TW548892B - Synchronous rectification circuit - Google Patents

Description

548892 五、發明說明（1) 本發明涉及同步整電路（synchronous rectifier* circuit )，尤其涉及一種帶電荷自維持驅動電路的同步 整流電路。 同步整流技術已廣泛應用於低壓、大電流的直流對直 流變換器（DC-DC convertor)。由於低壓功率jjosFET管 (以下簡稱M0S管）的導通壓降遠小於二極體的正向壓 降，採用同步整流技術可以大大提高變換器的效率。由於 M0S管沒有反向阻斷的能力，因此必須在它的閘極加上控 制信號（control signal)控制它的通斷。在通常使用的正 激式直流到直流變換器中，為簡單起見，一般用變壓器 (transformer )的副邊繞組直接驅動M0S管。這時在占空比 (duty ratio)比較小的情況下，會出現續流的同步m〇s管 導通不足的問題。在這種情況下，負载電流會流過M〇S管 的體二極體，造成較大的損耗。為解決這一問題， International Rectifier 公司（IR)開發了專用晶片，用 鎖相迴路（phase-lock loop)的方法在副邊產生帶有延時 的驅動信號（drive signal)，以解決這一問題，並在1998 年申請了美國專利（US6026005)。但由於該技術要使用專 用晶片’並需要一定的週邊電路，因此這種方法的應用受 到一定限制。最近香港大學的謝雪飛（XIE Xuefei).等人 提出了同步整流M0S管閘極電荷自維持和副邊電流驅動的 方法。由於副邊電流驅動的方法需要用到電流互感器 (current transformer)，不適用於小型 >(匕的電源、，而且 在大電流輸出的情況下會帶來附加的損耗。閘極電荷自維

PD2089.ptd 第4頁 548892 五、發明說明（2) 持的方法電路比較簡單，但在驅動效果上有一定不足。由 於本發明與上述方法有一定相關性，下面較為詳細地描述 香港大學提出的閘極電荷自維持電路。 圖1疋香港大學提出的電荷自維持電路的基本原理。

圖1A是該自維持電路的電路示意圖。圖中，電容器C是同 步整流MOS管的閘極寄生電容（gate parasitic capacitance)，開關Sa是一輔助MOS管或電晶體，VI是驅 動信號。圖1 B是其工作波形圖，如圖所示，在10時刻以 前，開關（switch)Sa斷開，電容器（capacitor)c的初始電 壓為零，在tO時刻輸入信號VI為正，正向電流通過二極體 (diode)Dl對電容器C充電，並達到VI的幅值；在tl時刻輸 入信號VI變為零，二極體D1反偏截止。儲存在電容器C上 的電荷（electic charge)將維持V2的電壓不變。在t2時刻 開關Sa開始導通’電容器C上的電荷通過開關Sa放電，V2 的電壓下降到零。從圖1 B的波形可以看出，在士 1到12時刻 儘管驅動信號V1已經消失，同步整流μ 〇 s管仍能維持導 通0 圖2Α和圖2Β分別是帶有香港大學提出的電荷自維持電 路的正激直流到直流變換器的具體電路和工作波形圖。圖 2中，S是正激變換器的主開關，S1*S2是同步整流M〇s φ 管’Sa為輔助MOS管’它與二極體^ 一起用來實現同步整 流M0S管S2閘極驅動的電荷自維持功能。如圖2B，具體工 作過程如下： ~ 副邊電壓正向加在同 在10到11時刻，主開關s導通，

PD2089.ptd 第 頁 548892 五、發明說明（3) 步整流MOS管S1和辅助MOS管Sa上使之導通，輔助MOS管Sa 導通使同步整流MOS管S2閘極短路，MOS管S2截止，輸出電 流流經MOS管S1。 在11時刻，主開關S關斷，勵磁電流流向磁重定電路 MR。同步整流MOS管S1、輔助MOS管Sa因閘極反偏而截止， 而變壓器T的副邊電壓反向通過二極體D1對MOS管S2閘極充 電使其導通，這樣輸出電流由MOS管S1轉向MOS管S2流通。 在t2時刻，變壓器T重定過程結束，副邊電壓變為 零，輔助MOS管Sa仍處截止狀態。由於二極體D1反偏，MOS 管S2閘極電荷維持不變，MOS管S2繼績導通。 在tO’時刻，變壓器T副邊電壓變為正，輔助MOS管Sa 導通使MOS管S2閘極電容放電，並使MOS管S2截止，MOS管 S 1因副邊正向電壓而導通，新的開關周期開始，重復上述 過程。 上述電路的主要問題在同步整流M0S管S2的關斷過 程。當變壓器T副邊電壓上正下負的時候，M0S管S1和辅助 M0S管Sa同時導通，M0S管S2的關斷要等到其閘極電壓被辅 助M0S管Sa放電至開通閾值電壓以下，即M0S管S2的關斷要 滯後M0S管S1的開通，M0S管S1和S2有一個共態導通的時 間，造成導通損耗增加。另外M0S管S2截止時，閘極通過 輔助M0S管Sa至零電位’而同步整流M0S管的閘極導通電壓 一般比較低（2^3 V ) ’所以容易受到外界干擾，也會 造成共態導通的問題。 因此，本發明的目的在於提供一種帶有電荷自維持電

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步二流電路，能夠克服上述的同步整流管同時導通 的缺點，並且在電路結構上更加簡單。 根據本發明的上述目的，本發 个货啊徒供的同步整流電 壓進；=繞組和副邊繞組組成的…，用於對輸入電 .一對同步整流MOS管’用於對變壓器的輸出進行整 流， 還包括一個輔助MOS管，所述輔助M〇s管閘與述 -對同步整流刪管之-的閉極連接，並連接到所述與副邊I 繞組的正同名端，所述輔助M〇s管的源極與所述一對同步 整流MOS管之一的漏極連接，並連接到所述副邊繞組的負 同名端，所述輔助MOS管的漏極與所述一對同步整流M〇s管 之另一的閘極連接。 在本發明提供的另一個實施例中，本發明的同步整流 電路，還包括一個驅動繞組，所述驅動繞組的正同名端與 所述原邊繞組的正同名端具有相同的溫性，且具有一個抽 頭；所述輔助MOS管的閘極與所述一對同步整流M〇s管之一 的閘極連接，並連接到所述驅動繞組的正同名端上，所述 輔助MOS管的源極連接到所述驅動繞組的負同名端上，所 <瞻 述一對同步整流Μ 0 S管之另一的源極連接到所述驅動繞組 的抽頭上。 本發明的其他目的、效果和優點通過下面對較佳實施 例的描述將變得更為明顯，附圖中：

PD2089.ptd 第7頁 548892 五、發明說明（5) 圖1是香港大學提出的電荷自維持電路的基本原理， 其中，圖1A是該自維持電路的電路示意圖，圖1B是其工作 波形圖； 圖2A和圖2B分別是帶有香港大學提出的電荷自維持電 路的正激直流到直流變換器的具體電路和工作波形圖； 圖3示出了本發明的同步整流電路中包含的電荷自維 持電路的基本原理；其中圖3A是該電荷自維持電路的電路 示意圖，圖3B是其工作波形圖； 圖4示出了包含有本發明的同步整流電路的正激變換 器的電路圖，其中，圖4A是包含有本發明的同步整流電路 的正激變換器的電路結構圖；圖4B是本發明的同步整流電 路的工作波形圖； 圖5示出了包含有本發明的同步整流電路的另一個實 施例的正激變換器的電路圖； 圖6示出了本發明的同步整流電路的一個特例； 圖7示出了在圖6所示的特例上的改進； 圖8至圖10示出了具有本發明的同步整流電路的雙管 正激變換器的電路結構。 圖3示出了本發明的同步整流電路中包含的電荷自維 持電路的基本原理。其中圖3A是該電荷自維持電路的電路 示意圖，圖3B是其工作波形圖。在10時刻以前，開關Sa斷 開，電容器C的初始電壓為VI的低電平值；在to時刻輸入 信號VI變為高電平，正向電流通過二極體D1對電容器C充 電9並達到VI的南電平幅值；在tl時刻輸入信號VI變為低

PD2089.ptd 第8頁 548892 五、發明說明（6) 電平，二極體D1反偏截土。儲存在電容器C上的電荷將維 持V2的電壓不變。在t2時刻開關Sa導通，電容器c上的電 荷通過開關Sa放電，V2的電麼下降到VI的低電平值。如果 電容器C是同步整流MOS管的閘極寄生電容，Sa是一輔助 MOS管或電晶體，VI是驅動信號，從圖3B的波形可以看 出，在11到12時刻儘管驅動信號已經消失，同步整流MOS 管仍能維持導通。如果VI的低電平為負值，就可以加速同 步Μ 0 S管的關斷過程。減少或避免共態導通的問題。 下面結合圖4描述本發明的同步整流電路的一個實施 例。為便於描述其工作原理，圖4示出了包含有本發明的 同步整流電路的正激變換器的電路圖。在圖4中，圖4Α是 包含有本發明的同步整流電路的正激變換器的電路結構 圖；圖4Β是本發明的同步整流電路的工作波形圖。 如圖4Α所示，變壓器Τ由原邊繞組Tin、副邊繞組Tout 和驅動繞組T d r 〇 u t構成，驅動繞組T d r 〇 u t帶有一個抽頭。 原邊繞組T i η的正同名端接到電源正極’副邊繞組τ 〇 u t和 驅動繞組Tdrout的正同名端與原邊繞組Tin正同名端具有 相同的極性。Sl， S2是同步整流M0S管，整流M0S管Sl，S2 的源極（s極）彼此相連，並與驅動繞組Tdrout的抽頭相 連，整流M0S管S1的漏極（d極）與副邊繞組Tout的負同 丨® 名端相連，整流M0S管S1的閘極（g極）與驅動繞組Tdrout 的正同名端相連，整流MOS管S2的漏極（d極）與副邊繞組

Tout的正同名端相連，整流M0S管S2的閘極（g極）與輔助 M0S管Sa的漏極（d極）相連，輔助M0S管Sa的源極（s極）

PD2089.ptd 第9頁 548892 五、發明說明（7) 與驅動繞組Tdrout的負同名端相連，輔助MOS管Sa的閘極 (d極）與驅動繞組Tdrout的正同名端相連。該驅動電路 的工作過程如下： 在tO到tl時刻，主開關S導通，驅動繞組Tdrout的電 壓正向加在整流M0S管S1和輔助M0S管Sa的閘極上使之導 通，輔助Μ 0 S管S a導通使整流Μ 0 S管S 2的閘極接到驅動繞組 Tdrout負同名端，反相電壓加在整流M0S管S2閘極上，整 流M0S管S2處於截止狀態，輸出電流流經整流M0S管S1。 在11時刻，主開關S關斷，勵磁電流流向磁重定電路 MR。整流M0S管S1和輔助M0S管Sa的閘極電壓反向，整流 M0S管S1和輔助M0S管Sa截止。驅動繞組Tdrout的負同名端 變為正電壓，並通過輔助M0S管Sa的體二極體對整流M0S管 S2閘極充電使其導通，這樣整流M0S管S2導通，輸出電流 由整流M0S管S1轉向整流M0S管S2。 在t2時刻，變壓器T重定過程結束，驅動繞組Tdrout 電壓變為零，由於輔助MOS管Sa截止，並且輔助MOS管Sa的 體二極體反偏，整流M0S管S2閘極電荷無放電回路，電壓 維持不變，整流M0S管S2繼續導通。 在tO’時刻，主開關S導通，驅動繞組Tdrout的電壓正 向加在整流M0S管S1和輔助M0S管Sa上使之導通，輔助M0S 管Sa導通使驅動繞組Tdrout的負向電壓加到整流M0S管S2 閘極使其截止，新的開關周期開始，重復上述過程。 由於有負電壓加在整流M0S管S2閘極，整流M0S管S2的 在關斷過程加快，從而減少了整流M0S管S1和S2共態導通

PD2089.ptd 第10頁 548892 五、發明說明（8) 的時間。同樣由於負電壓加在整流M〇s管S2閘極上，增加 了整流MOS管S2的抗干擾能力，使驅動電路更加穩定可 靠。 由於同步整流MOS管S2的關斷總是存在一定的延時， 祭流MOS管S1和S2可能存在一定的共態導通時間。為了避 免整流MOS管S1和S2共態導通帶來的額外損耗，在本發明 的另一個實施例中，可以在變壓器T的副邊繞組Tout上串 入一個飽和電感器L s，以限制共態導通帶來的電流尖峰， 從而降低導通損耗。具體電路結構如圖5所示。 圖6示出了本發明的同步整流電路的一個特例。當圖4 所示的同步整流電路中的變壓器T的副邊繞組Tout的電壓 與M0S管的驅動電路比較接近的情況下，可以直接用副邊 繞組Tout的輸出驅動同步整M0S管S1和S2。這樣可以省去 驅動繞組Tdrout。其中，整流M0S管S1和輔助M0S管Sa的閘 極（g極）連接到副邊組Tout的正同名端，輔助M0S管Sa的源 極（s極）連接到副邊繞組Tout的負同名端，其他連接不 變。其工作過程與圖4的電路基本類似。 與上同理，在圖6所示的特例中，也可以在變壓器T的 副邊繞組Tout上串接一個飽和電感器Ls，以限制共態導通 帶來的電流尖峰，如圖7所示。 圖4至圖7的實施例是以單管正激變換器為例子來描述 本發明的同步整流電路。同樣，本發明的同步整流電路也 可以應用于雙管正激變換器。圖8至圖10示出了具有本發 明的同步整流電路的雙管正激變換器的電路結構，其中圖

PD2〇89.ptd 第 11 頁 548892 五、發明說明（9) 8 —圖1 0分別與圖4、5和圖7相對應。 上面已具體地詳細描述了本發明的各個較佳實施例， 但是應當理解，上述這些並不是對本發明的範圍的限制。 對於本技術領域的一般人員來說，可以在不脫離本發明的 精神的情況下，作出種種變化。因此，本發明的範圍應由 所附申請專利範圍來決定。

PD2089.ptd 第12頁 548892 圖式簡單說明 PD2089.ptd 第13頁

Claims (1)

1. 548892 六、申請專利範圍 a.P 1、 一種同步整流電路’包含 由原邊繞組和副邊繞組組成的變壓器’用於對輸入電 壓進行變壓； 一對同步整流Μ 0 S管，用於對變壓器的輸出進行整流； 其特徵在於’還包括一個輔助MOS管’所述輔助MOS管 的閘極與所述一對同步整流MOS管之一（S1)的閘極連 接，並連接到所述副邊繞組的正同名端，所述輔助MOS 管的源極與所述一對同步整流MOS管之一（S1)的漏極連 接’並連接到所述副邊繞組的負同名端，所述輔助MOS 管的漏極與所述一對同步整流MOS管之另一（S2)的閘極 # 連接。 2、 如申請專利範圍丨所述的同步整流電路，其特徵在於， 還包括一個驅動繞組，繞制在所述變壓器上，所述驅 動繞紐的正同名端與所述原邊繞組的正同名端具有相 同的極性，且具有一個抽頭；所述輔助MOS管的閘極與 所述一對同步整流MOS管之一（S1)的閘極連接，並連接 到所述驅動繞組的正同名端上，所述輔助M〇s管的源極 連接到所述驅動繞組的負同名端上，所述一對同步整 流MOS管之另一（s 2 )的源極連接到所述驅動繞組的抽頭 上。 3 3、 如申請專利範圍1或2所述的同步整流電路，其特徵在 於，在所述副邊繞組上還串接一個飽和電感器。

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