃圾筒信號,測定信號是 不疋有足強度建議其須完全由Viterbi解碼器加權,或有一 二較、強度’可保證一動態加權值,提供較少重要性給特 別信號。波道估計係用來測定信號強度,然後與正常化信 號比較。信號強度係典型依對應波道每一垃圾筒之信號功 率或大小取得,即自FFT226輸出。功率之使用,以i2+q2 計算(此可由取自波道估計結果之1與(^導出)作為每一垃圾 筒之複數波道估計為較佳,因為計算一絕對值須計算大 小’方根函數,且可簡化計算,因為功率對大小有1對1之 映對。 (請先閱讀背面之注意事項β寫本頁) 裝 訂
以下列表提供各種門限動態加權值的特定例: 加權 大小門限 功率門限 1 <212 1/2 1/2 V2/4 1/8 1/4 V2/8 1/32 1/8 V2/16 1/128 1/16 V2/32 1/512 0 N/A N/A
經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 為正確解譯,任何垃圾筒有介於1/4與1/2最大值之間 的功率估計者,在Viterbi解碼器226中取得1/2加權,假設 其中無靜態加權成分,以下說明。 故在本發明較佳實施例中,使用由三位元表示,不同 的動態加權值。小於1之動態加權值係根據信號自某些正常 化信號值之偏差量導出。此正常化之信號值可以是,例如, 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) 22 1225348 五、發明說明(2〇 ) 波道信號之最大功率或大小或平均功率或大小。在任何情 形,正常化信號值進一步之每一信號值,其信號值係與一 直變小之加權有關,如以上說明。因此,根據信號強度, 可導出對應動態加權值,然後將其儲存於一波道記憶238 中。 對波道每一垃圾筒,其對應動態加權值係自波道記憶 238輸出並輸入至組合器260。 組合器260將組合,以一種以下將充分說明之方式,每 一動態加權值與得自靜態波道加權電路25〇之對應靜態加 權值。 “ 靜態波道加權電路250以下將更詳細說明。在提供此進 一步說明之前,須注意使用於此加權電路有關之靜能一 詞,並非指這些加權不會改變,而是用以區別這些加權與 那些使用波道估计取得者,如以上說明。另外,典型的, 在靜態波道加權值產生之干青水特性將出現一較長之期 間,雖然情況並非必然如此。一個干擾造成靜態加權降低 Viterbi解碼器226重要性之例子係對應於目前使用中波道 内特別垃圾筒之預定頻率的電路雜訊。 如以上說明,靜態波道加權電路25〇包括一靜態加權記 憶252用以儲存波道性能表。在較佳實施例中,波道性能表 包括各相關波道各垃圾筒之初始靜態加權值。各垃圾筒各 初始靜態加權會受各種因素影響,其中有些是整個靜態, 但有許多會隨時間改變。會改變這些初始靜態加權值之因 素例子,在以下進一步討論。 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公爱) (請先閱讀背面之注意事項m 寫本頁) 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製
1225348 A7 _ 一 ------------B7__ 五、發明說明(Μ ) 某一波道之某一垃圾筒,其動態加權值係自波道記憶 238讀出,一對應初始靜態加權值將自記憶252輸出至内插 器254。内插器254可調整特定預界定卫作特性之初始靜態 加權值。例如,内插器254可提供有一速率供發射資料,測 定之頻率偏置,及目前使用中之類比前端增益。内插器254 然後调整對應之初始靜態加權值以測定一實際靜態加權 值。所使用之速率及類比增益設會接通或關掉某一垃圾筒 之軟穿孔,或量比穿孔量。估計之頻率偏置可用來移位穿 孔之垃圾筒。内插器254亦宜在取得實際靜態加權值時以2 之指數量比。故内插法雖稍顯粗糙,但使用一門限頻率偏 置及一預先界定的2基指數之内插函數,即不需要一複雜的 設計。 如以上所指出,波道各垃圾筒實際靜態加權值即與對 應動態加權值組合。在較佳實施例中,以上述討論之特定 加權,組合器260可設置成模擬簡單乘法器之仰視表。合成 之垃圾筒加權值然後輸出至解交織器,將合成垃圾筒加權 值與對應解交織之資料信號儲存於包含於其中之緩衝器, 故二者可在同一時間輸出供Viterbi解碼器226使用,如上述 一般討論,以下將更詳細說明。解交織資料信號含有某一 編碼位元之I或Q值,適當的,及該位元在星座中之位元位 置(msb,lsb),以測定要使用那一位元度量表。 在Viterbi解碼器226内,其中一部分係說明於第14圖, 解交織資料信號係輸入至位元度量表3〇〇内,可測定已輸入 信號之位元度量估計值,其值係一估計機率,一特別位元 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) _ 24 —-----^------裳— (請先閲讀背面之注咅?事項m寫本頁) 訂_ · --線· 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1225348 A7 ------B7___ 五、發明說明(22 ) 你一1 。一互補位元度量估計值,其值係一估計機率,一 特別位元係一 "〇,,,亦可利用!之互補電路3〇2取得。 在本發明較佳實施例中,位元度量表之各位元度量估 计值輸出將是一五位元數,使機率成為32個不同值特殊的 一個。各位元度量值及對應互補位元度量值接著即可利用 已建立之對應合成垃圾筒加權值操作。因此,位元度量值 係由組合器304與306利用加權值加以修改。而且視其為軟 穿孔者’宜移位位元度量值一由加權值測定之數量。故在 接續之分支度量計算中,Viterbi解碼器226使用之加權有計 入波道及其其他初始已知之特徵,以便區分良好及壞位元。 在Viterbi解碼器226中,位元度量值,或決定度量係用 來測疋如何進行至格子的下個狀態,其中每一決定度量係 由已出現之穿孔加以修改。故若出現穿孔,不給加權予穿 孔位元,格子中之各狀態將單純選擇先前可能有最低狀態 度篁之狀;||並保持該度量。若出現軟穿孔,即有給一些加 權予穿孔位元,格子中之各狀態將單純選擇先前已計入加 權決定度量之可能狀態。 上述說明即提供一如何在接收器中根據本發明施行軟 及硬穿孔。以下說明將提供進一步其方式之說明,其中根 據本發明之接收器軟及硬穿孔很有用。 故,作為一例,穿孔可用來避免已知之擾混信號。故 如以上說明,若在一OFDM基系統(或在單一載波系統中之 其他取樣)中之特別頻率垃圾筒係認為是錯誤的,則將其穿 孔並予完全忽略,或減少加權以降低其錯誤之負面影燮, 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) --------------裝--- (請先閱讀背面之注意事項ml寫本頁) 線. 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 25 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 1225348 A7 _ B7 五、發明說明(23 ) 同時讓一些有用的資訊取出。特別的頻率垃圾筒可能因發 射器或接收器電路雜訊,不相容通訊規則擾混器佔據相同 頻率空間,或如發射RF干擾之消費者微波爐裝置而造成錯 誤, 要解決頻率跳躍干擾(例如,藍芽信號,其中干擾假隨 機出現於多重頻率垃圾筒中),經由偵測低SNR而注意到那 一頻率受到干擾,或也可提供足夠之擾混無線電電路來測 定跳躍順序。例如,移走高速2 · 4HGzIEEE802.11b系統中 之2.4GHz藍芽干擾,可建造足夠之藍芽無線電及通訊規則 層鎖住跳躍順序。此跳躍順序鎖定後即可預測那一垃圾筒 要予穿孔(完全忽略)或少加權(部分忽略)。 另一種方法用以偵測有波道估計OFDM系統(由 IEEE802.1U要求)之擾混器或干擾器係檢查波道估計,並 相對其相鄰載波垃圾筒偵測不正常高或低載波垃圾筒。例 如,若三個垃圾筒顯示一甚大之波道響應,特別是很大的 不同相位,這可能是來自擾混器。這是因為在波道響應中 預期有某一程度的平滑性關係。若兩載波在兩長串符號中 出現相位差,這也是顯示他們可能不是來自一預期的符合 通訊規則的信號,在此情況,此信號須予穿孔。 而且,可使用軟穿孔之最大機率(ML)標準。根據ML 標準之最佳加權係與波道估計反轉成正比。因此,對軟穿 孔’我們使用波道估計的反轉來Viterbi度量,提供一度量 量化接收位元可靠度,接著,對至頻率垃圾筒。在一較佳 實施例中,本發明包括ML標準量化頻率垃圾筒可靠度。 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) ----I----1------裝—— (請先閱讀背面之注意事項HI寫本頁) 訂: 線· 26 u25348
五、發明說明(24) 序第一步驟係界定機率函數L(X©)。例如,對於雜訊程序 係指循環靜態及高斯,接收器之機率函數可寫成如· _y(xi-Qj)2 L(X|0) = Ke^~^ (1) 其中K係一常數及〗代表頻率垃圾筒。機率函數顯示其如何 可能接收一發射有符號Θ之符號X,其中σ i係與波道估叶 大小反轉成正比。 機率數之對數,提供接收一特別順序機率之估計,其 中發現之高斯分布雜訊,將是: L(X | Θ) = —l〇g(K)[迅~(2) σ: (請先閱讀背面之注意事 項HI寫本頁: 裝 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 VUerbi距離度量對應機率函數對數。由以上明顯知其 距離度量將正比於a i,其中a i係波道估計函數。須注竟 上面之幅度係根據一,,等效雜訊”分析,其中假設接收之頻 率定義域資料係以波道反轉量比。 頻率定義域系統因此可寫成 Yi=HjX丨+Nj (3) 其中Hi係垃圾筒I波道。現在考慮Hi為波道估計。以波道估 計反轉量比導致 Xi+Ci·1)^ (4) 其中σ2。此顯示各頻率垃圾筒!之雜訊強加量, 係一與波道反轉成正比之量。 故根據公式化之機率標準,Viterbi距離度量係由以上 某一 SNR估計量來量比為佳。故一波道取4其]^代表頻率垃 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) 訂 線 27 1225348 A7
經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 五、發明說明(25 ) 圾筒數量, 新分支度量(k)=分支度量(k) ·1 (5) max|Hk| 其 t ak= 1 -ki。 與背景技藝比較,注意公知對數機率函數中’編碼 OFDM系統其波道Hjk(j =時間,k=垃圾筒),如Alard et a卜, ’’A New System of Sound Broadcasting to Mobile Receivers’’(1988)之說明如下 ZlWkll2 L(Y I C) = ^——-- (6) 2V 對BPSK與QPSK,一般使用技藝說明一解碼方法。對 較高次調變,如16_QAM,64QAM及其化,”度量”一項 Mjk=||Yjk-Hjk*Cjk||2 (7) 係典型分離成每一位元度量,約接近L2 Euclidean度量,但 容易計算。此意指π取樣’’或π符號π度量係由位元度量合 成,即 Mjk=XmW(Yi^Hjk?Cjk) (8) I 其中m係一些特定每一位元度量函數。在一 Gray編碼 16QAM系統中,一特別選擇之每一位元度量函數係說明於 ’OFDM for Wireless Multimedia Communications”, van Nee及 Prasad(2000)。 公式6亦可寫成式樣: 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) 28 (請先閱讀背面之注意事項βι寫本頁) 裝 1 ' --線- 1225348 A7 B7 五、發明說明(26) L(Y|C): YJk Η 一 Cj jk IKf ik (9) 其中Hjk可由一估計Hjk取代。為了施行,這是一比較容易 處理的式樣,例如,允許每一位元度量使用一量比-無關之 仰視表。 反轉方法包含延伸可用方法成: 1. 使用計算式9之公式。 2. 使用任何類型可分離,每一位元度量計算計算式8 之分子。 3. 應用波道Hjk之估計Hjk”加權”分母如計算式4所示。 這是由說明於可用技藝BPSK與QPSK規劃延伸至較高 次調變組態,每一I與Q波道具有多個位元。 在一 OFDM信號中,靜態背景雜訊及一靜態或慢變化 波道發生Hjk係垃圾筒數k之周期的情況(連績符號在相同 垃圾筒有相同數值,故Hjk=Hk。此與n-等效循環靜態雜訊 有相同效應 --------1------裝--- (請先閱讀背面之注意事項H寫本頁) •線· 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 a’(k)2 σ (10) iHkir 且為一扁平等效波道模式。 叙明方法及系統一另外選用特點要求使用資料封包之 解碼/錯誤改正部分,以訓練或改善其餘封包解碼器性t。 故一封包較早部分之"決定""引導"解碼較晚的封包部 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) 29 . 五、發明說明(27 ) 重複使用,對初始通過的決定引導較晚通過之解碼。 當然,重複施行會導致失誤發生。例如,錯誤先發生 於封包或順序,然後在封包或順序中造成錯誤訓練,使性 月b變差此即為一般公知之錯誤傳播。但在如802· 11 a通訊 規則的情形,若封包中有任何錯誤,整個封包通常即予丟 棄。故所有後-Viterbi決定基本上係相對較晚決定之訓練,, 改正。在重複方式應用於前-Viterbi解碼器資料(減少工作 時間)的同時,必須小心避免過多的錯誤_傳播,因為前 -Viterbi資料可能在不正確的情況仍能產生正確的封包。 在OFDM基接收器之決定導引回授,如符合8〇2Ua系 統中所使用,能經由發射鏈工作通過Viterbi解碼器輸出上 至IFFT但不包括。故解碼資料係饋經FEC編碼器,交織器 及映對器,並在FF波道改正之後代表接收鏈期望之資料。 當資料進入接收器及當自Viterbi解碼器輸出之間將有一隱 含工作時間,即解除映對,FEC解碼器,FEC編碼器,及 父織器之處理延遲。後_FFT接收資料必須同樣延遲,使其 能在重建資料完成的相同時間用來作比較。第15A圖說明 前述裝置。 有許多情況,決定回授在解碼之前可能較佳。在等侍 解碼及再編碼的隱含時間會造成損害時可能就是這種情 況,如短封包的情況,或若用以執行再編碼所加電路太貴。 在此種情況,若上述偶發之錯誤傳播有一可容忍作用,在 解碼之前的決定回授可提供一估計每一垃圾筒SNR較佳之 解答給Viterbi解碼器加權電路。第15B圖說明前述裝置。 1225348 五、發明說明(28 ) 一當執行完重建,_接收及所需頻率定義域資料流程 即可(、適用於接收器。基本上,在其所需及實際資料已知 時,所有副載波係作為如先導作用。這在測定每一垃圾筒 SNR用來選擇性穿孔/加權時很有用,其中每一副載波(或 FFT垃圾筒)之^號對雜訊比,可利用計算所要頻率定義域 資料的標準偏差及所要資料與接收資料之間的標準偏差之 差異加以分割。根據波道估計大小之啟始SNR估計接著即 可適用或由決定回授電路新正常化SNR估計取代。垃圾筒 之選擇性穿孔或加權接著即可根據測定s N R之方式執行, 如先前之說明。有較小SNR之垃圾筒,其穿孔或將少於較 大SNR之垃圾筒。 (請先閱讀背面之注意事項HI寫本頁) 裝---- 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製
ϋ ϋ I SNR估計可依每一封包為基使用及/或橫跨封包之 間。此種跨越可根據核對和測定封包之成功或失敗而加以 閘選。跨越SNR估計允許更大的平均,且在封包較早部分 的作用更有效,但須小心,因為兩封包可在不同波道及不 同時間來自不同來源。故在封包之間再使用資料對接收器 特定處理最有用,如寄生音估計及長時期擾混偵測及估 計。擾混器估計在封包之間可或不可變化。 本發明已在上面以其較佳實施例說明;但僅是用來作 說明而已’及本發明並不限於此。事實上,本發明變化對 那些熟悉技藝人士至為顯然,且仍屬本發明範缚。 訂·- 線· n n - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐) 1225348 A7 B7 五、發明說明(29 ) 器器 石' 身編發 ο ο 1 2 30…通訊媒體 40.. .接收器 50.. .解碼單位 200.. .接收器 212…數位轉換器 214.. .正時回復電路 222.. .波道改正電路 224.. .解交織電路 226.. .Viterbi 解碼器 226…Viterbi解碼器 元件編號說明 230…動態波道加權電路 232…波道估計器 236···正常化電路 238…波道記憶 250.. .靜態波道加權電路 252…記憶 254.. .内插器 2 6 0...組合器 300…位元度量表 302…互補電路 304,306...組合器 (請先閱讀背面之注意事項H寫本頁) Ϊ裝 線. 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 32 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4規格(210 X 297公釐)
Claims (1)
1^25348 Λ η / 叫 / u A8 B8 C8 D8 經濟部智慧財產局員工消費合作衽印製 10. 申請專利範圍 1· 一種數位資訊解碼系統,包含: 第-裝置用以接收表示數位資訊順序之資料及測 定其參數順序,各參數具有至少三個可能值;及 第二裝置根據參數順序解碼數位資訊順序。 2·根據f請專利錢第i項之系統,其巾數位資訊順序係 位元順序,及其資料表示係正交幅度調變資料。 3·根據申請專利範圍第㈣之系統,其中第一裝置包括裝 置用以測定參數順序’即應用—非步階公式於數位資訊 資料表示部分。 4·.根射請專利範圍第3項之系統,其中非步階公式有一 非線性項。 5. 根據f請專利範圍第i項之“,其中第—裝置包括裝 置用以測定參數順序’即利用一非步階轉移曲線結合數 位資訊資料表示部分。 6. 根射請專利範圍第5項之系統,其中非步階轉移曲線 有一非線性段。 7·根據申請專利範圍第】項之系統,其.中第一裝置包括裝 置用以測定參數順序,即利用仰視表指定數位資訊資料 表示部分與參數順序中之參數之間之非步階對應。 8·根射請專利範圍第7項之系統,其中非步階對應包括 一部分有一非線性對應。 根據申明專利圍第W之系統,其中第二裝置係裝置 供Viterbi解碼參數順序數位資訊之序。 種數位資訊解碼系統,包含: ί 1 J: I · 1----I I · I I III I I I (請先Mti背面之注意事項再填寫本頁} 33 8 S 8 8 ABCD 個可能值;及 申請專利範圍 : /第-裝置用以接收表示數位資訊順序之資料及執 行一位^向決定解碼程序,以指定不同數值至資訊中 之至少三個位元;及 第二裝置根據解碼資訊解碼數位資訊順序。 11· 一種數位資訊解碼系統,包含·· 第裝置用以接收一 QAM調變信號及自其中導出 QAM星座各點。 12. — g數位資訊解碼方法,包含: 接收表示數位資訊順序之資料; 測定其參數順序,各參數具有至少 根據參數順解碼數位資訊順序。 13·根據中4專利範圍第12項之方法,其中數位資訊順序係 位元順序,及其表示之資料係正交幅度調變資料。 14·根射請專利範圍第12項之方法,其中第—裝置包括裝 置用以测定參數順,即應用一非步階公式於數位資訊資 料表示部分。 15·根據申請專利範圍第14項之方法,其中非步階公式有一 非線性項。 b·根據申請專利範圍第12項之方法,其中第一裝置包括裝 置用以測定參數順序,即利用一非步階轉移曲線結合數 位資訊資料表示部分。 17·根據申請專利範圍第16項之方法,其中非步階轉移曲線 有一非線性段。 … U·根據申請專利範圍第12項之方法,其中第一裝置包括裝 ί ^ II» · 1----I I ^ · I I III I I I (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部智慧財產局員工消費合作祛印製 良紙固家標準 規格(210x 297公釐) 34 1225348
用以/則疋參數順序,即利用仰視表指定數位資訊資料 表示部分與參數順序中之參數之間之非步階對應。 9·根據中#專利範圍第18項之方法,其中非步階對應包括 一部分有一非線性對應。 20.根據申請專利範圍第12項之方法.,其中第二裝置係裝置 供Viterbi解碼參數順序數位資訊之序。 經濟部智慧財產局員工消費合作社印制π 21 ·種無線電資料通訊方法,此方法包含步驟: 編碼一多數資料位元; 發射及接收多數編碼資料位元; 解碼發射及接收之多數編碼資料位元,其解強多數 接收位元之分組之方式係根據已正確接收之所接收位 元分組機率估計。 22·根據申請專利範圍第則之方法,其中具有低機率正確 接收之資料位元係予忽略。 23.根據申請專利範圍第21項之方法,其中機率估計係根據 知道一選擇傳輸環境不會要某些位多來測定。 24·根據申請專利範圍第21項之方法,其中機率估計係根據 要穿孔之頻率垃圾筒表來測定。 25·根據申請專利範圍第21項之方法,其中機率估計係根據 一或多個多數頻率垃圾筒之雜訊或寄生準位來測定。 26·根據申請專利範圍第21項之方法,其中機率估計係根據 已知訓練式樣來測定那些位元不要,其中訓練式樣係經 接收及檢查找出一錯誤之統計。 ’· 27.根據申請專利範圍第21項之方法,其中機率估計係根據 本紙張尺度適用中國gg家標準(CNS)A4规格(21〇 χ 297公ίέ ) I -· » --------訂---------線 (請先閱讀背S之注意事項再填寫本頁) 35 1225348 經濟部智慧財產局員工消費合作社印制 A8 __________D8__ 、申請專利範m : 钏練式樣中錯誤率來測定。 28·根據中請專利範圍第21項之方法’其中機率估計係根據 波道特性來測定。 29. ^據中請專利範圍第則之方法,其中機率估計係根據 -多載波環境中選擇波道的功率準位及接收之雜訊統 計來測定。 1根據申請專利範圍第則之方法,其中機率估計係根據 檢查每一多數垃圾筒SNR測定及根據在解碼前後導出 之最大機率標準加權。 31··根據申請專利範圍第21項之方法,其中機率估計係根據 在一或多個多數頻率垃圾筒中之類比增益設定來測定。 32·根據申請專利範圍第21項之方法,其中機率估計根據對 測定之頻率跳躍干擾器的改變而改變。 33_根據申請專利範圍第21項之方法,其中機率估計係根據 頻率垃圾筒,依頻率偏置估計選擇來穿孔者.,之内插。 34. —種用以測定一多數加權之方法,用以解碼個別多數頻 率垃圾筒内之個別多數信號,此方法包含步驟: 測定個別多數頻率垃圾筒内每一個別信號之動態 加權; 測定個別多數頻率垃圾筒内每一個別多數信號之 靜態加權;及 組合個別多數頻率垃圾筒内每一個別多數信號之 動態與靜態加權,以測定多數加權。 ’ ’ 35·根據申請專利範圍第34項之方法,另包括步驟應用多數 本紙張尺度適用中0國家標準(CNS)A4蚬格(210 X 297公犮) 36 —.——τ-----裝--------tr----------線 (請先Mts背a之注意事項再填寫本頁) 1225348 A8 BS C8 D8 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 六、申請專利範圍 , 加權至個別多數位元度量,在Viterbi解碼程序中結合有 個別多數信號。 36. 根據申請專利範圍第35項之方法,其中測定動態加權步 驟比較波道估計與一正常化信號值。 37. 根據申請專利範圍第35項之方法.,纟中測定靜態加權步 驟包括步驟測定一由干擾電路雜訊引起之干擾頻率。 38. 根據申請專利範圍第35項之方法,其中步驟測定靜態加 權包括步驟: 自一預定靜態加權表選擇相關頻率垃圾筒之初始 •靜態加權;及 〇 根據至少-預先界定工作特性内初始靜態加權, 得相關頻率垃圾筒靜態加權。 39·根據申請專利範圍第38項之方法,其中工作特性係資 速率。 40·根據申請專利範圍第38項之方法,其中工作特性係放大 器增益。 μ 41.根據申請專利範圍第38項之方法,其中工作特性係頻率偏置。 42·根據申請專利範圍第34項之方法,其中步驟測定動態 權比較一波道估計與正常化信號值。 “ 43. 根據巾請專利範圍第34項之方法,其中步驟測定靜態 權包括步驟測定由干擾電路雜訊引起之干擾頻率/ 44. 根據申請專利範圍第34項之方法,其中步驟測定靜 權包括步驟: 取 料 加 加 態加 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)八4规格(21^^297 37 1225348 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 之 A8 BS C8 D8 六、申請專利範圍 , 自預定靜態加權表選擇相關頻率垃圾筒之初 態加權;及 根據至少一預先界定工作特性内初始靜態加權,取 得相關頻率垃圾筒靜態加權。 45·根據申請專利範圍第44項之方法,其中工作特性係資料 速率。 46·根據中請專利範圍第44方法,其中卫作特性係放大器增 益。、 曰 47·根據中請專利範圍⑽方法,其中卫作特性係頻率偏 •置。 : 48·—種測定多數加權之裝置,用以解碼一個別多數頻率垃 圾筒内一個別多數信號,裝置包含: 裝置用以測定個別多數頻率垃圾筒内每一個號多 數信號之動態加權; 裝置用以測定個別多數頻率垃圾筒内每一個號多 數信號之靜態加權;及 一組合器用以組合個別多數頻專垃圾筒内每一個 號多數信號之動態加權與靜態加權,以測定多數加權。 49.根據申請專利範圍第48項之裝置,其中測定動態加權 裝置包括: 一波道估計器用以提供相關頻率垃圾筒波道估 計;及一正常化電路利用波道估計及一估計之波道值測 定動態加權。 ’ ’ 5〇·根據申請專利範圍第48項之裝置,其中測定靜態加權之 中國0家標準(CNS)A:】規柊(210 X 297公涅〉 38 f--T.----裂--------訂---------各 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 1225348 經濟部智慧財產局員工消費合作社印制π A8 BS C8 D8 六、申請專利範圍 , 裝置包括: 一預定靜態加權表用以提供相關頻率垃圾筒一初 始靜態加權;及 一内插器,根據至少一預先界定工作特性内插其初 始靜態加權,取得相關頻率垃圾筒之靜態加權。 51. —種應用多數加權之方法,用以解碼一個別多數頻率垃 圾筒内之個別多數信號,此方法包含步驟: V 根據部分波道估計測定個別多數頻率垃圾筒内每 一個別多數信號;及 施加每一加權至位元度量,在Viterbi解碼程序中結 合個別多數信號之一。 52. 根據申請專利範圍第5 1項之方法,其中施加於位元度量 之加權係用來測定如何進行至Viterbi解碼程序所建立 格子之下個狀態。 53 ·根據申請專利範圍第51項之方法,其中所施如之至少一 加權係1之數。 54·根據申請專利範圍第5丨項之方法,其·中所施加之至少一 加權係零。 55·根據申請專利範圍第51項之方法,其中所施加之至少一 加權有一值在1與零之間。 56.根據申請專利範圍第51項之方法,其中加權亦根據決定 引導回授測定。 57·—種用以測定一多數加權之方法,用以解碼個別多數頻 率垃圾筒内之個別多數信號加權,此方法包含步驟: 本紙適用中國國家標準(CNS)A4规格(210 X 297公釐) ' ---- -39 - l· ——-裝--------tr----------線 (請先Μ讀背面之注意事項再填寫本頁) 1225348 C8 _ D8 六、申請导利範圍 / 根據部分接收自先前解碼信號之回授,測定個別多 數頻率垃圾筒内每一個別多數信號;及 施加各加權至位元度量,在Viterbi解碼程序中結合 個別多數信號之一。 58. 根據中請專利範圍第57項之方法.,其中接收自切解碼 信號之回授係利用以下步驟獲得: 比較接收及未解碼信號與所接收,解碼及再編碼之 信以得比較信號;及 利用比較信號測定接續接收之信號之加權。 59. 根據申請專利範圍第57項之方法,其中比較信號係用來 估計每一垃圾筒信號對雜訊比率,然後利用其測定接續 接收之信號之加權。 60. —種測定一多數加權之方法,用以解碼一個別多數頻率 垃圾筒内一個別多數信號,此方法包含步驟: 根據部分接收自先前解碼信號之回授,測定個別多 數頻率垃圾筒内每一個別多數信號冬加權;及 施加各加權至位元度量,在Viterbi解碼程序中結合 個別多數信號之一。 經濟部智慧財產局員工消費合作祛印製 61 ·根據申請專利範圍第57項之方法,其中自先前接收信號 接收之回授係利用以下步驟獲得: 自未解碼之先前接收信號取得估計信號; 比較未解碼之先前接收信號與估計信號取得比較 信號;及 ’ ’ 利用比較信號測定接續接收之信號之加權。 々’代張尺度適用中國國家標準(CNS)/V1规格(2i0 X 297公ii ) 40 1225348 Λδ Β8 C8 D8 申請專利範圍 62_根據申請專利範圍第61項 π〈万/去’其中紀較信號係用來 估計每一垃圾筒信號對雜訊比率,然後利用其測定接續 接收之信號之加權。 4,---J.i------ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) tp---------線 經濟部智慧財產局員工消費合作社印製 41 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS)A4规格(210 X 297公沒)
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/535,902 US6507619B1 (en) | 2000-03-24 | 2000-03-24 | Decoding system and method for digital communications |
US27161501P | 2001-02-26 | 2001-02-26 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
TWI225348B true TWI225348B (en) | 2004-12-11 |
Family
ID=26955030
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
TW090106930A TWI225348B (en) | 2000-03-24 | 2001-05-11 | Decoding system and method for digital communications |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (3) | US7173972B2 (zh) |
EP (1) | EP1275214B1 (zh) |
JP (1) | JP4943619B2 (zh) |
KR (1) | KR100804176B1 (zh) |
AT (1) | ATE370566T1 (zh) |
AU (1) | AU2001243707A1 (zh) |
DE (1) | DE60129945D1 (zh) |
TW (1) | TWI225348B (zh) |
WO (1) | WO2001073999A1 (zh) |
Families Citing this family (69)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1317831A2 (de) * | 2000-09-12 | 2003-06-11 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren und ofdm-empfänger zum verringern des einflusses harmonischer störungen auf ofdm-übertragungssysteme |
US7072392B2 (en) * | 2000-11-13 | 2006-07-04 | Micronas Semiconductors, Inc. | Equalizer for time domain signal processing |
US9979580B2 (en) * | 2001-02-01 | 2018-05-22 | Qualcomm Incorporated | Coding scheme for a wireless communication system |
US20030054755A1 (en) * | 2001-03-09 | 2003-03-20 | Ephraim Zehavi | Wireless receiver with anti-jamming |
US6829297B2 (en) * | 2001-06-06 | 2004-12-07 | Micronas Semiconductors, Inc. | Adaptive equalizer having a variable step size influenced by output from a trellis decoder |
US7190744B2 (en) * | 2001-06-07 | 2007-03-13 | Micronas Semiconductors, Inc. | Error generation for adaptive equalizer |
US7366258B2 (en) * | 2001-06-08 | 2008-04-29 | Broadcom Corporation | Chip blanking and processing in SCDMA to mitigate impulse and burst noise and/or distortion |
US7418034B2 (en) * | 2001-06-19 | 2008-08-26 | Micronas Semiconductors. Inc. | Combined trellis decoder and decision feedback equalizer |
WO2003017500A1 (en) * | 2001-08-17 | 2003-02-27 | The National University Of Singapore | Coded modulation scheme for a wireless communication system and methods thereof |
US7773699B2 (en) * | 2001-10-17 | 2010-08-10 | Nortel Networks Limited | Method and apparatus for channel quality measurements |
US20030081696A1 (en) * | 2001-10-29 | 2003-05-01 | In-Kyung Kim | System and method for estimating signal to noise ratio |
US7315576B1 (en) * | 2002-02-05 | 2008-01-01 | Qualcomm Incorporated | System for soft symbol decoding with MIMO log-map detection |
US7236503B2 (en) * | 2002-02-26 | 2007-06-26 | General Electric Company | Short range RF communication for jet engine control |
US8259753B2 (en) * | 2002-02-26 | 2012-09-04 | General Electric Company | Systems and methods for short range RF communication |
US7321642B2 (en) * | 2002-04-05 | 2008-01-22 | Micronas Semiconductors, Inc. | Synchronization symbol re-insertion for a decision feedback equalizer combined with a trellis decoder |
US6995617B2 (en) * | 2002-04-05 | 2006-02-07 | Micronas Semiconductors, Inc. | Data-directed frequency-and-phase lock loop |
US7376181B2 (en) * | 2002-04-05 | 2008-05-20 | Micronas Semiconductors, Inc. | Transposed structure for a decision feedback equalizer combined with a trellis decoder |
US7272203B2 (en) * | 2002-04-05 | 2007-09-18 | Micronas Semiconductors, Inc. | Data-directed frequency-and-phase lock loop for decoding an offset-QAM modulated signal having a pilot |
US7173991B2 (en) * | 2002-06-17 | 2007-02-06 | Hitachi, Ltd. | Methods and apparatus for spectral filtering channel estimates |
US7423990B2 (en) * | 2002-06-18 | 2008-09-09 | Vixs Systems Inc. | Dynamically adjusting data rate of wireless communications |
US20070234178A1 (en) * | 2003-02-26 | 2007-10-04 | Qualcomm Incorporated | Soft information scaling for interactive decoding |
WO2004082182A1 (ja) * | 2003-03-14 | 2004-09-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ofdm受信装置及びofdm受信方法 |
KR100918717B1 (ko) | 2003-04-21 | 2009-09-24 | 삼성전자주식회사 | 다입다출력 직교주파수분할다중화 이동통신 시스템에서의신호 시퀀스 추정 방법 및 장치 |
DE10321743B4 (de) * | 2003-05-14 | 2005-07-07 | Infineon Technologies Ag | Verbesserte Kanaldecodierung bei der Mehrträger-Signalübertragung durch DC-Offset- und Trägerfrequenz-Offset-abhängige Gewichtung von Zuverlässigkeitsinformationen |
US8064528B2 (en) | 2003-05-21 | 2011-11-22 | Regents Of The University Of Minnesota | Estimating frequency-offsets and multi-antenna channels in MIMO OFDM systems |
US7292650B2 (en) * | 2003-07-01 | 2007-11-06 | Silicon Integrated Systems Corp. | OFDM receiver and metric generator thereof |
US7126979B2 (en) * | 2003-08-18 | 2006-10-24 | Networkfab Corporation | System and method to autonomously and selectively jam frequency hopping signals in near real-time |
US20050059366A1 (en) * | 2003-09-16 | 2005-03-17 | Atheros Communications, Inc. | Spur mitigation techniques |
US7623467B1 (en) * | 2003-09-17 | 2009-11-24 | Atheros Communications, Inc. | Wireless channel estimation |
US20050190800A1 (en) * | 2003-12-17 | 2005-09-01 | Intel Corporation | Method and apparatus for estimating noise power per subcarrier in a multicarrier system |
AR047414A1 (es) * | 2004-01-13 | 2006-01-18 | Interdigital Tech Corp | Un metodo y un aparato ofdm para proteger y autenticar informacion digital transmitida inalambricamente |
US20070121939A1 (en) * | 2004-01-13 | 2007-05-31 | Interdigital Technology Corporation | Watermarks for wireless communications |
US20050220322A1 (en) * | 2004-01-13 | 2005-10-06 | Interdigital Technology Corporation | Watermarks/signatures for wireless communications |
AR047882A1 (es) * | 2004-02-18 | 2006-03-01 | Interdigital Tech Corp | Un metodo y un sistema para utilizar marcas de agua en sistemas de comunicacion |
US7558582B2 (en) * | 2004-04-21 | 2009-07-07 | Agilent Technologies, Inc. | Method and system for collecting and surveying radio communications from a specific protected area of operations in or around a compound |
US7817706B2 (en) * | 2004-08-06 | 2010-10-19 | Agilent Technologies, Inc. | Method and apparatus to perform reactive jamming while simultaneously avoiding friendly pseudo-random frequency hopping communications |
US7095779B2 (en) * | 2004-08-06 | 2006-08-22 | Networkfab Corporation | Method and apparatus for automatic jammer frequency control of surgical reactive jammers |
US7099369B2 (en) * | 2004-08-06 | 2006-08-29 | Networkfab Corporation | Method and apparatus for surgical high speed follower jamming based on selectable target direction |
US7653035B2 (en) * | 2004-12-20 | 2010-01-26 | Intel Corporation | Interference rejection in wireless receivers |
US7379445B2 (en) * | 2005-03-31 | 2008-05-27 | Yongfang Guo | Platform noise mitigation in OFDM receivers |
CN101278535A (zh) * | 2005-08-01 | 2008-10-01 | 诺基亚公司 | 为多载波***提供宽线性干扰消除的方法、装置和计算机程序产品 |
EP3709554B1 (en) | 2005-08-23 | 2021-09-22 | Apple Inc. | Pilot design for ofdm systems with four transmit antennas |
US7613260B2 (en) | 2005-11-21 | 2009-11-03 | Provigent Ltd | Modem control using cross-polarization interference estimation |
RU2303330C1 (ru) * | 2006-02-13 | 2007-07-20 | Самсунг Электроникс Ко., Лтд. | Способ приема сигнала в системе связи с несколькими каналами передачи и приема |
US7466287B1 (en) * | 2006-02-22 | 2008-12-16 | Lockheed Martin Corporation | Sparse trifilar array antenna |
US7796708B2 (en) * | 2006-03-29 | 2010-09-14 | Provigent Ltd. | Adaptive receiver loops with weighted decision-directed error |
US7643512B2 (en) | 2006-06-29 | 2010-01-05 | Provigent Ltd. | Cascaded links with adaptive coding and modulation |
US7839952B2 (en) * | 2006-12-05 | 2010-11-23 | Provigent Ltd | Data rate coordination in protected variable-rate links |
US7720136B2 (en) | 2006-12-26 | 2010-05-18 | Provigent Ltd | Adaptive coding and modulation based on link performance prediction |
US8315574B2 (en) * | 2007-04-13 | 2012-11-20 | Broadcom Corporation | Management of variable-rate communication links |
US7821938B2 (en) * | 2007-04-20 | 2010-10-26 | Provigent Ltd. | Adaptive coding and modulation for synchronous connections |
US8001445B2 (en) * | 2007-08-13 | 2011-08-16 | Provigent Ltd. | Protected communication link with improved protection indication |
KR100941045B1 (ko) * | 2007-09-18 | 2010-02-05 | 주식회사 라온테크놀로지 | 디지털 멀티미디어 근거리 무선 송수신 시스템과 이를이용한 무선전송방법 |
US8040985B2 (en) * | 2007-10-09 | 2011-10-18 | Provigent Ltd | Decoding of forward error correction codes in the presence of phase noise |
US7733596B2 (en) * | 2007-12-13 | 2010-06-08 | Dell Products L.P. | System and method for identifying the signal integrity of a signal from a tape drive |
US8750407B2 (en) * | 2008-06-17 | 2014-06-10 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Transmitter and method for transmitting soft pilot symbols in a digital communication system |
WO2010011500A1 (en) * | 2008-07-25 | 2010-01-28 | Smith International, Inc. | Pdc bit having split blades |
FR2946480B1 (fr) * | 2009-06-09 | 2011-06-17 | Thales Sa | Recepteur equipe d'un decodeur de viterbi a treillis |
US9178738B2 (en) * | 2009-11-03 | 2015-11-03 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Channel estimation in OFDM receiver equipment |
US8495480B2 (en) * | 2010-06-09 | 2013-07-23 | Topcon Positioning Systems, Inc. | Method and apparatus for signal-to-noise ratio estimation in convolutional codes (Viterbi) decoder |
US8959419B1 (en) * | 2011-12-20 | 2015-02-17 | Marvell International Ltd. | Viterbi architecture for BDR/BLE |
EP2658194B1 (en) * | 2012-04-23 | 2014-10-08 | Nxp B.V. | Reduced latency channel-estimation |
US9325427B1 (en) * | 2012-10-31 | 2016-04-26 | Ciena Corporation | Maximum likelihood decoding |
US9577618B2 (en) * | 2012-12-20 | 2017-02-21 | Advanced Micro Devices, Inc. | Reducing power needed to send signals over wires |
US20150049651A1 (en) * | 2013-08-14 | 2015-02-19 | Qualcomm Incorporated | Dynamically updating filtering configuration in modem baseband processing |
US10019223B2 (en) | 2015-09-03 | 2018-07-10 | Shure Acquisition Holdings, Inc. | Soft decision audio decoding system |
CN110971560B (zh) * | 2019-12-11 | 2020-11-03 | 北京邮电大学 | 一种qam信号调制方法、装置及电子设备 |
JP2021149286A (ja) * | 2020-03-17 | 2021-09-27 | キオクシア株式会社 | 学習装置 |
US11949435B2 (en) * | 2021-09-15 | 2024-04-02 | Seagate Technology Llc | Markov encoder-decoder optimized for cyclo-stationary communications channel or storage media |
Family Cites Families (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4309772A (en) * | 1980-01-24 | 1982-01-05 | Motorola, Inc. | Soft quantizer for FM radio binary digital signaling |
US4520490A (en) * | 1983-08-05 | 1985-05-28 | At&T Information Systems Inc. | Differentially nonlinear convolutional channel coding with expanded set of signalling alphabets |
US5363408A (en) * | 1992-03-24 | 1994-11-08 | General Instrument Corporation | Mode selective quadrature amplitude modulation communication system |
JPH05315977A (ja) * | 1992-05-12 | 1993-11-26 | Hitachi Ltd | 軟判定最尤復号方法および復号器 |
FI943613A (fi) * | 1994-08-03 | 1996-02-04 | Nokia Technology Gmbh | Menetelmä ja kanavakorjain digitaalisen signaalin taajuustasossa suoritettavaa kanavakorjausta varten |
US5812613A (en) * | 1995-03-20 | 1998-09-22 | Rockwell International Corporation | Bitwise soft decision symbol decoder |
JP3582139B2 (ja) * | 1995-03-31 | 2004-10-27 | ソニー株式会社 | データ復調装置およびデータ伝送方法 |
JPH09321736A (ja) * | 1996-05-27 | 1997-12-12 | Sony Corp | 受信方法及び受信装置 |
JP3654392B2 (ja) * | 1996-09-02 | 2005-06-02 | ソニー株式会社 | データ受信装置および方法 |
JP3684560B2 (ja) * | 1996-09-03 | 2005-08-17 | ソニー株式会社 | データ受信装置および方法 |
JP3239795B2 (ja) * | 1997-04-23 | 2001-12-17 | 三菱電機株式会社 | 誤り訂正復号装置および誤り訂正復号方式 |
JP3304844B2 (ja) * | 1997-08-29 | 2002-07-22 | 本田技研工業株式会社 | プラントの制御装置 |
US6269129B1 (en) * | 1998-04-24 | 2001-07-31 | Lsi Logic Corporation | 64/256 quadrature amplitude modulation trellis coded modulation decoder |
JP3782237B2 (ja) * | 1998-06-18 | 2006-06-07 | 日本放送協会 | Ofdm信号復調装置 |
US6317470B1 (en) * | 1998-09-15 | 2001-11-13 | Ibiquity Digital Corporation | Adaptive weighting method for orthogonal frequency division multiplexed soft symbols using channel state information estimates |
US6158041A (en) * | 1998-10-14 | 2000-12-05 | Cisco Technology | System and method for I/Q trellis coded modulation |
US6442130B1 (en) * | 1999-01-21 | 2002-08-27 | Cisco Technology, Inc. | System for interference cancellation |
US6430401B1 (en) * | 1999-03-29 | 2002-08-06 | Lucent Technologies Inc. | Technique for effectively communicating multiple digital representations of a signal |
-
2001
- 2001-03-23 EP EP01916721A patent/EP1275214B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-03-23 DE DE60129945T patent/DE60129945D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-03-23 WO PCT/US2001/009599 patent/WO2001073999A1/en active IP Right Grant
- 2001-03-23 KR KR1020027012633A patent/KR100804176B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-03-23 US US09/816,810 patent/US7173972B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-03-23 AT AT01916721T patent/ATE370566T1/de not_active IP Right Cessation
- 2001-03-23 JP JP2001571598A patent/JP4943619B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-03-23 AU AU2001243707A patent/AU2001243707A1/en not_active Abandoned
- 2001-05-11 TW TW090106930A patent/TWI225348B/zh not_active IP Right Cessation
-
2007
- 2007-01-10 US US11/621,940 patent/US7636400B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2009
- 2009-11-09 US US12/615,024 patent/US7924932B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
AU2001243707A1 (en) | 2001-10-08 |
US20020051498A1 (en) | 2002-05-02 |
US20100098183A1 (en) | 2010-04-22 |
US7636400B2 (en) | 2009-12-22 |
WO2001073999A1 (en) | 2001-10-04 |
JP2003529287A (ja) | 2003-09-30 |
KR100804176B1 (ko) | 2008-02-18 |
DE60129945D1 (de) | 2007-09-27 |
ATE370566T1 (de) | 2007-09-15 |
EP1275214A1 (en) | 2003-01-15 |
US7173972B2 (en) | 2007-02-06 |
EP1275214B1 (en) | 2007-08-15 |
KR20030017482A (ko) | 2003-03-03 |
US7924932B2 (en) | 2011-04-12 |
US20070274407A1 (en) | 2007-11-29 |
JP4943619B2 (ja) | 2012-05-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
TWI225348B (en) | Decoding system and method for digital communications | |
US7313750B1 (en) | Efficient soft decision demapper to minimize viterbi decoder complexity | |
US7660360B2 (en) | Peak-to-average power ratio reduction with threshold limited selection for coded OFDM systems | |
US7586991B2 (en) | Method and apparatus for calculating likelihood metric of a received signal in a digital communication system | |
Sadeghi et al. | Finite-state Markov modeling of fading channels-a survey of principles and applications | |
US8873684B2 (en) | BICM decoding in the presence of co-channel interference | |
US9331884B2 (en) | Method and apparatus for encoding and decoding for frequency and quadrature-amplitude modulation in wireless communication system | |
US20100034323A1 (en) | Signal decoding systems | |
US7590186B2 (en) | Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system receiver using low-density parity-check (LDPC) codes | |
US7979032B2 (en) | Estimating statistical properties of noise in modulated data carrier signals | |
CN112003807A (zh) | 一种基于fft的fsk信号软解调方法 | |
US9954657B2 (en) | Method and apparatus for estimating channel information | |
KR20140096559A (ko) | 무선 통신 시스템에서 주파수-직각 진폭 변조된 신호의 복호 매트릭 생성 방법 및 장치 | |
Baxley et al. | MAP metric for blind phase sequence detection in selected mapping | |
Baum et al. | A multicarrier transmission scheme for wireless local communications | |
US8107542B1 (en) | Soft decoding of coded bit-streams | |
Doosti-Aref et al. | Pairwise sequency index modulation with OTSM for green and robust single-carrier communications | |
Manhas et al. | Comparison of BER analysis in OFDM using linear and cyclic block codes for different digital modulation techniques | |
Garg et al. | Performance analysis of 1/2 code rate convolution encoded DWT-OFDM system with different modulation schemes | |
Ahmed | Modulation and Coding | |
Niu et al. | Threshold of LDPC coded BICM for Rayleigh fading: Density evolution and EXIT chart | |
Sirisha et al. | Barcode Modulation methods for data transformation between electronic devices by using Trellis code modulation | |
JP2006238332A (ja) | ディジタル信号の復調方法、及びディジタル信号の復調器 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees |