TW202337128A - 多爾蒂功率放大器 - Google Patents

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Abstract

所揭示者係一種放大器，其具有經組態為一共射極載波功率級之一載波放大器及經組態為一共射極峰值功率級之一峰值放大器。進一步包括功率可調適偏壓電路系統，其經耦接在該載波放大器與該峰值放大器之間，其中該功率可調適偏壓電路系統經組態以感測該共射極載波功率級之直流基極電壓，以及產生控制電流，該等控制電流回應於該共射極載波功率級的該當前基極電壓解偏該共射極載波功率級。

Description

多爾蒂功率放大器
本揭露係關於用於最大化線性功率及功率回退效率的放大器結構。
具有以C類偏壓之峰值放大器(pPA)之基於傳統的雙極接面電晶體(BJT)之多爾蒂功率放大器無法純粹地基於射頻(RF)自調節而在峰值功率範圍內將其基極偏壓電壓顯著地拉高。結果，導因於不足的pPA增益、不足的pPA輸出功率、及因此弱負載調變，在相同的等效負載線下，與習知的差動式功率放大器相比，基於BJT的多爾蒂放大器顯示降低的P1dB（1 dB壓縮處的輸出功率）。雖然可藉由提高偏壓以將傳統多爾蒂pPA移入B類或AB類而非C類來回復功率損失，偏壓提高的顯著代價係功率回退(PBO)效率損失。簡而言之，當pPA具有傳統的固定偏壓時，實際的多爾蒂功率放大器設計必須權衡峰值輸出功率與PBO效率。
使用晶粒上或晶粒外功率偵測器方法的各種方法通常無法充分地減少性能權衡。除了所添加的功率偵測器以外，先前方法亦需要一些封包整形電路以最佳化偏壓控制曲線。欲在功率放大器晶粒的RF性能不降級的情況下將所報告的方法整合在晶粒上係具挑戰性的。此外，功率偵測器常需要長電阻電容(RC)時間常數，其不適於具有100 MHz或更高的RF頻寬之現代信號。因此，需要新的多爾蒂放大器結構以改善峰值輸出功率對PBO效率。
相關申請案 本申請案主張2022年3月10日提出申請之臨時專利申請案序號第63/318,504號和2023年2月2日提出申請之非臨時專利申請案序號第18/163,575號的權益，其揭露全文係以引用方式併入本文中。
所揭示者係一種放大器，其具有經組態為一共射極載波功率級之一載波放大器及經組態為一共射極峰值功率級之一峰值放大器。進一步包括功率可調適偏壓電路系統，其經耦接在該載波放大器與該峰值放大器之間，其中該功率可調適偏壓電路系統經組態以感測該共射極載波功率級之直流基極電壓，以及產生控制電流，該等控制電流回應於該共射極載波功率級的該當前基極電壓解偏該共射極載波功率級。
在另一態樣中，為了額外優點，可各別地或共同地組合前述態樣之任何者及/或如本文所述之各種分開的態樣及特徵。除非本文指出相反，否則如本文所揭示之各種特徵及元件中之任一者可結合一或多個其他已揭示之特徵及元件。
本領域中具有通常知識者應當瞭解本發明之範疇，並在讀取與附圖式相關的以下較佳實施例之詳細描述之後，瞭解其額外態樣。
下文闡述之實施例表現出使本領域中具有通常知識者實行實施例及繪示實行實施例之最佳模式的必需資訊。鑒於附圖圖式，本領域中具有通常知識者當讀到以下描述時，將理解本揭露之概念且將辨認此等概念之應用，即使本文未具體提及。應理解，此等概念及應用係屬於本發明及其所附申請專利範圍的範圍。
將理解，儘管本文可使用第一、第二等用語來描述各種元件，但此等元件不應受此等用語限制。此等術語僅用於區分元件與另一種元件。例如，第一元件可稱作第二元件，且類似地，第二元件可稱作第一元件，而不偏離本揭露的範疇。如本文中所使用，用語「及/或(and/or)」包括相關聯之列出項目之一或多者的任何及所有組合。
將理解，當將諸如層、區域、或基材之元件稱為在另一元件「上」或延伸至另一元件「上」時，該元件可直接在另一元件上或直接地延伸至另一元件上，或者亦可存在中介元件。反之，當將元件稱為「直接」在另一元件「上」或「直接」延伸至另一元件「上」時，則沒有中介元件存在。同樣地，將理解，當將諸如層、區域、或基材之元件稱為在另一元件「上方」或在另一元件「上方」延伸時，該元件可直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸，或者亦可存在中介元件。反之，當將元件稱為「直接」在另一元件「上方」或「直接」在另一元件「上方」延伸時，則沒有中介元件存在。亦將理解，當將元件稱為經「連接」或「耦接」至另一元件時，該元件可直接連接或耦接至另一元件，或者可存在中介元件。反之，當將元件稱為經「直接連接」或「直接耦接」至另一元件時，則沒有中介元件存在。
相對用語（諸如「下方」、或「上方」、或「上部」、或「下部」、或「水平」、或「垂直」）在本文中可用以描述一個元件、層、或區域對另一元件、層、或區域的關係，如圖式中所繪示者。應理解，除了圖式中所描繪的方位之外，此等用語及上述所討論之用語係意欲涵蓋裝置之不同方位。
本文中所使用的專門用語僅用於描述具體實施例的目的，而非意欲限制本揭露。如本文中所使用，除非上下文另有清楚的指示，單數形式「一(a/an)」及「該(the))」亦意欲包括複數形式。進一步將理解，當在本文中使用時，用語「包含(comprises/comprising)」及/或「包括(includes/including)」列舉所述之特徵、整數、步驟、操作、元件、及/或組件的存在，但並未排除一或多個其他特徵、整數、步驟、操作、元件、組件、及/或其等之群組的存在或添加。
除非另有定義，本文中所使用的所有用語（包括技術及科學用語）與在本揭露所屬之技術領域中具有通常知識者一般所理解的具有相同意義。進一步將理解，本文中所使用的用語應解譯為具有與其等在本說明書之上下文及相關技術中的意義一致的意義，且除非在本文中特意地如此定義，否則將不以理想化或過度正式的意思解譯。
實施例在本文中參考本揭露的實施例的示意圖來描述。因此，該等層及元件之實際尺寸可不同，且由於例如製造技術及/或公差，導致圖示之形狀有所變化是可預期的。例如，繪示或描述為方形或矩形的區域可具有圓形或彎曲特徵，且顯示為直線的區域可具有一些不規則。因此，圖式中所繪示之區域為示意性，且其形狀並非意欲繪示裝置之區域的精確形狀，且並非意欲限制本揭露之範圍。此外，結構或區域的尺寸可相對於其他結構或區域誇大以用於例示性目的，且因此，其係提供以例示本技術特徵之一般結構，且可或可不按比例繪製。 圖式之間的共同元件可在本文中以共同元件編號顯示，且可不隨後重新描述。
本揭露係關於用於基於雙極接面電晶體之多爾蒂功率放大器之自動功率可調適偏壓(PAB)電路系統及方法。可調適PAB電路系統及方法係基於感測載波放大器(cPA)直流基極電壓，其已從射頻調節並與信號基頻封包成反比。實施例包含跨導電路以導出遵循信號基頻封包的控制電流及縮放該控制電流。此控制電流接著係用以將峰值放大器(pPA)解偏成處於低至中動態功率區域處的深C類操作，從而最小化多爾蒂功率放大器在功率回退(PBO)處的電流消耗。在峰值功率區域操作下，自動PAB電路系統將pPA偏壓提高至高達淺C類或甚至AB類，以透過更強的負載調變使pPA輸出功率及cPA輸出功率兩者升高。根據本揭露之自動PAB電路系統及方法允許相同的多爾蒂功率放大器設計藉由工程設計pPA斜升速率來達成最高PBO效率及最大線性輸出功率兩者。另一重要優勢係排除對傳統之基於功率偵測器的方法所需之具有大電容之電容器的需求，且因此，多爾蒂功率放大器對封包追蹤的反應更快。多爾蒂功率放大器反應之現有的時間常數係＜1奈秒，而24奈秒的延遲對於傳統的多爾蒂放大器反應時間可係一般的。此外，根據本揭露之實施例係緊密地整合至多爾蒂功率放大器中，且因此嚴密地追蹤多爾蒂功率放大器的溫度。
圖1係描繪根據本揭露構成之差動式多爾蒂功率放大器10的示意圖。多爾蒂功率放大器10係經設計用於使用砷化鎵(GaAs)異質接面雙極電晶體(HBT)製程之n40及n41頻帶中的5G手持式傳輸(TX)系統。多爾蒂功率放大器10具有兩功率放大級，其中第一級12係單端型且第二級14係差動端型。指定的連續波1-dB增益壓縮功率目標在標記為ANT的天線埠16處係33.5 dBm。功率可調適偏壓(PAB)電路系統18（在圖1中顯示為功率可調適偏壓正(PABP)電路系統20及功率可調適偏壓負(PABN)電路系統22）係根據本揭露在不改變功率放大器單元傳統偏壓網路的情況下添加。
第一級12具有標記為RFIN的射頻(RF)信號輸入24。90°分流器26係經組態以引導抵達RF信號輸入24處之RF信號的第一部分進入載波信號路徑，並引導RF信號的第二部分進入峰值信號路徑。載波信號路徑包括載波驅動電晶體Q1及載波輸入匹配網路28，該載波輸入匹配網路經耦接在90°分流器26的載波分流器輸出30與載波驅動電晶體Q1的第一驅動基極32之間。經耦接至第一驅動基極32的載波驅動偏壓產生器34係經組態以提供用於載波驅動電晶體Q1之實質上固定的偏壓。第一耦接電容器C1係耦接在載波驅動電晶體Q1的第一驅動集極36與第一驅動輸出38之間。載波驅動電晶體Q1的第一驅動射極40係耦接至在此例示性實施例中經接地之固定電壓節點G1。峰值信號路徑包括峰值驅動電晶體Q2及峰值輸入匹配網路42，該峰值輸入匹配網路經耦接在90°分流器26的峰值分流器輸出44與峰值驅動電晶體Q2的第二驅動基極46之間。經耦接至第二驅動基極46的峰值驅動偏壓產生器48係經組態以提供用於第二驅動電晶體Q2之實質上固定的偏壓。第二耦接電容器C2係耦接在峰值驅動電晶體Q2的第二驅動集極50與第二驅動輸出52之間。峰值驅動電晶體Q2的第二驅動射極54係耦接至固定電壓節點G1。
第二級14包括第一載波功率電晶體Q3，其經組態以放大採取載波路徑之RF信號的正部分。第三耦接電容器C3係耦接在正載波輸入56與正載波基極58之間。第一載波功率電晶體Q3的正載波射極60係耦接至固定電壓節點G1。正載波集極62係經由第一四分之一波長輸入66耦接至四分之一波長變壓器64。第二級14進一步包括第二載波功率電晶體Q4，其經組態以放大採取載波路徑之RF信號的負部分。第四耦接電容器C4係耦接在負載波輸入68與第二載波功率電晶體Q4的負載波基極70之間。負載波射極72係耦接至固定電壓節點G1。負載波集極74係經由第二四分之一波長輸入76耦接至四分之一波長變壓器64。載波功率偏壓產生器78係耦接在正載波基極58與負載波基極70之間。載波偏壓產生器78係經組態以將實質上固定的偏壓提供至第一載波功率電晶體Q3及第二載波功率電晶體Q4兩者。載波信號變壓器80係在載波信號路徑內耦接在第一級12與第二級14之間。載波信號變壓器80具有一次線圈82，其經耦接在第一驅動輸出38與固定電壓節點G1之間。載波信號變壓器80具有二次線圈84，其經耦接在正載波輸入56與負載波輸入68之間。
第二級14進一步包括第一峰值功率電晶體Q5，其經組態以放大採取峰值路徑之RF信號的正部分。第五耦接電容器C5係耦接在正峰值輸入86與正峰值基極88之間。第一峰值功率電晶體Q5的正峰值射極90係耦接至固定電壓節點G1。正峰值集極92係耦接至正輸出94，其進一步經耦接至四分之一波長變壓器64的第一四分之一波長輸出98。來自正載波電晶體Q3及正峰值電晶體Q5之放大信號在正輸出94處經加總在一起。
第二級14進一步包括第二峰值功率電晶體Q6，其經組態以放大採取峰值路徑之RF信號的負部分。第六耦接電容器C6係耦接在負峰值輸入100與第二峰值功率電晶體Q6的負峰值基極102之間。負峰值射極104係耦接至固定電壓節點G1。負峰值集極106係耦接至負輸出108，其進一步經耦接至第二四分之一波長輸出110。來自正峰值電晶體Q5及負峰值電晶體Q6之放大信號在負輸出108處經加總在一起。
峰值功率偏壓產生器112係耦接在正峰值基極88與負峰值基極102之間。峰值功率偏壓產生器112係經組態以將實質上固定的偏壓提供至第一峰值功率電晶體Q5及第二峰值功率電晶體Q6兩者。峰值信號變壓器114係在峰值信號路徑內耦接在第一級12與第二級14之間。峰值信號變壓器114具有一次線圈116，其經耦接在第二驅動輸出52與固定電壓節點G1之間。峰值信號變壓器114具有二次線圈118，其經耦接在正峰值輸入86與負峰值輸入100之間。平衡不平衡變壓器(Balun) 120具有平衡側線圈122，其經耦接在正輸出94與負輸出108之間。平衡側線圈122具有供應分接頭124，其經耦接至供應電力至正載波電晶體Q3、負載波電晶體Q4、正峰值電晶體Q5、及負峰值電晶體Q6的供應電壓源VCC。旁路電容器C7係耦接在供應分接頭124與固定電壓節點G1之間。不平衡側線圈126係耦接在天線埠16與固定電壓節點G1之間。
在操作中，經耦接在正載波電晶體Q3的正載波基極58與正峰值電晶體Q5的正峰值基極88之間的PABP電路系統20係經組態以感測正載波電晶體Q3的直流基極電壓以及產生第一控制電流，該第一控制電流回應於正載波電晶體Q3的直流基極電壓而解偏正峰值電晶體Q5。此外，經耦接在負載波電晶體Q4的負載波基極70與負峰值電晶體Q6的負峰值基極102之間的PABN電路系統22係經組態以感測負載波電晶體Q4的直流基極電壓以及產生第二控制電流，該第二控制電流回應於負載波電晶體Q4的直流基極電壓而解偏負峰值電晶體Q6。
圖2A至圖2D及圖2E至圖2H顯示PAB（虛線）在兩個極端pPA偏壓方案下與傳統的多爾蒂功率放大器（實線）相比的優勢。在圖2A至圖2D中，具有以C類偏壓之pPA的傳統多爾蒂功率放大器無法在峰值功率範圍中顯著地拉高其基極偏壓電壓。結果，導因於不足的pPA功率輸出且因此較弱的負載調變，其與習知的差動式功率放大器（細短虛線）相比顯示~2.5 dB P1dB的功率損失。在PAB的幫助下，多爾蒂功率放大器可以小量功率回退(PBO)效率的代價回復P1dB功率。
圖2E至圖2H採取與傳統多爾蒂功率放大器偏壓不同的方法。pPA係以深AB類而非C類偏壓，升高pPA增益及總體輸出功率。但與經調適偏壓的多爾蒂相比，隨之而來的顯著代價係PBO效率損失。總結圖2A至圖2D及圖2E至圖2H的方案，雖然可操縱pPA偏壓以最大化P1dB或PBO效率，兩者均不可行。PAB允許多爾蒂功率放大器在相同設計中達成兩者。導因於許多通訊頻帶多工的高損失對於滿足現代4G/5G前端模組的功率及最大效率要求係關鍵的。
自動功率可調適偏壓的一個關鍵係在第一級12及第二級14內找出經調節的直流(DC)信號，其係關於經調變信號驅動下的瞬時RF功率。對於基於雙極的功率放大器，經調節的基極電壓與此RF功率成反比，如在圖2B及圖2F中由載波功率放大器(cPA)之經調節Vbe圖所繪示者。當RF功率入射在電晶體的基極-射極二極體上時，導因於二極體的指數I/V曲線，隨著RF功率增加，二極體的DC偏壓電流增加，但DC偏壓電壓減小。藉由感測此基極-射極電壓，可建立根據本揭露之電路以產生在較低功率區域中從pPA偏壓電路減去的電流。在較高功率區域中，電流減法減少或停止，其有效地拉高pPA偏壓。此加速功率驅動期間的pPA斜升速率而不在PBO處犧牲pPA電流消耗或總體效率。
如圖3所示之基於以共射極模式雙極裝置感測功率放大器基極電壓及縮放控制電流的偏壓調適方法係施加至多爾蒂功率放大器10的差動端型版本，該功率放大器係以矽(Si)、GaAs、矽鍺(SiGe)、或磷化銦(InP)雙極接面電晶體製造製程製造。構成多爾蒂放大器10的電晶體在雙極互補金氧半導體(BiCMOS)製程中可係n型金氧半導體(NMOS)裝置。電晶體在雙極場效電晶體(BiFET)製程中亦可係n型場效電晶體(NFET)裝置。
圖3係根據本揭露之多爾蒂功率放大器10的區段之一例示性實施例的示意圖。具體地，圖3描繪PAPB電路系統20之一例示性實施例，其具有感測電晶體QS1，該電晶體具有感測基極128、感測集極130、及感測射極132。感測電阻器R SENSE1係耦接在正載波基極58與感測基極128之間。濾波電容器C FILT1係耦接在感測基極128與固定電壓節點G1之間。隔離電阻器R ISO1係耦接在感測集極130與正峰值基極88之間。感測射極132係耦接至固定電壓節點G1。在例示性實施例中，感測電晶體QS1係異質接面雙極電晶體。雖然圖3描繪PABP電路系統20，但PABN電路系統22係相同地構成，其中感測電阻器R SENSE1經耦接在負載波基極70與感測基極128之間。而且，在PABN電路系統22中，隔離電阻器R ISO1係耦接在感測集極130與負峰值基極102之間。方程式(1)、(2)、及(3)支配pPA基極電流與所感測的cPA基極電壓之間的關係： (1) (2) ，                      (3) 其中 係HBT裝置正向電流增益(=105)， 係單位電子電荷， 係電晶體理想因子， 係Boltzman常數， 係裝置接面溫度，且 係用於感測電晶體QS1之共射極裝置飽和電流。
須注意，方程式(3)係超越函數，其禁止兩變數之關係的淨封閉形式。感測電阻器R SENSE1及濾波電容器C FILT1形成低通濾波器，以拒絕RF功率注入感測電晶體QS1中。由於其顯著地使通過PAB路徑的RF增益衰減，此幫助減少RF雜訊及維持穩定性。如所設計，基於模擬，發現低通濾波器時間常數=R SENSE1（=600歐姆）*C FILT1(=1 pF)=0.6 nS係充足的。此極短延遲時間保證PAB將具有充足的速度以處理5G信號封包頻寬，其在n41頻帶中可等同於100 MHz。隔離電阻器R ISO1用於在RF處隔離電晶體QS1與pPA最終級的目的，使得其不會意外地解諧pPA基極阻抗。取決於操作頻率、感測電晶體QS1的大小、及裝置技術，可不需要隔離電阻器R ISO1。
欲顯示PAB的效應，圖4A繪示PAB內的模擬電流消耗如何隨著輸入功率驅動增加而減小。Idebias及Isense以縮放因子ß彼此追蹤。圖4B顯示多爾蒂功率放大器10之第二級偏壓電壓，以虛線顯示有PAB且以實線顯示沒有PAB。導因於可調適偏壓，pPA調節基極電壓拉高的速度遠比在高Pin驅動區域中沒有PAB之傳統的多爾蒂功率放大器快。圖4C顯示第二級基極偏壓電流(Ibb)。因此，pPA偏壓電流(Ibb)在PAB的幫助下以快許多的速度拉高。同樣須注意，cPA調節偏壓電流(Ibb)亦增加。此係導因於來自使用PAB之較強的負載調變之較高的cPA輸出功率，如圖4D所示者。在低功率區域中，pPA在兩多爾蒂功率放大器中係以C類偏壓。對於實例實施方案中所用的GaAs HBT，Vbe接通臨限在Tambient=25 °C下係大約1.2 V。
欲應對關於PAB在雜訊上的影響之可能的擔憂，僅功率放大器頻帶30 (B30)接收(RX)頻帶雜訊功率係作為最壞情況進行模擬，因為其靠近TX-RX的頻率分隔。圖5顯示RxNP在有PAB的情況下有稍微降級；然而，在功率放大器輸出處僅係1至1.5 dB。在多工器設計於拒斥方面稍微改善的情況下，B30接收頻帶雜訊功率(RxNP)在天線埠16處應係類似的。
亦在天線處就電壓駐波比(VSWR)=6:1於連續波大信號驅動下分析傳輸穩定性。在圖6A及圖6B中，於負載經設定為50 ohm的情況下，首先從輸入功率掃掠發現輸入功率Pin=-5 dBm係最糟的值。接下來，在將Pin固定在-5 dBm的情況下，將VSWR設定為6:1，且負載相位角係在天線處以30度步距從0掃掠至330度。Winslow穩定性探針係放置在多爾蒂功率放大器內的五個不同位置處以分析所有迴路。圖6A及圖6B中的不同分開曲線對應於來自各探針位置的結果。兩電路均由於無包圍圖原點的迴轉差異跡線而滿足穩定性基準。PAB多爾蒂放大器顯示穩定性裕度的稍微降級。此係導因於與峰值驅動區域處之較高偏壓電流相關聯之較高的本質電晶體裝置增益，如圖4C所示者。
經可調適偏壓的多爾蒂功率放大器之溫度掃掠性能係呈現在圖7A及圖7B中。-20 °C、25 °C、及85 °C的溫度係使用ADS電熱模擬器模擬以檢查RF性能漂移。如圖7B所示，多爾蒂功率放大器增益及PAE就溫度而言表現得非常好。此係使用根據本揭露之簡單的功率可調適偏壓及使得其佈局非常靠近相同晶粒上的cPA最終級的結果。導因於實體近接性，共射極裝置嚴密地追蹤cPA最終級溫度。
如圖8所示之基於感測功率放大器基極電壓及使用電流鏡縮放控制電流之偏壓調適方法係施加至Si、GaAs、SiGe、或InP BJT製程中之差動端型多爾蒂功率放大器。電流鏡可在BiCMOS製程中以成對的NMOS或在BiFET製程中以成對的NFET實施。
圖8顯示根據本揭露之一替代實施例，其藉由利用包括參考電晶體QREF1及鏡電晶體QMIR1的電流鏡134。使用電流鏡134的優勢在於設計者可以射極面積比率M控制Idebias對Isense的縮放比率，其提供更多設計彈性以最佳化功率放大器性能。方程式(4)及超越方程式(5)支配Idebias對cPA基極電壓的關係： (4) ，                (5) 其中 係參考二極體飽和電流，且 係電流鏡比率=射極面積比率。
圖9A至圖9D顯示根據本揭露之用於共射極HBT實施例對電流鏡實施例(m = 10.6)的多爾蒂功率放大器性能。由於Idebias縮放因子mß/(1+m+ß)低於方程式(2)中的ß，此實施例顯示較不陡峭的pPA偏壓斜升速率。低功率區域pPA偏壓差異係導因於不同的偏壓策略以最佳化各功率放大器性能。總體而言，多爾蒂功率放大器性能在兩方法之間係類似的，其中功率附加效率在峰值功率區域中稍有差異。
根據本揭露之功率可調適偏壓之運算放大器輔助實施例係顯示於圖10中。運算放大器136驅動感測電晶體QS1的基極以等化V1及V2（方程式6），因為其具有幾乎無限的電壓增益。二極體連接電晶體DS1係耦接在感測電阻器R SENSE1與經耦接至固定電壓節點G1的第一射極電阻器RE1之間。運算放大器136的正輸入係耦接至二極體連接電晶體DS1與感測電阻器R SENSE1之間的節點。第一電壓V1係由正輸入感測。第二射極電阻器RE2係耦接在感測電晶體QS1的感測射極132與固定電壓節點G1之間。運算放大器136的輸出係耦接至感測電晶體QS1的感測基極128。負輸入係耦接至感測射極132與第二射極電阻器RE2之間的節點。第二電壓V2係由負輸入感測。第一射極電阻器RE1及第二射極電阻器RE2設定方程式7中的電流縮放比率。運算放大器可以雙極電晶體、互補金氧半導體、或場效電晶體製造製程實施。 (6) (7)
共射極功率可調適偏壓之分散式電阻器網路實施方案係顯示在圖11中。導因於每一級時常使用多個單元，此實施方案在功率放大器中係實用的。各具有電阻值cRsense之載波感測電阻器cR SENSE1至cR SENSE -N係部分或完全地整合至功率級中，其中有效Rsense=Rsense1＋cRsense/N，其中N係功率級中之單位單元裝置的數目。隔離電阻器pR ISO1至pR ISO -N各具有pR ISO的電阻值，且係分散至功率級。有效總Riso=pRiso/N。
第一載波偏壓輸入138係通過第一載波基極電阻器cR bb1耦接至正載波基極58。第N載波偏壓輸入138-N係耦接至第N載波基極58-N。載波功率偏壓產生器78（圖1）可通過第N載波偏壓輸入138-N耦接至正載波基極58，以通過Q3-N偏壓第一載波功率電晶體Q3。
第一峰值偏壓輸入140係通過第一峰值基極電阻器pR bb1耦接至正峰值基極88。第N峰值偏壓輸入140-N係耦接至第N峰值基極88-N。峰值功率偏壓產生器112（圖1）可通過第N峰值偏壓輸入140-N耦接至正峰值基極88，以通過Q5-N偏壓第一峰值功率電晶體Q5。
共射極功率可調適偏壓之全分散式網路實施方案係顯示在圖12中。感測電阻器R SENSE1、濾波電容器C FILT1、及感測電晶體QS1係整合至每一單元的cPA功率級中。Rsio係分散至pPA功率級。
電流鏡功率可調適偏壓之分散式電阻器網路實施方案係顯示在圖13中。導因於每一級時常使用多個單元，此實施方案在功率放大器中亦係實用的。感測電阻器R SENSE1係部分或完全地整合至功率級中，其中有效Rsense=Rsense1＋cRsense/n。Rsio係分散至功率級：有效總Riso=pRiso/n。此實施例使鏡電晶體QMIR1處於集總狀態以節省功率單元佈局覆蓋面積。
電流鏡功率可調適偏壓之另一實際的分散式實施方案係顯示在圖14中。感測電阻器R SENSE1係部分或完全地整合至功率級中，其中有效Rsense=Rsense1＋cRsense/n。Rsio係分散至功率級，其中有效總Riso=pRiso/n。根據本揭露之此實施例亦將鏡電晶體pQMIR1至pQMIR-N分散及整合至具有可能較大的實施方案面積之功率級佈局中。當pQmir裝置輸出阻抗在RF頻率下非常高時，可移除pRiso。
基於以共射極模式雙極裝置感測功率放大器基極電壓及縮放控制電流的本偏壓調適方法係施加至矽、砷化鎵、矽鍺、或磷化銦雙極接面電晶體製造製程中的單端型多爾蒂功率放大器。構成差動式多爾蒂功率放大器10之電晶體的各者可係以BiCMOS製程製造的NMOS裝置。構成差動式多爾蒂功率放大器10之電晶體的各者亦可係以BiFET製程製造的NFET裝置。
本通用功率調適方法亦可針對除了功率放大器偏壓控制以外的應用而基於以共射極模式雙極裝置感測功率放大器基極電壓及縮放控制電流。可以BiCMOS製程中的NMOS裝置或BiFET製程中的NFET裝置取代共射極BJT。
本偏壓調適方法可進一步基於感測功率放大器基極電壓及使用電流鏡縮放控制電流，並施加至Si、GaAs、SiGe、或InP HBT製程中之單端型多爾蒂功率放大器。電流鏡可在BiCMOS製程中以成對的NMOS或在BiFET製程中以成對的NFET實施。
通用功率調適方法係針對除了功率放大器偏壓控制以外的應用而基於以電流鏡感測功率放大器基極電壓及縮放控制電流。電流鏡可在BiCMOS製程中以成對的NMOS或在BiFET製程中以成對的NFET實施。
參照圖15，上述概念可以支援無線通訊（諸如蜂巢式、無線區域網路(WLAN)、藍牙、及近場通訊）之各種類型的無線通訊裝置或使用者元件142（諸如行動終端、智慧型手錶、平板電腦、電腦、導航裝置、存取點、及類似者）實施。使用者元件142通常將包括控制系統144、基頻處理器146、傳輸電路系統148，其包括多爾蒂功率放大器10、接收電路系統150、天線切換電路系統152、多個天線154、及使用者介面電路系統156。接收電路系統150經由天線154及通過天線切換電路系統152從一或多個基地台接收射頻信號。低雜訊放大器及濾波器（未圖示）協作以從所接收以供處理之信號放大及移除寬頻干擾。降頻轉換及數位化電路系統（未圖示）接著會將經濾波接收的信號降頻轉換成中頻或基頻信號，其接著經數位化成一或多個數位流。
基頻處理器146處理經數位化接收的信號以提取接收信號中所傳送的資訊或資料位元。此處理一般包含解調、解碼、及糾錯操作。基頻處理器146通常係以一或多個數位信號處理器(DSP)及特殊應用積體電路(ASIC)實施。
為了傳輸，基頻處理器146從控制系統144接收經該控制系統編碼以供傳輸之可代表聲音、資料、或控制資訊的數位化資料。經編碼資料係輸出至傳輸電路系統148，其中由調變器（未圖示）使用該資料以調變處於（多個）所欲傳輸頻率的載波信號。功率放大器（未圖示）會將經調變的載波信號放大至適於傳輸的位準，並將經調變的載波信號通過天線切換電路系統152遞送至天線154。天線154及複製的傳輸及接收電路系統148、150可提供空間多樣性。熟習此項技術者將理解調變及處理細節。
為了獲得額外優勢，預期到可結合前述態樣中之任一者及/或如本文所述之各種分開態樣及特徵。除非本文中相反地指示，否則如本文所揭示之各種具體例之任一者可結合一或多個其他揭示具體例。
所屬技術領域中具有通常知識者將理解對本揭露之較佳實施例的改善及修改。所有此類改善及修改均視為屬於本文所揭示之概念及隨後之申請專利範圍的範疇內。
10:多爾蒂功率放大器 12:第一級 14:第二級 16:天線埠 18:功率可調適偏壓(PAB)電路系統 20:功率可調適偏壓正(PABP)電路系統 22:功率可調適偏壓負(PABN)電路系統 24:射頻(RF)信號輸入/RFIN 26:90°分流器 28:載波輸入匹配網路 30:載波分流器輸出 32:第一驅動基極 36:第一驅動集極 38:第一驅動輸出 40:第一驅動射極 42:峰值輸入匹配網路 44:峰值分流器輸出 46:第二驅動基極 48:峰值驅動偏壓產生器 50:第二驅動集極 52:第二驅動輸出 54:第二驅動射極 56:正載波輸入 58:正載波基極 58-N:第N載波基極 60:正載波射極 62:正載波集極 64:四分之一波長變壓器 66:第一四分之一波長輸入 68:負載波輸入 70:負載波基極 72:負載波射極 74:負載波集極 76:第二四分之一波長輸入 78:載波功率偏壓產生器 80:載波信號變壓器 82:一次線圈 84:二次線圈 86:正峰值輸入 88:正峰值基極 88-N:第N峰值基極 90:正峰值射極 92:正峰值集極 94:正輸出 98:第一四分之一波長輸出 100:負峰值輸入 102:負峰值基極 104:負峰值射極 106:負峰值集極 108:負輸出 110:第二四分之一波長輸出 112:峰值功率偏壓產生器 114:峰值信號變壓器 116:一次線圈 118:二次線圈 120:平衡不平衡變壓器(Balun) 122:平衡側線圈 124:供應分接頭 126:不平衡側線圈 128:感測基極 130:感測集極 132:感測射極 134:電流鏡 136:運算放大器 138:第一載波偏壓輸入 138-N:第N載波偏壓輸入 140:第一峰值偏壓輸入 140-N:第N峰值偏壓輸入 140-N:第N峰值偏壓輸入 142:使用者元件 144:控制系統 146:基頻處理器 148:傳輸電路系統 150:接收電路系統 152:天線切換電路系統 154:多個天線 156:使用者介面電路系統 C1:第一耦接電容器 C2:第二耦接電容器 C3:第三耦接電容器 C4:第四耦接電容器 C5:第五耦接電容器 C6:第六耦接電容器 C7:旁路電容器 C FILT1:濾波電容器 cRbb1:第一載波基極電阻器 DS1:二極體連接電晶體 G1:固定電壓節點 pQMIR1至pQMIR-N:鏡電晶體 pRbb1:第一峰值基極電阻器 Q1:波驅動電晶體 Q2:峰值驅動電晶體 Q3:第一載波功率電晶體 Q3-N:偏壓 Q4:第二載波功率電晶體 Q5:第一峰值功率電晶體 Q5-N:偏壓 Q6:第二峰值功率電晶體 QMIR1:鏡電晶體 QREF1:參考電晶體 QS1:感測電晶體 RE1:第一射極電阻器 R SENSE1:感測電阻器 R ISO1:隔離電阻器 V1:第一電壓 V2:第二電壓 VCC:供應電壓源
併入並成為本說明書中的一部分之隨附圖式繪示本揭露之若干態樣，並協同該實施方式共同解釋本揭露之原理。
圖1係顯示差動式多爾蒂功率放大器架構的示意圖，其在虛線方框中展示功率可調適偏壓(PAB)。
圖2A至圖2D係顯示有PAB與無PAB之差動式多爾蒂功率放大器的圖，其中峰值放大器(pPA)以C類偏壓。習知的差動式功率放大器係由細的短虛線指示。Fc=2593 MHz，Vcc=5 V。
圖2E至圖2H係顯示有PAB與無PAB之差動式多爾蒂功率放大器的圖，pPA以深AB類偏壓。習知的差動式功率放大器係由細的短虛線指示。 Fc=2593 MHz，Vcc=5 V。
圖3係顯示pPA之自動功率可調適偏壓之簡化的共射極雙極接面電晶體(BJT)裝置之一實施例的示意圖。
圖4係顯示針對根據本揭露之一實施例之共射極異質接面雙極電晶體(HBT) PAB操作條件對輸入功率驅動的圖。Fc=2593 MHz，Vcc=5 V。
圖4A顯示PAB Isense及Idebias。
圖4B顯示多爾蒂功率放大器最終級經調控基極直流電壓。
圖4C顯示多爾蒂功率放大器最終級經調控基極直流偏壓電流。
圖4D顯示多爾蒂功率放大器最終級負載線。
圖5係顯示在B30，Vcc=5 V下僅多爾蒂功率放大器之RxNP的圖。
圖6A及圖6B顯示以Keysight ADS Winslow穩定性探針（Pin=-5 dBm、T=25 °C、VSWR=6:1、 Fc=2593 MHz、Vcc=5 V）模擬的返回差。
圖7A及圖7B係顯示經功率可調適地偏壓之多爾蒂功率放大器性能對溫度的圖。Fc=2593 MHz，Vcc=5 V。
圖8係顯示pPA之自動功率可調適偏壓之簡化的BJT電流鏡之一實施例的示意圖。
圖9A至圖9D係顯示具有PAB之兩個實施例的圖，其等顯示類似的連續波射頻性能，不過回退功率處的偏壓條件稍微不同。Fc=2593 MHz，Vcc=5 V。
圖10係顯示自動功率可調適偏壓之一運算放大器輔助實施例的示意圖。
圖11係顯示一實施例的示意圖，其具有pPA之自動功率可調適偏壓的電阻分散式共射極BJT。
圖12係顯示一實施例的示意圖，其具有pPA之自動功率可調適偏壓的全分散式共射極BJT。
圖13係顯示一實施例的示意圖，其具有pPA之自動功率可調適偏壓的分散式電流鏡而無分散式Qmir。
圖14係顯示一實施例的示意圖，其具有pPA之自動功率可調適偏壓的分散式電流鏡且具有分散式Qmir。
圖15係顯示所揭示之放大器可如何與使用者元件（諸如無線通訊裝置）互動的示意圖。

Claims (27)

  1. 一種放大器，其包含： 一載波放大器，其具有一共射極載波功率級； 一峰值放大器，其具有一共射極峰值功率級；及 功率可調適偏壓電路系統，其經耦接在該載波放大器與該峰值放大器之間，其中該功率可調適偏壓電路系統經組態以感測該共射極載波功率級之直流基極電壓，以及產生控制電流，該等控制電流回應於該共射極載波功率級的該當前基極電壓解偏該共射極載波功率級。
  2. 如請求項1之放大器，其中該共射極載波功率級包含： 一第一載波功率電晶體，其具有經耦接至一固定電壓節點之一第一載波射極、一第一載波基極、及一第一載波集極、以及經耦接至該固定電壓節點之一第二載波射極、一第二載波基極、及一第二載波集極；及 一第一峰值功率電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一第一峰值射極、一第一峰值基極、及一第一峰值集極。
  3. 如請求項2之放大器，其中該功率可調適偏壓電路系統包含： 功率可調適偏壓正(PABP)電路系統，其經耦接在該第一載波基極與該第一峰值基極之間，其中該PABP電路系統經組態以感測該等直流基極電壓中的一者（其係該第一載波功率電晶體之一直流基極電壓），且作為回應產生解偏該第一峰值功率電晶體之該等控制電流中的一者；及 功率可調適偏壓負(PABN)電路系統，其經耦接在該第二載波基極與該第二峰值基極之間，其中該PABN電路系統經組態以感測該等直流基極電壓中的一者（其係該第二載波功率電晶體之一直流基極電壓），且作為回應產生解偏該第二峰值功率電晶體之該等控制電流中的一者。
  4. 如請求項3之放大器，其中該PABP電路系統包含： 一感測電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一感測射極、一感測基極、及一感測集極； 一感測電阻器，其經耦接在該第一載波基極與該感測基極之間；及 一隔離電阻器，其經耦接在該感測集極與該第一峰值基極之間。
  5. 如請求項4之放大器，其中該PABP電路系統進一步包含一濾波電容器，其經耦接在該感測基極與該固定電壓節點之間。
  6. 如請求項3之放大器，其中該PABN電路系統包含： 一感測電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一感測射極、一感測基極、及一感測集極； 一感測電阻器，其經耦接在該第二載波基極與該感測基極之間；及 一隔離電阻器，其經耦接在該感測集極與該第二峰值基極之間。
  7. 如請求項6之放大器，其中該PABN電路系統進一步包含一濾波電容器，其經耦接在該感測基極與該固定電壓節點之間。
  8. 如請求項3之放大器，其中該PABP電路系統包含： 一參考電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一參考射極、一參考基極、及經耦接至該參考基極之一參考集極； 一鏡電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一鏡射極、經耦接至該參考基極的一鏡基極、及一鏡集極； 一感測電阻器，其經耦接在該第一載波基極與該參考集極之間；及 一隔離電阻器，其經耦接在該鏡集極與該第一峰值基極之間。
  9. 如請求項8之放大器，其中該PABP電路系統進一步包含一濾波電容器，其經耦接在該參考集極與該固定電壓節點之間。
  10. 如請求項3之放大器，其中該PABN電路系統包含： 一參考電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一參考射極、一參考基極、及經耦接至該參考基極之一參考集極； 一鏡電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一鏡射極、經耦接至該參考基極的一鏡基極、及一鏡集極； 一感測電阻器，其經耦接在該第二載波基極與該參考集極之間；及 一隔離電阻器，其經耦接在該鏡集極與該第二峰值基極之間。
  11. 如請求項8之放大器，其中該PABN電路系統進一步包含一濾波電容器，其經耦接在該參考集極與該固定電壓節點之間。
  12. 如請求項1之放大器，其中該固定電壓節點係接地。
  13. 一種用於使用一放大器放大一信號之方法，該放大器包含具有一共射極載波功率級之一載波放大器、具有一共射極峰值功率級之一峰值放大器、及經耦接在該載波放大器與該峰值放大器之間之功率可調適偏壓電路系統，該方法包含： 感測該共射極載波功率級之直流基極電壓；及 產生控制電流，其等回應於該共射極載波功率級的該當前基極電壓而解偏該共射極載波功率級。
  14. 如請求項13之方法，其中該功率可調適偏壓電路系統包含功率可調適偏壓正(PABP)電路系統及功率可調適偏壓負(PABN)電路系統，該功率可調適偏壓正電路系統經耦接在一第一載波基極與一第一峰值基極之間，該功率可調適偏壓負電路系統經耦接在一第二載波基極與一第二峰值基極之間，該方法進一步包含： 感測該等直流基極電壓中的一者，其係一第一載波功率電晶體的一直流基極電壓； 產生該等控制電流中的一者，其回應於該第一載波功率電晶體的一感測直流基極電壓而解偏一第一峰值功率電晶體； 感測該等直流基極電壓中的另一者，其係一第二載波功率電晶體的一直流基極電壓；及 產生該等控制電流中的另一者，其回應於該第二載波功率電晶體的一感測直流基極電壓而解偏一第二峰值功率電晶體。
  15. 如請求項13之方法，其中該固定電壓節點係接地。
  16. 一種無線通訊裝置，其包含： 一基頻處理器； 傳輸電路系統，其經組態以從該基頻處理器接收編碼資料以及以該編碼資料調變一載波信號，其中該傳輸電路系統包含： 一載波放大器，其具有一共射極載波功率級； 一峰值放大器，其具有一共射極峰值功率級； 功率可調適偏壓電路系統，其經耦接在該載波放大器與該峰值放大器之間，其中該功率可調適偏壓電路系統經組態以感測該共射極載波功率級的直流基極電壓，及回應於該共射極載波功率級的該等當前基極電壓而產生解偏該共射極載波功率級的控制電流；及 至少一個天線，其經耦接至該傳輸電路系統以傳輸該載波信號。
  17. 如請求項16之無線通訊裝置，其中該共射極載波功率級包含： 一第一載波功率電晶體，其具有經耦接至一固定電壓節點之一第一載波射極、一第一載波基極、及一第一載波集極、以及經耦接至該固定電壓節點之一第二載波射極、一第二載波基極、及一第二載波集極；及 一第一峰值功率電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一第一峰值射極、一第一峰值基極、及一第一峰值集極。
  18. 如請求項16之無線通訊裝置，其中該功率可調適偏壓電路系統包含： 功率可調適偏壓正(PABP)電路系統，其經耦接在該第一載波基極與該第一峰值基極之間，其中該PABP電路系統經組態以感測該等直流基極電壓中的一者（其係該第一載波功率電晶體之一直流基極電壓），且作為回應產生解偏該第一峰值功率電晶體之該等控制電流中的一者；及 功率可調適偏壓負(PABN)電路系統，其經耦接在該第二載波基極與該第二峰值基極之間，其中該PABN電路系統經組態以感測該等直流基極電壓中的一者（其係該第二載波功率電晶體之一直流基極電壓），且作為回應產生解偏該第二峰值功率電晶體之該等控制電流中的一者。
  19. 如請求項18之無線通訊裝置，其中該PABP電路系統包含： 一感測電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一感測射極、一感測基極、及一感測集極； 一感測電阻器，其經耦接在該第一載波基極與該感測基極之間；及 一隔離電阻器，其經耦接在該感測集極與該第一峰值基極之間。
  20. 如請求項19之無線通訊裝置，其中該PABP電路系統進一步包含一濾波電容器，其經耦接在該感測基極與該固定電壓節點之間。
  21. 如請求項18之無線通訊裝置，其中該PABN電路系統包含： 一感測電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一感測射極、一感測基極、及一感測集極； 一感測電阻器，其經耦接在該第二載波基極與該感測基極之間；及 一隔離電阻器，其經耦接在該感測集極與該第二峰值基極之間。
  22. 如請求項21之無線通訊裝置，其中該PABN電路系統進一步包含一濾波電容器，其經耦接在該感測基極與該固定電壓節點之間。
  23. 如請求項18之放大器，其中該PABP電路系統包含： 一參考電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一參考射極、一參考基極、及經耦接至該參考基極之一參考集極； 一鏡電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一鏡射極、經耦接至該參考基極的一鏡基極、及一鏡集極； 一感測電阻器，其經耦接在該第一載波基極與該參考集極之間；及 一隔離電阻器，其經耦接在該鏡集極與該第一峰值基極之間。
  24. 如請求項23之無線通訊裝置，其中該PABP電路系統進一步包含一濾波電容器，其經耦接在該參考集極與該固定電壓節點之間。
  25. 如請求項18之無線通訊裝置，其中該PABN電路系統包含： 一參考電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一參考射極、一參考基極、及經耦接至該參考基極之一參考集極； 一鏡電晶體，其具有經耦接至該固定電壓節點之一鏡射極、經耦接至該參考基極的一鏡基極、及一鏡集極； 一感測電阻器，其經耦接在該第二載波基極與該參考集極之間；及 一隔離電阻器，其經耦接在該鏡集極與該第二峰值基極之間。
  26. 如請求項18之無線通訊裝置，其中該PABN電路系統進一步包含一濾波電容器，其經耦接在該參考集極與該固定電壓節點之間。
  27. 如請求項16之無線通訊裝置，其中該固定電壓節點係接地。
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