TW201843983A - 發送裝置、發送方法、接收裝置及接收方法 - Google Patents

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坂本剛憲
白方亨宗
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美商松下電器（美國）知識產權公司
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Abstract

發送裝置採用之構成是具有：預編碼部，對第1基頻訊號與第2基頻訊號施加預編碼處理而生成第1預編碼訊號與第2預編碼訊號；順序反轉部，令構成第2預編碼訊號之符元序列的順序反轉而生成反轉訊號；及發送部，將第1預編碼訊號與反轉訊號分別從不同之天線以單載波發送。

Description

發送裝置、發送方法、接收裝置及接收方法
本揭示是關於一種使用多天線進行通訊之發送裝置、發送方法、接收裝置、及接收方法。
IEEE802.11ad規格是無線LAN關聯規格之其中一者，是與使用60GHz頻帶之毫米波之無線通訊相關之規格(非專利文獻1)。在IEEE802.11ad規格有規定藉由單載波進行之發送。
又，關於用到多天線之通訊技術，MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)是其中一者(非專利文獻2)。藉由使用MIMO，空間分集效果提高，接收品質提升。 先行技術文獻 非專利文獻
非專利文獻1：IEEE802.11adTM -2012 2012年12月28日 非專利文獻2：“MIMO for DVB-NGH, the next generation mobile TV broadcasting,” IEEE Commun. Mag., vol.57, no.7, pp.130-137, July 2013. 非專利文獻3：IEEE802.11-16/0631r0 2016年5月15日 非專利文獻4：IEEE802.11-16/0632r0 2016年5月15日
然而，在用到單載波之MIMO通訊中，會有無法充分地獲得頻率分集效果的情況。
本揭示之非限定之實施例是有助於提供一種可提高使用單載波之MIMO通訊中的頻率分集效果之發送裝置、發送方法、接收裝置及接收方法。
與本揭示之一態樣相關之發送裝置具有：預編碼部，對第1基頻訊號與第2基頻訊號施加預編碼處理而生成第1預編碼訊號與第2預編碼訊號；順序反轉部，令構成前述第2預編碼訊號之符元序列的順序反轉而生成反轉訊號；及發送部，將前述第1預編碼訊號與前述反轉訊號分別從不同之天線以單載波發送。
與本揭示之一態樣相關之接收裝置具有：接收部，將被發送裝置施加預編碼處理之單載波之第1預編碼訊號、以及被前述發送裝置施加前述預編碼處理且把符元序列的順序反轉之單載波之反轉訊號，分別以不同之天線接收；順序反轉部，令構成前述反轉訊號之符元序列的順序反轉而生成第2預編碼訊號；及逆預編碼部，對前述第1預編碼訊號與前述第2預編碼訊號施加逆預編碼處理而生成第1基頻訊號與第2基頻訊號。
再者，這些之總括或具體之態樣可以是藉由系統、方法、積體電路、電腦程式、或記錄媒體而實現，亦可以是藉由系統、裝置、方法、積體電路、電腦程式及記錄媒體之任意組合而實現。 發明效果
根據本揭示之一態樣，可提高使用單載波之MIMO通訊中的頻率分集效果。
本揭示之一態樣之進一步的優點及效果可由說明書及圖式而清楚得知。雖然相關之優點及/或效果是藉由幾個實施形態以及說明書及圖式所記載之特徴而分別提供，但要獲得1個或其以上之相同的特徴並非一定要全部提供。
較佳實施例之詳細說明 以下，參考圖式來詳細說明本揭示之實施形態。
(實施形態1) 圖1是顯示MIMO通訊系統之構成之一例的圖。發送裝置具有複數之發送天線。接收裝置具有複數之接收天線。
將各發送天線與各接收天線之間之無線傳播路稱作頻道。在圖1中，第1發送天線與第1接收天線之間、第1發送天線與第2接收天線之間、第2發送天線與第1接收天線之間、及第2發送天線與第2接收天線之間，分別有頻道H11 (k)、頻道H12 (k)、頻道H21 (k)、及頻道H22 (k)。在各頻道中，舉例來說，直射波、反射波、繞射波、及/或散射波被合成。頻道H11 (k)、H1 2 (k)、H21 (k)、H22 (k)之值是各頻道之頻率響應。頻率響應是頻率之索引k中之複數。
發送裝置是從各發送天線將不同之發送資料同時地、亦即在D/A轉換器以相同取樣時序(sampling timing)發送。接收裝置具有複數之接收天線。接收裝置是藉由各接收天線將接收資料同時地、亦即在A/D轉換器以相同取樣時序接收。但是，由於各頻道之延遲不同，因此發送裝置已同時發送之發送資料並不一定會在接收裝置同時被接收。
圖2是顯示頻率響應之振幅成分之例的圖。在圖2中，顯示的是各頻道之頻率響應不同、頻道間之相關低之狀態之一例。
接收裝置在要接收來自第1發送天線之發送資料x1 (b,n)時，是進行例如下面之處理。亦即，接收裝置是對第1接收天線之接收資料與第2接收天線之接收資料乘上複數之加權係數，並對資料進行加法運算，以增強來自頻道H11 (k)及頻道H1 2 (k)之接收訊號，並抑制來自頻道H2 1 (k)及頻道H22 (k)之接收訊號的方式。加權係數舉例來說是使用後述之MMSE(最小均方誤差；Minimum Mean Square Error)法而算出。
圖3是顯示發送裝置100之構成之一例的圖。在圖3中，發送裝置100具有MAC部(MAC電路)101、串流生成部(串流生成電路)102、編碼部(編碼電路)103a、103b、資料調變部(資料調變電路)104a、104b、預編碼部(預編碼電路)105、GI(保護間隔；Guard Interval)附加部(GI附加電路)106a、106b、符元順序反轉部(符元順序反轉電路)107、資料符元緩衝器108a、108b、相位旋轉部(相位反轉電路)109、發送F/E電路(濾波器D/A轉換RF電路)110a、110b、及發送天線111a、111b。
發送裝置100是在資料調變部104a、104b進行π/2-BPSK調變，從發送天線111a、111b分別發送不同之資料。
MAC部101是將發送資料生成，將該生成之發送資料往串流生成部102輸出。
串流生成部102是將發送資料分割成第1串流資料與第2串流資料之2者。舉例來說，串流生成部102是將發送資料之奇數位元分配到第1串流資料，將發送資料之偶數位元分配到第2串流資料。並且，串流生成部102是將第1串流資料往編碼部103a輸出，將第2串流資料往編碼部103b輸出。串流生成部102亦可以是將發送資料之CRC(循環冗餘檢查；Cyclic Redundancy Check)算出，將該CRC附加在發送資料之最後，然後生成串流資料。
將對於從串流生成部102輸出之第1串流資料之處理，稱作第1發送串流處理。第1發送串流處理是由編碼部103a及資料調變部104a進行。
將對於從串流生成部102輸出之第2串流資料之處理，稱作第2發送串流處理。第2發送串流處理是由編碼部103b及資料調變部104b進行。
編碼部103a、103b是對各串流資料進行錯誤訂正編碼處理。編碼部103a、103b可以是將例如LDPC(低密度奇偶檢查；Low Density Parity Check)碼使用在錯誤訂正編碼方式上。
資料調變部104a、104b是對經過編碼部103a、103b進行錯誤訂正編碼處理之各串流資料施加調變處理。資料調變部104a、104b是將例如π/2-BPSK使用在資料調變方式。
圖4A顯示符元索引m為奇數之π/2-BPSK之星座之例。圖4B顯示符元索引m為偶數之π/2-BPSK之星座之例。將資料調變部104a輸出之資料(亦稱作「調變訊號」)以調變符元s1 (m)來表示。又，將資料調變部104b輸出之資料以調變符元s2 (m)來表示。在此，m是表示符元索引，且是正整數。
當資料調變部104a進行π/2-BPSK調變的情況下，調變符元s1 (m)、s2 (m)會成為以下之值。 ・m是奇數的情況下，s1 (m)及s2 (m)是配置在I軸上，成為+1或-1之任一值。 ・m是偶數的情況下，s1 (m)及s2 (m)是配置在Q軸上，成為+j或-j之任一值。在此，j是虛數單位。
預編碼部105是如式子1所示，對資料調變部104a、104b之調變符元s1 (m)、s2 (m)乘上2行2列之矩陣，算出預編碼符元x1 (m)、x2 (m)。 [數式1](式子1)
將式子1中之乘在s1 (m)、s2 (m)之2行2列之矩陣，稱作預編碼矩陣(以下是以「G」來表示)。亦即，預編碼矩陣G是以式子2表現。 [數式2](式子2)
但是，式子2之預編碼矩陣是一例，亦可以在預編碼矩陣G使用別的矩陣。舉例來說，亦可以是在預編碼矩陣G使用別的么正矩陣(unitary matrix)。在此，么正矩陣是滿足式子2-1之矩陣。在式子2-1中，GH 是表示矩陣G之共軛複數轉置(complex conjugate transpose)，I是表示單位矩陣。 [數式3](式子2-1)
由於式子2之預編碼矩陣G滿足式子2-1，因此是么正矩陣之一例。
當使用式子2之預編碼矩陣G的情況下，x1 (m)、x2 (m)會滿足式子2-2之關係。再者，記號「*」是表示共軛複數。 [數式4](式子2-2)
接著，在式子2-3顯示別的預編碼矩陣G之例。 [數式5](式子2-3)
當使用式子2-3之預編碼矩陣G的情況下，x1 (m)、x2 (m)會滿足式子2-4之關係。 [數式6](式子2-4)
接著，在式子2-5顯示別的預編碼矩陣G之例。在式子2-5中，a是實數，b是複數之常數。又，ρ是表示相位偏移量之常數。 [數式7](式子2-5)
當使用式子2-5之預編碼矩陣G的情況下，x1 (m)、x2 (m)會滿足式子2-6之關係。 [數式8](式子2-6)
當式子2-5中之a、b皆為1、ρ為-π/4的情況下，式子2-5會與式子2相等。
圖4C是顯示預編碼部105之輸出資料x1 (m)、x2 (m)之星座之一例的圖。圖4C是與QPSK調變之星座相同。亦即，預編碼部105是使用式子1而將以π/2-BPSK調變之2個調變符元s1 (m)、s2 (m)轉換成與QPSK符元相當之2個預編碼符元x1 (m)、x2 (m)。
將對於從預編碼部105輸出之預編碼符元x1 (m)之處理，稱作第1發送RF鏈(chain)處理。第1發送RF鏈處理是由GI附加部106a、資料符元緩衝器108a、發送F/E(Front End)電路110a及發送天線111a進行。
將對於從預編碼部105輸出之預編碼符元x2 (m)之處理，稱作第2發送RF鏈處理。第2發送RF鏈處理是由共軛複數GI附加部106b、符元順序反轉部107、資料符元緩衝器108b、相位旋轉部109、發送F/E電路110b及發送天線111b進行。
圖5A是顯示GI附加部106a、共軛複數GI附加部106b之GI附加方法之一例的圖。
GI附加部106a是將預編碼符元x1 (m)分割成每個448符元的資料區塊。舉例來說，將x1 (m)之最初之448符元分割成第1資料區塊(x1 (1,n))，將下一個448符元分割成第2資料區塊(x1 (2,n))、...、將第b個448符元分割成第b資料區塊(x1 (b,n))。在此，本實施形態的情況下，n是1以上且448以下之整數，b是正整數。亦即，x1 (b,n)是表示第b資料區塊內中的第n個預編碼符元。再者，該等符元數是一例，本實施形態亦可以是該等以外之符元數。
GI附加部106a是在各資料區塊之前段附加64符元之GI。GI是已知之序列經過π/2-BPSK調變後之符元序列。再者，GI附加部106a是在最後之資料區塊之後段附加64符元之GI。藉此，生成如圖5A所示之發送符元u1 。
同樣地，共軛複數GI附加部106b亦將預編碼符元x2 (m)分割成每個448符元的資料區塊，在各資料區塊之前段附加64符元之GI，在最後之資料區塊之後段附加64符元之GI。但是，共軛複數GI附加部106b所附加之GI是GI附加部106a所附加之GI之共軛複數。藉此，生成如圖5A所示之發送符元u2 。
在此，將GI附加部106a所附加之GI之第p個符元以GI1 (p)來表現。又，將共軛複數GI附加部106b所附加之GI之第p個符元以GI2 (p)來表現。在本實施形態的情況下，p是1以上64以下之整數。此情況下，GI1 (p)與GI2 (p)有式子3所示之關係。再者，記號「*」是表示共軛複數。 [數式9](式子3)
圖5B是顯示對將GI(p)附加在預編碼符元x1 (b,n)之符元區塊(參考圖5A之發送符元u1 )進行DFT(Discrete Fourier Transform、離散傅立葉轉換)後之DFT訊號X1 (b,k)之例。圖5C是顯示對將GI* (p)附加在預編碼符元x2 (b,n)之符元區塊(參考圖5A之發送符元u2 )進行DFT後之DFT訊號X2 (b,k)之例。接著，使用DFT訊號X1 (b,k)而說明從GI附加部106a輸出之訊號之頻率特性。又，使用DFT訊號X2 (b,k)而說明從共軛複數GI附加部106b輸出之訊號之頻率特性。
使用式子2之預編碼矩陣G的情況下，由於x2 (b,n)及GI* (p)是x1 (b,n)及GI(p)之共軛複數，因此DFT訊號X2 (b,k)是將DFT訊號X1 (b,k)之共軛複數予以頻率反轉，且在頻率區域加上相位旋轉之訊號。亦即，X2 (b,k)是以式子3-1表示。 [數式10](式子3-1)
再者，如下所示，將式子3-1中之相位旋轉量(exp(j×2πk/N))以W來表示。 [數式11](式子3-2)
可利用預編碼處理，將2個調變符元s1 (m)、s2 (m)交雜，使用2個不同之發送天線而發送。藉此，獲得空間分集效果。又，可利用預編碼處理，將2個調變符元s1 (m)、s2 (m)交雜，使用2個不同之頻率索引k、-k而發送。藉此，獲得頻率分集效果。
再者，在圖5B及圖5C中，當2個不同之頻率索引k、-k之絕對值｜k｜為較小的情況下，由於2個頻率接近，因此頻率分集效果減少。以下是說明將如此之2個頻率接近而頻率分集效果減少之情形抑制之技術。
圖6A顯示符元順序反轉部107之符元順序反轉處理之一例。
如圖6A所示，符元順序反轉部107是針對各符元區塊而令預編碼符元x2 (b,n)之順序反轉，令在該預編碼符元x2 (b,n)附加之GI(p)之順序反轉。為了令說明易於了解，將順序反轉之預編碼符元x2 (time reversal) (b,n)如式子4般地表示。亦即，將順序已反轉之符元序列以「-n」表示。 [數式12](式子4)
又，將順序已反轉之GI2 (time reversal) (p)如式子5般地表示。亦即，將順序已反轉之符元序列以「-p」表示。 [數式13](式子5)
圖6C是顯示對將GI(p)附加在預編碼符元x1 (b,n)之符元區塊(參考圖5A之發送符元u1 )進行DFT後之DFT訊號X1 (b,k)之例。圖6C是與圖5B同樣。又，圖6D是對反轉符元x2 (-m)進行DFT後之反轉DFT訊號X2r (b,k)之例。在此，反轉符元x2 (-m)是包含有符元順序反轉後之預編碼符元訊號x2 (b,-n)、以及將GI之共軛複數予以符元順序反轉之GI* (-p)。接著，使用反轉DFT訊號X2r (b,k)而說明從符元順序反轉部107輸出之訊號之頻率特性。
使用式子2之預編碼矩陣G的情況下，由於x2 (b,-n)及GI* (-p)是將x1 (b,n)及GI(p)之順序予以反轉之符元區塊之共軛複數，因此X2r (b,k)是以式子5-2表示。 [數式14](式子5-2)
反轉DFT訊號X2r (b,k)是在DFT訊號X1 (b,k)之共軛複數賦予相位旋轉之訊號。又，在式子5-2中，W所含有之N是DFT尺寸(例如，符元區塊之長度「512」)。
在圖6C、圖6D顯示之例是不同於圖5B、圖5C的情況，與第1發送RF鏈處理相關之DFT訊號X1 (b,k)、以及與第2發送RF鏈處理相關之反轉DFT訊號X2r (b,k)=X1 * (b,k)×W是以相同之頻率索引k發送。所以，獲得空間分集效果。
圖6B是顯示符元順序反轉部107之符元順序反轉處理之另一例的圖。
如圖6B所示，符元順序反轉部107是針對各符元區塊而令符元區塊整體之符元序列之順序(符元序列之排列)反轉。此時，符元順序反轉部107亦可以是為了在符元順序反轉前之符元區塊與符元順序反轉後之符元區塊之間令GI之位置相等，而將在最後之資料區塊之後段附加之GI移除，在最初之資料區塊之前附加已使符元順序反轉之GI。再者，符元區塊是如先前所提到，舉例來說是將64符元之GI與448符元之資料區塊合起來之512符元之區塊。
符元順序反轉部107可以是藉由將共軛複數GI附加部106b所輸出之發送符元u2 中之448符元量之資料符元依序保存在資料符元緩衝器108b，且以與保存時不同之順序(相反之順序)從該資料符元緩衝器108b讀取資料符元，而實現符元順序之反轉。亦即，資料符元緩衝器108b可以是相當於LIFO(Last In, First Out)緩衝器者。再者，資料符元緩衝器108b亦可以是記憶體、RAM或暫存器等。
由於在符元順序反轉部107進行令發送符元u2 之符元順序反轉之處理，因此相對於輸入資料，輸出資料會發生延遲。於是，使用資料符元緩衝器108a而對GI附加部106a所輸出之發送符元u2 中之資料符元(例如x2 (b,n))，賦予與在符元順序反轉部107發生之延遲同樣時間之延遲。藉此，GI附加部106a所輸出之發送符元u1 與共軛複數GI附加部106b所輸出之發送符元u2 是在相同時序(timing)被發送。再者，在以下之說明中，有時會將符元順序反轉部107已使發送符元u2 反轉之符元區塊以反轉符元u2r 來表現。
相位旋轉部109是對符元順序反轉部107所輸出之反轉符元u2r 中，之資料符元(例如x2 (b,n))賦予依各符元而不同之相位旋轉。亦即，相位旋轉部109是依各符元而施加不同之相位變更。相位旋轉部109是使用式子6而在資料符元(例如x2 (b,n))賦予相位旋轉，使用式子7而在GI(例如GI2 (p))賦予相位旋轉。再者，式子6、式子7中之θ是表示相位旋轉量。 [數式15](式子6)(式子7)
發送裝置100是在預編碼部105所輸出之發送符元中之x1 (b,n)不賦予相位旋轉、在x2 (b,n)賦予相位旋轉。相位旋轉後之發送符元是以式子8表示。 [數式16](式子8)
再者，雖然圖3是在第2發送RF鏈處理配置相位旋轉部109，但亦可以是在第1發送RF鏈處理與第2發送RF鏈處理雙方配置相位旋轉部。該配置的情況下，可使用式子9顯示之相位旋轉之矩陣。 [數式17](式子9)
再者，式子8亦可以是：當n為1以上且448以下的情況下，視為與資料符元相關之式子(例如式子6)，當n為449以上且512以下的情況下，視為與GI相關之式子(例如式7，其中p是從式子8之n減去448之值)。此情況下，式子8是n為1以上且512以下，x1 (b,n)及x2 (b,-n)是包含資料符元與GI雙方。
圖6E是顯示對相位旋轉後符元t1 (b,n)依各符元區塊而進行DFT之DFT訊號T1 (b,k)的圖。圖6F是顯示對相位旋轉後符元t2 (b,n)依各符元區塊而進行DFT之DFT訊號T2 (b,k)的圖。接著，使用T1 (b,k)、T2 (b,k)而說明相位旋轉後之訊號之頻率特性。
根據式子8，X1 (b,k)與T1 (b,k)是相等。亦即，除了將記號從X1 換成T1 這點，圖6C與圖6E是相同。
圖6F所顯示之T2 (b,k)是對X2r (b,k)在時間區域賦予相位旋轉之訊號。當使用式子8而在時間區域賦予相位旋轉的情況下，在頻率區域，頻率索引是偏移藉由式子9-1而算出之頻格(frequency bin)d之量。N是DFT尺寸(例如符元區塊之長度「512」)。 [數式18](式子9-1)
所以，X1 (b,k)是藉由式子9-2，在T1 (b,k)、T2 (b,k+d)中，使用2個發送天線及2個頻率索引k、k+d來發送。亦即，獲得空間分集效果及頻率分集效果。 [數式19](式子9-2)
發送裝置100可藉由將相位旋轉量θ設定成接近π弧度(180度)或-π弧度(-180度)之值，而提高頻率分集效果，提高資料通量(data throughput)。
再者，發送裝置100亦可以是將相位旋轉量θ設定成與π弧度(180度)不同之值。藉此，發送天線111a之發送訊號與發送天線111b之發送訊號之間的訊號分離變得容易。又，資料通量亦變高。
OFDM中的發送符元賦予與π弧度不同之相位旋轉之方法是在非專利文獻2中作為PH(跳相；Phase Hopping)技術而揭示。然而，本揭示之發送裝置100是不同於非專利文獻2的情況，是使用單載波發送，在第2發送串流處理中進行符元順序反轉。藉此，2個發送訊號之間的訊號分離變得容易。又，可獲得較高之頻率分集效果。
發送裝置100亦可以是在相位旋轉量θ設定例如：-7π/8弧度(d是-224)、-15π/16弧度(d是240)等之值。
發送F/E電路110a、110b是包含數位及類比濾波器、D/A轉換器、及RF(無線)電路。發送F/E電路110a是將從資料符元緩衝器108a輸出之發送資料v1 (圖8顯示之包含GI(p)及t1 (b,n)之訊號)轉換成無線訊號，往發送天線111a輸出。發送F/E電路110b是將從相位旋轉部109輸出之發送資料v2 (圖8顯示之包含GI* (-p)及t2 (b,-n)之訊號)轉換成無線訊號，往發送天線111b輸出。
發送天線111a是將從發送F/E電路110a輸出之無線訊號發送。發送天線111b是將從發送F/E電路110b輸出之無線訊號發送。亦即，發送天線111a及111b分別發送不同之無線訊號。
如此，發送裝置100是在對2個發送串流資料施加預編碼之後，對其中一方之發送串流資料施加符元順序反轉及相位旋轉。藉此，空間分集效果與頻率分集效果變高。又，資料通訊之錯誤率降低，資料通量提升。
圖7是顯示接收裝置200之構成的圖。
接收天線201a、201b是分別接收無線訊號。將對於接收天線201a在接收訊號之處理，稱作第1接收RF鏈處理。第1接收RF鏈處理是由接收F/E電路202a、時間區域同步部(時間區域同步電路)203a、及DFT部(DFT電路)205a進行。將對於接收天線201b之接收訊號之處理，稱作第2接收RF鏈處理。第2接收RF鏈處理是由接收F/E電路202b、時間區域同步部203b、及DFT部205b進行。
接收F/E電路202a、202b舉例來說是包含RF電路、A/D轉換器、數位濾波器、類比濾波器、及降低取樣處理部，將無線訊號轉換成數位基頻訊號。
時間區域同步部203a、203b是進行接收封包之時序同步。再者，時間區域同步部203a與時間區域同步部203b亦可以是互相交換時序資訊，取第1接收RF鏈處理與第2接收RF鏈處理之間之時序同步。
頻道推定部(頻道推定電路)204是使用與第1接收RF鏈處理相關之接收訊號、以及與第2接收RF鏈處理相關之接收訊號，算出發送裝置與接收裝置之間之無線頻道之頻率響應。亦即，將圖1之H11 (k)、H12 (k)、H21 (k)、H22 (k)依各頻率索引k而算出。
DFT部205a、205b是將接收資料分割成DFT區塊而進行DFT。DFT區塊舉例來說是512符元。圖8是顯示在DFT部205a、205b將接收資料分割成DFT區塊之方法的圖。
以與第1接收RF鏈處理相關之接收資料(往DFT部205a之輸入資料)作為y1 (n)，以與第2接收RF鏈處理相關之接收資料(往DFT部205b之輸入資料)作為y2 (n)。接著，使用圖8而說明與y1 (n)相關之處理。再者，與y2 (n)相關之處理亦同樣。
如前述，發送裝置100是使用2個發送天線111a、111b而發送2個無線訊號(圖8顯示之發送資料v1 、發送資料v2 )。又，可能有如下情況：2個無線訊號分別在頻道中發生直射波與複數之延遲波，到達接收天線201a及201b。
再者，接收訊號是除了分別包含直射波及延遲波之外，亦可以是分別包含例如：繞射波及散射波。
DFT部205a是以包含發送資料v1 之資料區塊t1 (1,n)、及發送資料v2 之資料區塊t2 (1,n)之直射波及延遲波的方式，決定第1之DFT區塊之時間。第1之DFT區塊之DFT計算結果是表示成Y1 (1,k)。k是如先前所提到，表示頻率索引，舉例來說是1以上且512以下之整數。
同樣地，將DFT部205a、205b中的第b之DFT區塊之DFT計算結果分別表示成Y1 (b,k)、Y2 (b,k)(b是1以上之整數)。
接收裝置200是使用MMSE權重計算部(MMSE權重計算電路)206、MMSE濾波器部(MMSE濾波器電路)207、逆相位旋轉部(逆旋轉電路)208、IDFT(逆DFT)部(IDFT電路)209a、IDFT及符元順序反轉部(IDFT及符元順序反轉電路)209b、及逆預編碼部(逆預編碼電路)210，而算出發送之調變符元s1 (n)、s2 (n)之推定值。接著，說明有關將已發送之調變符元s1 (n)、s2 (n)之推定值算出之方法。
接收裝置200之DFT部205a、205b之輸出訊號Y1 (b,k)、Y2 (b,k)是使用頻道之值而如式子10般地表示。 [數式20](式子10)
在此，T1 (b,k)是將發送裝置100之符元區塊(式子8之t1 (b,n))進行了DFT之訊號。T2 (b,k)是將發送裝置100之符元區塊(式子8之t2 (b,n))進行了DFT之訊號。Z1 (b,k)是將第1RF鏈部中的雜訊進行了DFT之訊號。Z2 (b,k)是將第2RF鏈部中的雜訊進行了DFT之訊號。
若將式子10以矩陣來表示，則成為式子11。 [數式21](式子11)
在式子11中，頻道矩陣H2x2 (k)是如式子12地規定。 [數式22](式子12)
MMSE權重計算部206是基於式子12-1而算出權重矩陣W2x2 (k)。 [數式23](式子12-1)
在式12-1中，HH 是表示矩陣H之共軛複數轉置。又，σ2 是雜訊Z1 (b,k)、Z2 (b,k)之變異數(variance)。又，I2×2 是2行2列之單位矩陣。
MMSE濾波器部207是使用式子12-2而算出T1 (b,k)、T2 (b,k)之推定值T＾ 1 (b,k)、T＾ 2 (b,k)。再者，將對推定值T＾ 1 (b,k)之處理稱作第1接收串流處理，將對T＾ 2 (b,k)之處理稱作第2接收串流處理。 [數式24](式子12-2)
將式子12-2之計算稱作MMSE方式。MMSE濾波器部207是基於MMSE方式，從發送資料v1 含有之t1 (b,n)、發送資料v2 含有之t2 (b,n)、各自之直射波及延遲波混雜之接收資料y1及y2(參考圖8)，獲得相位旋轉後之資料符元t1 (b,n)、t2 (b,n)之推定值。但是，MMSE濾波器部207是為了活用頻道推定值(頻道之頻率響應之推定值)H11 (k)、H12 (k)、H21 (k)、H22 (k)，並容易計算，而如式子12-2所示，對頻率區域訊號進行計算。
逆相位旋轉部208是進行與圖3之相位旋轉部109相反之處理。相位旋轉部109之處理在頻率區域是如圖6F所示，相當於讓頻率索引k、-k偏移頻格d之量之處理。在此，d是藉由式子9-1而算出。於是，逆相位旋轉部208是令從MMSE濾波器部207輸出之第2接收串流之頻率區域訊號偏移-d之量。亦即，逆相位旋轉部208在頻率區域中進行式子12-3之處理。 [數式25](式子12-3)
再者，接收裝置200亦可以是將IDFT部209a、IDFT及符元順序反轉部209b與逆相位旋轉部208互換，在對來自MMSE濾波器部之輸出進行IDFT後賦予逆相位旋轉。此情況下，逆相位旋轉部208在時間區域中進行式子12-4之處理。 [數式26](式子12-4)
亦即，雖然逆相位旋轉部208是對第2接收串流資料賦予逆相位旋轉，但因為在IDFT及符元順序反轉部209b把符元順序反轉，因此進行與式子9所規定之矩陣P之乘法運算相同之處理。
IDFT部209a是對從逆相位旋轉部208輸出之第1接收串流資料進行IDFT。又，IDFT及符元順序反轉部209b是對從逆相位旋轉部208輸出之第2接收串流資料進行IDFT，針對各DFT區塊而將符元順序反轉。
逆預編碼部210是對第1接收串流資料及第2接收串流資料乘上圖3之預編碼部105用到之預編碼矩陣G之反矩陣，算出s1 (b,n)、s2 (b,n)之推定值。將逆預編碼部210之處理顯示在式子12-5。 [數式27](式子12-5)
資料解調部211a、211b是對從逆預編碼部210輸出之s1 (b,n)、s2 (b,n)之推定值進行資料解調，算出位元資料之推定值。
解碼部212a、212b是對位元資料之推定值進行利用LDPC碼之錯誤訂正處理。
串流統合部213是將第1接收串流資料與第2接收串流資料統合，當作接收資料而朝MAC部215通知。
標頭資料抽出部214是從接收資料抽出標頭資料，決定例如MCS(調變與編碼方案；Modulation and Coding Scheme)、在圖3之相位旋轉部109使用之相位旋轉量θ。又，標頭資料抽出部214亦可以是控制：適用於逆預編碼部210之預編碼矩陣G、在IDFT及符元順序反轉部209b之符元反轉處理之有無、及逆相位旋轉部208使用之相位旋轉量θ。
在接收裝置200，由於MMSE濾波器部207是使用第2發送串流資料已受到頻率偏移之發送訊號T1 (b,k)、T2 (b,k)而進行推定，因此獲得更高之頻率分集效果。又，接收錯誤率降低，資料通量提升。
＜實施形態1之效果＞ 在實施形態1，發送裝置100是對第2預編碼符元附加上在第1預編碼符元附加之GI之共軛複數，將符元順序反轉，賦予相位旋轉(相位變更)。
藉此，在MIMO頻道中，獲得高的頻率分集效果。又，通訊資料之錯誤率降低，資料通量提升。
(實施形態2) 實施形態1說明的是發送裝置100藉由在資料調變部104a、104b中進行π/2-BPSK調變而進行MIMO發送的情況。實施形態2說明的是發送裝置300(參考圖9)在資料調變部104a、104b中，將複數之資料調變方式(例如π/2-BPSK調變與π/2-QPSK調變)切換而進行MIMO發送的情況。
圖9是顯示與實施形態2相關之發送裝置300之構成的圖。再者，在圖9中，與圖3相同之構成要素是賦予相同號碼且省略說明。
資料調變部104c、104d是對編碼部103a、103b輸出之編碼資料進行因應於MAC部101之控制之資料調變。
接著，說明預編碼部105a利用π/2-BPSK調變與π/2-QPSK調變而將預編碼處理切換之例。
圖10A是顯示π/2-QPSK調變之星座之一例的圖。從資料調變部104c、104d輸出之調變符元s1 (m)及s2 (m)是分別成為+1、-1、+j、-j之任一值。再者，π/2-BPSK調變之星座是如圖4A所示。
預編碼部105a是因應在資料調變部104c、104d使用之資料調變方式而改變預編碼矩陣，進行式子13所示之預編碼處理。 [數式28](式子13)
當在資料調變部104c、104d中使用π/2-BPSK的情況下，預編碼部105a舉例來說是使用在式子2、式子2-3、或式子2-5顯示之預編碼矩陣G。
當在資料調變部104c、104d中使用π/2-QPSK的情況下，預編碼部105a舉例來說是使用在式子14顯示之預編碼矩陣G。 [數式29](式子14)
當預編碼部105a對π/2-BSPK符元使用式子2而進行預編碼的情況下，星座是與π/2-QPSK同樣(參考圖4C)。又，當預編碼部105a對π/2-QSPK符元(參考圖10A)使用式子14而進行預編碼的情況下，星座是與16QAM同樣(參考圖10B)。
π/2-BPSK之符元候補點之數量是2，π/2-QPSK之符元候補點之數量是4，π/2-16QAM之符元候補點之數量是16。亦即，藉由進行預編碼，星座中的符元候補點之數量增加。
第2發送RF鏈處理是因為調變方式及預編碼矩陣G之種類而不同。當在資料調變部104c、104d中使用π/2-BPSK、在預編碼部105a中使用式子2、式子2-3、或式子2-5顯示之預編碼矩陣G的情況下，發送裝置300是與圖3之發送裝置100同樣，使用共軛複數GI附加部106b及符元順序反轉部107而進行第2發送RF鏈處理。
共軛複數GI附加部106b是對預編碼部105a之輸出x2 (m)附加GI之共軛複數。符元順序反轉部107是對附加了GI之共軛複數之輸出x2 (n)進行符元順序反轉處理。
當在資料調變部104c、104d中使用π/2-QPSK、在預編碼部105a中使用式子14顯示之預編碼矩陣G的情況下，發送裝置300是不同於圖3之發送裝置100，使用GI附加部106c而進行第2發送RF鏈處理。
GI附加部106c是對預編碼部105a之輸出x2 (m)附加與在第1RF鏈處理由GI附加部106a附加之GI相同之GI。
再者，GI附加部106c亦可以是將與GI附加部106a所附加之GI(GI1)不同之GI(GI2 )予以附加。亦可以是在GI1 與GI2 使用相互正交之序列(互相關為0)。舉例來說，可以是在GI1 使用11ad規格(參考非專利文獻1)所規定之Ga64序列，可以是在GI2 使用11ad規格所規定之Gb64序列。
將π/2-BPSK調變與式子2、式子2-3、或式子2-5之預編碼矩陣G的組合，稱作第1預編碼方式類型。將π/2-QPSK調變與式子14之預編碼矩陣G的組合，稱作第2預編碼方式類型。再者，關於第1預編碼方式類型與第2預編碼方式類型之判別方法將於後述。
第1預編碼方式類型的情況下，選擇部112a是選擇資料符元緩衝器108a之輸出，選擇部112b是選擇符元順序反轉部107之輸出。
第2預編碼方式類型的情況下，選擇部112a是選擇來自GI附加部106a之輸出，選擇部112b是選擇來自GI附加部106c之輸出。
再者，選擇部112a亦可以是配置在GI附加部106a之後段。又，選擇部112b亦可以是配置在預編碼部105a之後段。
接著，說明發送裝置300因應預編碼方式而改變第2發送RF鏈處理之理由。
在第1預編碼方式類型，如式子2-2、式子2-4、或式子2-6，x1 (b,n)與x2 (b,n)是共軛複數的關係，再者，是常數倍的關係。所以，如圖5B及圖5C所示，在頻率區域中，第2發送RF鏈處理之訊號是第1發送RF鏈處理之訊號之頻率反轉，與第1發送RF鏈處理之訊號具有共軛複數之關係。
另一方面，在第2預編碼方式類型，x1 (b,n)與x2 (b,n)無共軛複數之關係。所以，如圖11A及圖11B所示，在頻率區域中，第1發送RF鏈處理之訊號與第2發送RF鏈處理之訊號是以同一頻率發送。舉例來說，X1 (b,k)與X2 (b,k)是以同一頻率發送，X1 (b,-k)與X2 (b,-k)是以同一頻率發送。
滿足式子15之複數b存在的情況是屬於第1預編碼方式類型。 [數式30](式子15)
由以上之考察，發送裝置300在第1預編碼方式類型中，是在第2發送RF鏈處理中附加共軛複數之GI，且反轉符元順序。亦即，選擇部112b是選擇來自符元順序反轉部107之輸出。另一方面，在第2預編碼方式類型中，是在第2RF鏈處理中附加與第1RF鏈處理相同之GI，而不進行符元順序之反轉。亦即，選擇部112b是選擇來自GI附加部106c之輸出。
藉此，發送裝置300可不管資料調變方式及預編碼矩陣之種類為何者，如圖6E、圖6F所示，實現因應於相位旋轉部109賦予之相位旋轉θ(以及，使用式子9-1而由θ換算之d)之頻率分集效果。
在π/2-BPSK，藉由使用式子2之預編碼矩陣，預編碼後之星座是與QPSK同等(參考圖4B)。此情況下，屬於第1預編碼方式類型。又，在π/2-QPSK，藉由使用式子14之預編碼矩陣，預編碼後之星座是與16QAM同等(參考圖10B)。此情況下，屬於第2預編碼方式類型。
再者，選擇部112a、112b亦可以是：在π/2-BPSK調變，因應預編碼方式之類型而選擇輸入資料。
又，發送裝置300亦可以是：使用與不進行預編碼之發送時之π/2-QPSK及π/2-16QAM相同之發送參數而發送。發送參數舉例來說是包含發送F/E電路110a、110b之RF放大器之後移(Backoff)之設定值。亦即，發送裝置300亦可以是因應調變方式而使用式子2或式子14之任一者來進行預編碼。藉此，可不變更發送F/E電路110a、110b之構成而進行發送。以下，說明其理由。
在一般之毫米波通訊，發送F/E電路中之RF放大器之後移之設定值是因應發送星座配置(圖10A、圖10B等)而適切地設定及變更。舉例來說，在如圖10B般之16QAM，因為相對於平均功率之峰值功率(PAPR)變大，因此令RF放大器之後移大，以訊號不在RF放大器飽和的方式而設定。又，由於施加預編碼處理造成發送訊號之星座之配置改變，因此發送F/E電路之設定被變更。
相對於此，與本實施形態相關之發送裝置300舉例來說是使用式子2及式子14而施加預編碼處理，藉此，雖然不同於預編碼處理之前之星座配置，但成為與已知之調變相同之星座配置。亦即，不管有無預編碼處理，發送訊號是成為已知之星座配置，因此不需要變更發送F/E電路之構成及設定，控制變得容易。
＜實施形態2之效果＞ 在實施形態2，發送裝置300是當第1預編碼符元與第2預編碼符元具有共軛複數之關係的情況下，對第2預編碼符元附加上在第1預編碼符元附加之GI之共軛複數，並將符元順序反轉，且賦予相位旋轉(相位變更)。
藉此，在MIMO頻道，可切換複數之資料調變方式。所以，獲得高的頻率分集效果。又，通訊資料之錯誤率降低，資料通量提升。
(實施形態3) 實施形態3說明的是將複數之資料調變方式(例如π/2-BPSK調變與π/2-QPSK調變)切換而進行MIMO發送之與實施形態2不同之別的方法。
圖12是顯示與實施形態3相關之發送裝置400之構成的圖。再者，在圖12中，與圖9相同之構成要素是賦予相同號碼且省略說明。
預編碼部105a是將用於發送RF(Radio Frequency)鏈2之資料符元(x2 )往共軛複數部113及選擇部112c輸出。共軛複數部113是針對該資料符元(x2 )計算共軛複數。
選擇部(選擇電路)112c是當預編碼部105a進行第1預編碼方式類型之預編碼的情況下，選擇來自預編碼部105a之輸出。選擇部112c是當預編碼部105a進行第2預編碼方式類型之預編碼的情況下，選擇來自共軛複數部113之輸出。因此，發送裝置400是當選擇第2預編碼方式類型的情況下，針對預編碼部105a輸出之發送RF鏈2之資料符元(x2 )計算共軛複數。
符元順序反轉部107a是將GI及資料符元之順序反轉(參考圖6A、圖6B)。發送裝置400是不管預編碼方式類型為何者都使用符元順序反轉部107a將符元順序反轉。
符元延遲部108c是對來自資料符元緩衝器108a之輸出符元加上1符元時間以上之延遲。亦即，符元延遲部108c是使發送RF鏈1之發送符元相對於發送RF鏈2之發送符元延緩發送。
舉例來說，符元延遲部108c是附加1符元之延遲。藉此，發送RF鏈1之第1符元與發送RF鏈2之第2符元是同時刻發送。
符元延遲部108c亦可以是當要附加1符元之延遲的情況下，在將發送RF鏈2之第1符元發送之同時刻，對發送RF鏈1輸出事先決定之假符元。符元延遲部108c亦可以是使用例如GI之最終符元來作為假符元。舉例來說，符元延遲部108c亦可以是當要附加3符元之延遲的情況下，使用GI之最終3符元來作為假符元。
再者，亦可以令符元延遲部108c是被包含在發送RF鏈2，而非被包含在發送RF鏈1。舉例來說，亦可以將符元延遲部108c***符元順序反轉部107a與發送F/E電路110b之間。
圖13A是顯示預編碼部105a之輸出符元序列(預編碼符元序列x1 、x2 )之一例的圖。預編碼符元序列是如下之序列：包含有預編碼符元之序列、以及GI之符元之序列。
在圖13A中，x1 (b,n)及x2 (b,n)是表示發送RF鏈1及發送RF鏈2之第b符元區塊之第n個預編碼符元。GI(n)是GI附加部106a輸出之GI。
在圖13A中，將DFT窗之尺寸(符元數量)表示成N_DFT，將DFT窗內之資料之符元數量表示成N_CBPB，將GI之GI長度(符元數量)表示成N_GI。在一例，N_DFT是512符元，N_CBPB是448符元，N_GI是64符元。
在本實施形態中，表示預編碼符元之x1 (b,n)及x2 (b,n)之n之值是0以上、未滿N_CBPB之整數。又，表示GI之符元之GI(n)之n之值是N_CBPB以上、未滿N_DFT之整數。
舉例來說，當資料符元數量(N_CBPB)是448、GI長度(N_CB)是64的情況下，資料符元x1 (1,n)之n之值是0以上且未滿448，GI(n)之n之值是448以上且未滿512。
圖13B是顯示藉由將預編碼符元序列x1 及x2 在DFT窗1進行DFT而算出之x1 及x2 之頻率區域訊號的圖。在此，DFT窗1具有N_DFT符元之寬，前頭之符元(n=0之位置)是x1 (b,0)及x2 (b,0)，最後之符元(n=511之位置)是GI(511)。
預編碼符元序列x1 之頻率區域訊號是將以下進行加法運算之訊號：將預編碼符元x1 (b,n)(n是0以上、未滿N_CBPB之整數)進行了DFT之訊號成分(X1 (b,k)，k是0以上、未滿N_DFT之整數)、以及將GI(n)(n是N_CBPB以上且未滿N_DFT之整數)進行了DFT之訊號成分(G(k)，k是0以上、未滿N_DFT之整數)。
將預編碼符元x1 (b,n)進行了DFT之訊號X1(b,k)是在DFT窗1將GI部分之值換成0而進行了DFT之訊號。又，將GI(n)進行了DFT之訊號G(k)是在DFT窗1中，將GI以外之部分之值換成0而進行了DFT之訊號。
同樣地，預編碼符元序列x2 之頻率區域訊號是將以下進行加法運算之訊號：將預編碼符元x2 (b,n)(n是0以上、未滿N_CBPB之整數)進行了DFT之訊號成分(X2 (b,k)，k是0以上且未滿N_DFT之整數)、以及將GI(n)(n是N_CBPB以上且未滿N_DFT之整數)進行了DFT之訊號成分(G(k)，k是0以上且未滿N_DFT之整數)。
圖14A是顯示第2預編碼方式類型的情況中的資料符元緩衝器108a之輸出符元序列(w1 )及符元順序反轉部107a之輸出符元序列(w2 )之一例的圖。
符元序列w1 及w2 之GI之符元是GI* (-n)。在此，GI* (-n)是對GI(n)之共軛複數進行時間反轉後之符元序列。GI* (-n)是相等於GI(N_DFT-n+N_CBPC-1)之共軛複數。舉例來說，當N_DFT之值為512、N_CBPB之值為448、N_GI之值為64的情況下，GI* (-511)是相等於GI(448)之值之共軛複數。
符元序列w1 之資料符元w1 (b,n)是相等於x1 (b,n)之值，以式子16-1表示。又，符元序列w2 之資料符元w2 (b,n)是對x2 進行共軛複數及符元順序反轉後之符元序列，以式子16-2表示。 [數式31](式子16-1)(式子16-2)
圖14B是顯示藉由將圖14A之符元序列w1 、w2 在DFT窗1進行DFT而算出之w1 及w2 之頻率區域訊號(W1 及W2 )的圖。W1 (b,k)及W2 (b,k)是以式子17及式子18表示。 [數式32](式子17)(式子18)
接著，使用圖15A及圖15B來說明將符元序列w2 之頻率區域訊號W2 (b,n)以式子18表示之理由。圖15A是將共軛複數部113及符元順序反轉部107a對符元序列x2 進行之處理顯示在時間區域的流程圖。圖15B是將共軛複數部113及符元順序反轉部107a對符元序列x2 進行之處理顯示在頻率區域的流程圖。
共軛複數部113及GI附加部106b是將符元序列x2 之預編碼符元x2 (b,n)及GI(n)之共軛複數之值算出，分別獲得x2 * (b,n)及GI* (n)(圖15A之步驟S101)。
符元順序反轉部107a首先是在DFT窗1內將符元順序反轉。符元順序反轉部107a是不變更前頭之符元(x2 * (b,0))之位置、將其他之符元之順序變更(圖15A之步驟S102)。舉例來說，符元順序反轉部107a是將符元位置n=0、1、2、3、...、511移動至符元位置n=0、511、510、509、...、2、1。
對在圖15A之步驟S102獲得之符元序列進行DFT後之訊號是預編碼符元序列x2 之頻率區域訊號之共軛複數。發送裝置400是藉由進行步驟S101及步驟S102之處理，而將預編碼符元序列轉換成在頻率區域具有共軛複數之關係之訊號(圖15B之步驟S101f)。再者，發送裝置400亦可以是以進行DFT、共軛複數及逆DFT來取代進行圖15A之步驟S101及步驟S102之處理，藉此進行圖15B之步驟S101f之處理。
符元順序反轉部107a是對在圖15A之步驟S102獲得之訊號進行循環移位，令預編碼符元序列x1 之GI之位置與符元序列w2 之GI之位置對齊(圖15A之步驟S103)。符元順序反轉部107a是對在步驟S102獲得之訊號進行往左(負方向)N_GI+1符元(例如65符元)量之循環移位。在步驟S103獲得之訊號是符元序列w2 。
時間區域中的N_GI+1符元之循環移位是相當於頻率區域中的相位旋轉係數(exp(jπ(N_GI+1)/N_DFT))之乘法運算(圖15B之步驟S103f)。
以上說明了將符元序列w2 之資料符元w2 (b,n)以式子18表示。
根據式子17及式子18，相等於發送裝置400不對預編碼符元x1 施加頻率區域之相位旋轉、對預編碼符元x2 施加頻率區域之相位旋轉。這相等於共軛複數部113及符元順序反轉部107a在頻率區域施加以下之式子19所顯示之因應於頻格號碼k之預編碼。 [數式33](式子19)
若與預編碼部105a進行之預編碼之矩陣G合起來，則這相等於發送裝置400進行Gr(k)×G之預編碼而發送。
圖16A是顯示第1預編碼方式類型中的預編碼部105a之輸出符元序列(預編碼符元序列x1 、x2 )之一例的圖。又，圖16B是顯示藉由將圖16A之符元序列w1 、w2 在DFT窗1中進行DFT而算出之w1 及w2 之頻率區域訊號的圖。
在第1預編碼方式類型，預編碼符元x1 、x2 是滿足式子2-2、式子2-4或式子2-6之關係。在此，作為一例，針對x2 (b,n)是x1 (b,n)之共軛複數的情況、亦即滿足式子2-2的情況進行說明。
圖16A是相當於將圖14A中的x2 換成x1 的情況。所以，符元序列w1 及w2 之時間區域訊號是以式子20及式子21表示，符元序列w1 及w2 之頻率區域訊號是以式子22及式子23表示。 [數式34](式子20)(式子21)(式子22)(式子23)
與第2預編碼方式類型同樣，藉由式子22及式子23，發送裝置400可在第1預編碼方式類型獲得式子19所顯示之預編碼矩陣之演算結果。
如此，發送裝置400對於預編碼符元x2 ，因應預編碼方式類型而進行共軛複數之處理，進行符元順序反轉處理。藉此，發送裝置400獲得與施加因應頻格號碼k之預編碼相等之結果，可依各頻格號碼k改變預編碼矩陣而發送。所以，獲得頻率分集效果，通訊性能提升。
圖7之接收裝置200亦可以是當接收來自圖12所示之發送裝置400之發送訊號的情況下，在逆相位旋轉部208，將利用式子19之相位旋轉去除。又，接收裝置200亦可以是在MMSE權重計算部206，將利用式子19之相位旋轉乘上頻道矩陣，從MMSE濾波器部207之輸出去除利用式子19之相位旋轉。又，接收裝置200亦可以是在IDFT及符元順序反轉部209b，對接收符元序列進行與圖15A之步驟S103反方向之移位，將利用式子19之相位旋轉去除。
再者，圖12之預編碼部105a亦可以是將第1預編碼方式類型之預編碼矩陣轉換成第2預編碼方式類型之預編碼矩陣而進行預編碼。此情況下，發送裝置400是不管調變方式為何者都使用共軛複數部113，亦可以不具有選擇部112c。所以，可削減發送裝置400之電路規模。
式子24是顯示將式子2之預編碼矩陣轉換成第2預編碼方式類型之預編碼矩陣之一例。 [數式35](式子24)
圖12之符元延遲部108c是在符元序列w1 加上事先決定之符元數量之延遲(d符元(d是整數))。藉此，發送RF鏈1與發送RF鏈2之間之發送訊號時序產生變化。
將符元延遲部108c加上延遲d之情況下之符元序列之時間軸訊號v1 及v2 表示在式子25及式子26。又，將符元序列v1 及v2 之頻率區域訊號V1及V2表示在式子27及式子28。 [數式36](式子25)(式子26)(式子27)(式子28)
若將式子18(未加上延遲的情況)與式子28予以比較，則式子28是相位旋轉量比式子18大。於是，發送裝置400在發送RF鏈1之符元序列加上延遲。藉此，分集效果增大，通訊品質可能提升。
又，符元延遲部108c亦可以是當N_GI及N_DFT為偶數的情況下，令延遲量d為奇數。藉此，式子28之相位旋轉量之係數含有之(N_GI+d+1)/N_DFT之值被通分，滿足式子29。因此，頻格k與頻格k+N_DFT/2的相位旋轉量相等。 [數式37](式子29)
藉由式子29，接收裝置200之逆相位旋轉部208是計算頻格k與頻格k+N_DFT/2之任一者之相位旋轉量。藉此，由於相位旋轉量之計算減少成一半，因此可削減電路規模。
又，符元延遲部108c是當N_DFT之值為4之倍數的情況下，以N_GI+d+1會成為4之倍數之值的方式而決定延遲量d之值。藉此，在4個頻格k、k+N_DFFT/4、k+N_DFFT/2、k+N_DFFT*3/4，相位旋轉量是相等。所以，可更加削減接收裝置200之計算量。
同樣地，符元延遲部108c是當N_DFT為2之乘冪之倍數的情況下，以N_GI+d+1會成為2之乘冪之倍數之值的方式而決定延遲量d。藉此，可削減接收裝置200之電路規模。
由於隨著延遲量d變大，發送RF鏈1與發送RF鏈2之GI之位置之偏位增大，因此d之值宜比GI之符元數還小。符元延遲部108c亦可以是因應GI長度而決定延遲量d之值。符元延遲部108c舉例來說可以是當GI長度為64的情況下，將d之值決定成1、3、7、15之任一者。又，符元延遲部108c舉例來說可以是當GI長度為128的情況下，將d之值決定成3、7、15、31之任一者。
再者，發送裝置400亦可以是將符元延遲部108c插進發送RF鏈2，來代替將符元延遲部108c插進發送RF鏈1。符元序列v2 之頻率區域訊號V2是成為像式子30，取代式子29。 [數式38](式子30)
當N_GI及N_DFT為偶數的情況下，符元延遲部108c令延遲量d為奇數，藉此，可削減接收裝置200之電路規模。又，當N_DFT為2之乘冪之值的情況下，符元延遲部108c是以N_GI-d+1之值會成為2之乘冪的方式而決定延遲量d之值，藉此，可削減接收裝置200之電路規模。
＜實施形態3之效果＞ 在實施形態3，發送裝置400是對於預編碼符元x2 ， 因應預編碼方式類型而進行共軛複數，進行符元順序反轉處理。藉此，發送裝置400獲得與施加因應頻格號碼k之預編碼相等之結果。
所以，在MIMO頻道中，獲得高的頻率分集效果。又，通訊資料之錯誤率降低，資料通量提升。
(實施形態4) 實施形態4說明的是將複數之資料調變方式(例如π/2-BPSK調變與π/2-QPSK調變)切換而進行MIMO發送之與實施形態2不同之別的方法。
圖17是顯示實施形態4之發送裝置500之構成的圖。再者，在圖17，與圖9相同之構成要素是賦予相同號碼且省略說明。
串流生成部102a是不同於圖9之串流生成部102，因應來自MAC部101之指示，切換將2個發送串流輸出的情況及將1個發送串流輸出的情況而運作。
當串流生成部102a將2個發送串流輸出的情況下(稱作「2串流發送」)，發送裝置500是進行與圖9所示之發送裝置300同樣之運作。所以，在此是省略說明。
接著，針對串流生成部102a將1個發送串流輸出的情況(稱作1串流發送)進行說明。再者，此情況下，編碼部103b及資料調變部104d亦可以是停止運作。
預編碼部105b是對1個符元輸出2個預編碼符元x1 、x2 。將預編碼部105b進行之預編碼之例顯示在式子31。 [數式39](式子31)
在式子31之預編碼，預編碼符元x1 與x2 具有相同之值。預編碼部105b是將1個符元對2個發送天線(發送RF鏈)均等地分配發送能量。藉此，獲得空間分集效果。
預編碼部105b亦可以是進行式子32之預編碼。預編碼部105b是在2個發送RF鏈分配發送能量，在I、Q軸上將符元正交而發送。藉此，分集效果變高。 [數式40](式子32)
當串流生成部102a將1個發送串流輸出的情況下，與第2預編碼方式類型同樣，選擇部112d是選擇GI附加部106a之輸出，選擇部112e是選擇GI附加部106c之輸出。
再者，關於式子31及式子32之預編碼矩陣，由於2個預編碼符元之間沒有共軛複數之關係，因此分類成第2預編碼方式類型。
當接收裝置200接收到包含1個發送串流之訊號的情況下，MMSE濾波器部207是切換輸出1個發送串流之運作。藉此，計算量被削減，消費功率減少。
發送裝置500進行1串流發送的情況下，因為空間-頻率分集效果而造成通訊性能提升。又，接收裝置200之消費功率減少。
再者，發送裝置500是當進行2串流發送的情況下，將不同之預編碼符元x1 及x2 發送。所以，與1串流發送相比，空間-頻率分集效果更加變高，通訊性能提升。
又，發送裝置500亦可以是因應通量而切換1串流發送與2串流發送。藉此，接收裝置200之消費功率減少，空間-頻率分集效果變高，通訊性能提升。
圖18A是顯示1串流發送中的預編碼矩陣之一例。Nss是表示串流數，Rate是表示每1發送符元之發送位元數，Modulation是表示調變方式，Precoder是表示預編碼矩陣，Type是表示預編碼方式類型。又，在Modulation中，pi/2-BPSK是π/2偏移BPSK(Binary Phase Shift Keying)、pi/2-QPSK是π/2偏移QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、pi/2-16QAM是π/2偏移16QAM(16點Quadrature Amplitude Modulation)、pi/2-64QAM是π/2偏移64QAM(64點Quadrature Amplitude Modulation)。
因此，發送裝置500在1串流發送中，是不管調變方式為何者，都使用式子31之預編碼矩陣。
圖18B是顯示2串流發送中的預編碼矩陣之一例。在Modulation中，pi/2-(BPSK,BPSK)是表示在發送串流1及發送串流2中，使用π/2偏移BPSK。pi/2-(QPSK,16QAM)是表示在發送串流1中使用π/2偏移QPSK，在發送串流2中使用π/2偏移16QAM。
發送裝置500是在2串流發送中，當調變方式為pi/2-(BPSK,BPSK)的情況下，使用式子33之預編碼矩陣。式子33之預編碼矩陣具有與式子2之預編碼矩陣同等之性能。發送F/E電路110a及110b中的發送符元具有與π/2偏移QPSK同等之星座點(參考圖4C)。 [數式41](式子33)
發送裝置500是當調變方式為pi/2-(QPSK,QPSK)的情況下，使用式子34之預編碼矩陣。式子34之預編碼矩陣具有與式子14同等之性能，藉由加上相位旋轉，具有與π/2偏移16QAM同等之星座點。 [數式42](式子34)
發送裝置500是當調變方式為pi/2-(QPSK,16QAM)的情況下，使用式子35之預編碼矩陣。 [數式43](式子35)
再者，式子35之預編碼矩陣是以2個預編碼矩陣G1、G2之積表示。 [數式44](式子36)(式子37)
預編碼矩陣G1亦可以是將經過pi/2-QPSK調變之發送串流1與經過pi/2-16QAM調變之發送串流2的功率調整，用來令MIMO頻道容量最大化。又，預編碼矩陣G2亦可以是將功率調整後之發送串流1與發送串流2以功率均等的方式分配給發送RF鏈1與發送RF鏈2，用來獲得空間分集。
圖19是顯示調變方式為pi/2-(QPSK,16QAM)之情況中的星座點之一例。圖19是相當於在π/2偏移64QAM中令符元點間隔變更之星座。
發送裝置500是當調變方式為pi/2-(16QAM,16QAM)的情況下，使用式子38之預編碼矩陣。式子38之預編碼矩陣具有與π/2偏移256QAM(256點QAM)同等之星座點。 [數式45](式子38)
如以上，當預編碼部105b進行2串流之預編碼的情況下，發送符元之星座是成為與π/2偏移BPSK、π/2偏移QPSK、π/2偏移16QAM、π/2偏移64QAM、π/2偏移256QAM同等。所以，發送裝置500能以低PAPR(Peak to Average Power Ratio)進行發送。
又，在發送裝置500中，使用式子34及式子38之預編碼矩陣是相當於將發送串流1與發送串流2之功率比在發送RF鏈1與發送RF鏈2中設定不同之值而進行發送。藉此，發送裝置500可提高空間分集效果。
再者，本實施形態中的發送裝置500是相當於令圖9之發送裝置300成為將1串流發送與2串流發送切換來使用之構成。同樣地，亦可以令圖12之發送裝置400成為將1串流發送與2串流發送切換來使用之構成。在1串流發送中，預編碼矩陣是被分類為第2預編碼方式類型。此情況下，發送裝置400中的選擇部112c是選擇來自共軛複數部113之輸出。
再者，發送裝置400在1串流發送是對發送RF鏈2之訊號進行共軛複數與符元順序反轉。所以，藉式子19中的相位旋轉之效果，獲得頻率分集效果，通訊性能提升。
＜實施形態4之效果＞ 在實施形態4，發送裝置500是切換將2個發送串流輸出之情況與將1個發送串流輸出之情況。又，發送裝置500是當第1預編碼符元與第2預編碼符元具有共軛複數之關係的情況下，對第2預編碼符元附加上在第1預編碼符元附加之GI之共軛複數，將符元順序反轉，賦予相位旋轉(相位變更)。
藉此，可在MIMO頻道中，切換複數之資料調變方式。所以，獲得高的頻率分集效果。又，通訊資料之錯誤率降低，資料通量提升。
(實施形態2之變形例) 實施形態2說明的是如下之MIMO發送：發送裝置300在π/2-BPSK調變的情況下，在符元順序反轉部107中對資料符元及GI之符元進行符元順序反轉。實施形態2之變形例則是說明如下之MIMO發送：發送裝置600(參考圖20)在GI附加部106d、106e中，依各串流而附加不同之序列(例如正交之序列)。
圖20是顯示與實施形態2之變形例相關之發送裝置600之構成的圖。再者，在圖20中，與圖9相同之構成要素是賦予相同號碼且省略說明。
GI附加部106d、106e是配置在比選擇部112a、112b及相位旋轉部109還要後段。不同於圖9之發送裝置300，發送裝置600亦可以是不管調變方式為何者而附加依各串流而定之GI符元。
圖21及圖22是顯示從發送裝置600之GI附加部106d、106e輸出(v3 、v4 )之發送符元格式之一例的圖。圖21顯示的是資料符元之調變為π/2-BPSK調變的情況，圖22顯示的是資料符元之調變為π/2-BPSK調變以外的情況。
GI附加部106d是將預編碼符元x1 (m)分割成每個448符元的資料區塊，在各資料區塊之前段附加64符元之GI(GI1 (p))。GI是將已知之序列予以π/2-BPSK調變後之符元序列。進而，GI附加部106d是在最後之資料區塊之後段附加64符元之GI。藉此，生成如圖21及圖22所示之發送符元v3 。再者，該等符元數是一例，本實施形態亦可以是該等以外之符元數。
同樣地，GI附加部106e亦將預編碼符元x2 (m)分割成每個448符元的資料區塊，在各資料區塊之前段附加64符元之GI(GI2 (p))，在最後之資料區塊之後段附加64符元之GI。藉此，生成如圖21及圖22所示之發送符元v4 。GI附加部106e附加之GI亦可以是與GI附加部106d附加之GI不同之序列。
接收裝置200亦可以是當接收到具有圖21及圖22之格式之來自發送裝置600之發送訊號的情況下，如實施形態1所示，使用式子12-2進行MMSE等化，進行接收處理。
接收裝置200亦可以是將經過MMSE等化之GI符元(MMSE濾波器部207之輸出之中與GI相關的部分)與已知之GI符元比較，檢測出頻道推定矩陣之誤差而進行頻道推定矩陣之修正。當GI1 (p)與GI2 (p)是正交序列的情況下，算出藉由MMSE等化而推定之GI1 (p)與已知之GI1 (p)的相關。在該算出中，MMSE等化之殘留誤差被減輕，例如高精度地算出相位偏離之值。所以，可高精度地修正頻道推定矩陣，改善接收性能。
接著，說明接收裝置200之MMSE濾波器部207將具有圖21及圖22之格式之來自發送裝置600之發送訊號接收之別的方法。
接收裝置200是藉由式子39而生成GI1 (p)及GI2 (p)之複製品訊號(replica signal)。在此，所謂複製品訊號是在發送了已知型樣(pattern)(例如GI1 (p)及GI2 (p))的情況下，以接收天線接收之訊號之推定值，且是藉由在已知型樣乘上頻道矩陣(參考式子12)而算出。 [數式46](式子39)
在式子39中，XG1 (k)及XG2 (k)是將GI時間區域訊號(符元)GI1 (p)及GI2 (p)予以DFT之訊號(GI之頻率區域訊號)。又，YG1 (k)及YG2 (k)是當接收裝置200接收到GI1 (p)及GI2 (p)之情況下的頻率區域訊號。藉由對YG1 (k)及YG2 (k)賦予記號「^」而表示是推定值。
接收裝置200是藉由式子40，從接收訊號Y1 (b,k)減去Y^G1 (k)而推定接收訊號所包含之資料訊號成分Y^D1 (k)，從Y2 (b,k)減去Y^G2 (k)而堆定資料訊號成分Y^D2 (k)。 [數式47](式子40)
接收裝置200是將已推定之資料訊號成分Y^D1 (k)及Y^D2 (k)當作輸入而進行MMSE等化，藉此，算出發送資料符元之推定值T^D1 (k)及T^D2 (k)。 [數式48](式子41)
雖然式子41進行之計算處理是與式子12-2同樣，但不同之處在於：式子12-2之輸入Y1 (b,k)及Y2 (b,k)是包含資料及GI之訊號成分，式子18之輸入Y^D1 (k)及Y^D2 (k)則是包含已將GI之訊號成分減去之資料之訊號成分。
MMSE濾波器部207是當接收發送裝置600之發送訊號的情況下，由於各串流之GI不是共軛複數及時間順序反轉之關係，因此在GI之符元之解調中，難以獲得與實施形態1同樣之頻率分集效果。所以，可能會有從GI之符元往資料符元之符元間干涉在MMSE等化後殘留、接收性能下降的情況。
在此，MMSE濾波器部207是當接收發送裝置600之發送訊號的情況下，使用式子39、式子40及式子41，將GI之符元複製品(symbol replica)從接收訊號減去而進行MMSE等化。亦即，將GI之影響減輕而進行資料符元之MMSE等化。
接收裝置200是對於MMSE濾波器部207使用式子41所生成之發送資料符元之推定值T^D1 (k)及T^D2 (k)，進行包含逆相位旋轉及逆預編碼之與實施形態1及實施形態2同樣之接收處理。
＜實施形態2之變形例之效果＞ 在實施形態2之變形例，發送裝置600是當第1預編碼符元與第2預編碼符元具有共軛複數之關係的情況下，對於第2預編碼符元，將符元順序反轉，賦予相位旋轉(相位變更)。又，在第1預編碼符元與第2預編碼符元***不同之GI。
藉此，可在MIMO頻道切換複數之資料調變方式。所以，獲得高的頻率分集效果。又，通訊資料之錯誤率降低，資料通量提升。
(實施形態3之變形例) 實施形態3說明的是如下之MIMO發送：發送裝置400在符元順序反轉部107a對資料符元及GI之符元進行符元順序反轉。實施形態3之變形例則是說明如下之MIMO發送：發送裝置700(參考圖23)在GI附加部106d、106e中依各串流而附加不同之序列(例如正交之序列)。
圖23是顯示與實施形態3之變形例相關之發送裝置700之構成的圖。再者，在圖23，與圖12、圖20相同之構成要素是賦予相同號碼且省略說明。
GI附加部106d、106e是配置在比資料符元緩衝器108a、符元延遲部108c、選擇部112c、及符元順序反轉部107a還要後段。不同於圖12之發送裝置400，發送裝置700亦可以是不管調變方式為何者而將依各串流而定之GI符元附加。
圖24及圖25是顯示從發送裝置700之GI附加部106d、106e輸出(v5 、v6 )之發送符元格式之一例的圖。圖24顯示的是資料符元之調變為π/2-BPSK調變的情況，圖25顯示的是資料符元之調變為π/2-BPSK調變以外的情況。
GI附加部106d是將預編碼符元x1 (m)分割成每個448符元的資料區塊，在各資料區塊之前段附加64符元之GI(GI1 (p))。GI是將已知之序列予以π/2-BPSK調變後之符元序列。再者，GI附加部106d是在最後之資料區塊之後段附加64符元之GI。藉此，生成如圖24及圖25所示之發送符元v5 。再者，該等符元數是一例，本實施形態亦可以是該等以外之符元數。
同樣地，GI附加部106e亦將預編碼符元x2 (m)分割成每個448符元的資料區塊，在各資料區塊之前段附加64符元之GI(GI2 (p))，在最後之資料區塊之後段附加64符元之GI。藉此，生成如圖24及圖25所示之發送符元v6 。GI附加部106e附加之GI亦可以是與GI附加部106d附加之GI不同之序列。
接收裝置200亦可以是當接收到具有圖24及圖25之格式之來自發送裝置700之發送訊號的情況下，如實施形態3所示，使用式子12-2進行MMSE等化，進行接收處理。
接收裝置200亦可以是將經過MMSE等化之GI符元(MMSE濾波器部207之輸出之中與GI相關的部分)與已知之GI符元比較，檢測出頻道推定矩陣之誤差而進行頻道推定矩陣之修正。當GI1 (p)與GI2 (p)是正交序列的情況下，算出藉由MMSE等化而推定之GI1 (p)與已知之GI1 (p)的相關。在該算出中，MMSE等化之殘留誤差被減輕，例如高精度地算出相位偏離之值。所以，可高精度地修正頻道推定矩陣，改善接收性能。
又，接收裝置200之MMSE濾波器部207亦可以是當接收具有圖24及圖25之格式之來自發送裝置700之發送訊號的情況下，與實施形態2之變形例同樣，使用式子39、式子40及式子41，將GI之符元複製品從接收訊號減去而進行MMSE等化。藉此，可將GI之影響減輕而進行資料符元之MMSE等化，可改善接收性能。
＜實施形態3之變形例之效果＞ 在實施形態3之變形例，發送裝置700是對於預編碼符元x2 ，因應預編碼方式類型而進行共軛複數，進行符元順序反轉處理。藉此，發送裝置700獲得與施加因應頻格號碼k之預編碼相等之結果。又，在第1預編碼符元與第2預編碼符元***不同之GI。
藉此，在MIMO頻道獲得高的頻率分集效果。又，通訊資料之錯誤率降低，資料通量提升。
(實施形態4之變形例) 實施形態4說明的是如下之MIMO發送：發送裝置500具有切換1串流發送與2串流發送之功能，當2串流發送的情況下且預編碼矩陣為第1預編碼方式類型的情況下，進行符元順序反轉。實施形態4之變形例則是說明如下之MIMO發送：發送裝置800(參考圖26)在GI附加部106d、106e中依各串流而附加不同之序列(例如正交之序列)。
圖26是顯示與實施形態4之變形例相關之發送裝置800之構成的圖。再者，在圖26，與圖17相同之構成要素是賦予相同號碼且省略說明。
GI附加部106d、106e是配置在比選擇部112d、112e及相位旋轉部109還要後段。不同於圖17之發送裝置500，發送裝置800亦可以是不管調變方式為何者而將依各串流而定之GI符元附加。
發送裝置800之發送訊號是將發送裝置500之發送訊號之GI換成GI附加部106d及106e所輸出之GI的訊號。將GI附加部106d及106e所輸出之GI包含在內之訊號的接收及解調方法已經以實施形態2之變形例中之接收裝置200之動作而予以說明。
與在實施形態2之變形例說明之情況同樣，發送裝置800是即便在更換了GI的情況下，亦可與未更換GI的情況(實施形態4)同樣，獲得由進行符元順序反轉及相位旋轉而造成之分集效果。
再者，本實施形態4之變形例之發送裝置900是相當於令圖20之發送裝置600成為切換1串流發送與2串流發送來使用之構成。同樣地，亦可以令圖23之發送裝置700成為切換1串流發送與2串流發送來使用之構成。在1串流發送中，預編碼矩陣是被分類為第2預編碼方式類型。此情況下，發送裝置700中的選擇部112c是選擇來自共軛複數部113之輸出。
再者，發送裝置700在1串流發送是對發送RF鏈2之訊號進行共軛複數與符元順序反轉。所以，藉式子19中的相位旋轉之效果，獲得頻率分集效果，通訊性能提升。
＜實施形態4之變形例之效果＞ 在實施形態4之變形例，發送裝置800是切換將2個發送串流輸出之情況與將1個發送串流輸出之情況。又，發送裝置800是當第1預編碼符元與第2預編碼符元具有共軛複數之關係的情況下，對於第2預編碼符元，將符元順序反轉，賦予相位旋轉(相位變更)。又，在第1預編碼符元與第2預編碼符元***不同之GI。
藉此，在MIMO頻道中，獲得高的頻率分集效果。又，通訊資料之錯誤率降低，資料通量提升。
再者，雖然圖3(發送裝置100)、圖9(發送裝置300)、圖12(發送裝置400)、圖17(發送裝置500)、圖20(發送裝置600)、圖23(發送裝置700)、圖26(發送裝置800)之各發送裝置是由串流生成部102或102a將發送資料分割成串流後，編碼部103a及103b對各串流進行編碼、資料調變部104a及104b、或是資料調變部104c及104d依各串流進行資料調變之構成，但亦可以是在對發送資料進行編碼後才分割成串流。
舉例來說，亦可以是如圖27所示，首先，編碼部103對發送資料進行編碼，接著，串流生成部102a由此經過編碼之發送資料來將串流生成，往資料調變部104c及104d輸出。即便是如此之圖27所示之構成中，亦可獲得與圖3、圖9、圖12、圖17、圖20、圖23、或圖26所示之構成同樣之效果。
＜其他＞ 在上述之實施形態之說明用到之各功能區塊，典型上是作為積體電路之LSI來實現。可以令這些是個別地1晶片化，亦可以用將一部分或全部包含在內的方式而1晶片化。雖然在此是講LSI，但隨著積體程度之不同，亦可能被稱作IC、系統LSI(System LSI)、超級LSI(Super LSI)、特級LSI(Ultra LSI)。
又，積體電路化之手法並非限定於LSI，亦可以是藉由專用電路或通用處理器而實現。亦可以是利用可在製造LSI後進行程式設計之FPGA(現場可程式閘陣列；Field Programmable Gate Array)、或者LSI內部之電路單元之連接或設定可再構成之可重組態處理器(Reconfigurable Processor)。
此外，若是因為半導體技術之進歩或衍生之別的技術而有可置換LSI之積體電路化之技術出現，則當然亦可使用該技術來進行功能區塊之積體化。可具有生物技術之適用等的可能性。
＜本揭示之統整＞ 本揭示之發送裝置具有：預編碼部，對第1基頻訊號與第2基頻訊號施加預編碼處理而生成第1預編碼訊號與第2預編碼訊號；順序反轉部，令構成前述第2預編碼訊號之符元序列的順序反轉而生成反轉訊號；及發送部，將前述第1預編碼訊號與前述反轉訊號分別從不同之天線以單載波發送。
本揭示之發送裝置更具有：延遲部，令前述預編碼部中所生成之第1預編碼訊號、或是前述順序反轉部中所生成之第2反轉訊號之其中任一方延遲。
本揭示之發送裝置更具有：共軛複數部，將前述預編碼部中所生成之第2預編碼訊號轉換成共軛複數之訊號。
本揭示之發送裝置更具有：附加部，在前述第1預編碼訊號及前述第2預編碼訊號分別附加已知訊號。
本揭示之發送裝置更具有：編碼部，對發送資料進行編碼處理；串流生成部，由經過前述編碼處理之發送資料，生成第1發送資料與第2發送資料；及調變部，由前述第1發送資料生成前述第1基頻訊號，由前述第2發送資料生成前述第2基頻訊號。
本揭示之發送裝置更具有：串流生成部，由發送資料生成第1發送資料與第2發送資料；編碼部，對前述第1發送資料及前述第2發送資料分別進行編碼處理；及調變部，由經過前述編碼處理之第1發送資料生成前述第1基頻訊號，由經過前述編碼處理之第2發送資料生成前述第2基頻訊號。
本揭示之發送方法是對第1基頻訊號與第2基頻訊號施加預編碼處理而生成第1預編碼訊號與第2預編碼訊號；令構成前述第2預編碼訊號之符元序列的順序反轉而生成第2反轉訊號；將前述第1預編碼訊號與前述第2反轉訊號分別從不同之天線以單載波發送。
本揭示之接收裝置具有：接收部，將被發送裝置施加預編碼處理之單載波之第1預編碼訊號、以及被前述發送裝置施加前述預編碼處理且把符元序列的順序反轉之單載波之反轉訊號，分別以不同之天線接收；順序反轉部，令構成前述反轉訊號之符元序列的順序反轉而生成第2預編碼訊號；及逆預編碼部，對前述第1預編碼訊號與前述第2預編碼訊號施加逆預編碼處理而生成第1基頻訊號與第2基頻訊號。
本揭示之接收方法是將被發送裝置施加預編碼處理之單載波之第1預編碼訊號、以及被前述發送裝置施加前述預編碼處理且把符元序列的順序反轉之單載波之反轉訊號，分別以不同之天線接收；令構成前述反轉訊號之符元序列的順序反轉而生成第2預編碼訊號；對前述第1預編碼訊號與前述第2預編碼訊號施加逆預編碼處理而生成第1基頻訊號與第2基頻訊號。 產業利用性
本揭示適合用在：使用多天線進行通訊之發送裝置、發送方法、接收裝置及接收方法。
100、300、400、500、600、700、800、900‧‧‧發送裝置
101、215‧‧‧MAC部
102、102a‧‧‧串流生成部
103、103a、103b‧‧‧編碼部
104a、104b、104c、104d‧‧‧資料調變部
105、105a、105b‧‧‧預編碼部
106a、106c、106d、106e‧‧‧GI附加部
106b‧‧‧共軛複數GI附加部
107、107a‧‧‧符元順序反轉部
108a、108b‧‧‧資料符元緩衝器
108c‧‧‧符元延遲部
109‧‧‧相位旋轉部
110a、110b‧‧‧發送F/E電路
111a、111b‧‧‧發送天線
112a、112b、112c、112d、112e‧‧‧選擇部
113‧‧‧共軛複數部
200‧‧‧接收裝置
201a、201b‧‧‧接收天線
202a、202b‧‧‧接收F/E電路
203a、203b‧‧‧時間區域同步部
204‧‧‧頻道推定部
205a、205b‧‧‧DFT部
206‧‧‧MMSE權重計算部
207‧‧‧MMSE濾波器部
208‧‧‧逆相位旋轉部
209a‧‧‧IDFT部
209b‧‧‧IDFT及符元順序反轉部
210‧‧‧逆預編碼部
211a、211b‧‧‧資料解調部
212a、212b‧‧‧解碼部
213‧‧‧串流統合部
214‧‧‧標頭資料抽出部
S101、S101f、S102、S103、S103f‧‧‧步驟
圖1是顯示與實施形態1相關之MIMO通訊系統之構成之一例的圖。 圖2是顯示頻率響應之振幅成分之例的圖。 圖3是顯示與實施形態1相關之發送裝置之構成之一例的圖。 圖4A是顯示符元索引(symbol index)為奇數之π/2-BPSK之星座(constellation)之例的圖。 圖4B是顯示符元索引為偶數之π/2-BPSK之星座之例的圖。 圖4C是顯示預編碼部之輸出資料之星座之例的圖。 圖5A是顯示GI附加方法之一例的圖。 圖5B是顯示對將GI附加在預編碼符元之符元區塊進行DFT之DFT訊號之例的圖。 圖5C是顯示對將GI* 附加在預編碼符元之符元區塊進行DFT時之DFT訊號之例的圖。 圖6A是顯示符元順序反轉部之符元順序反轉處理之一例的圖。 圖6B是顯示符元順序反轉部之符元順序反轉處理之另一例的圖。 圖6C是顯示對將GI附加在預編碼符元之符元區塊進行DFT時之DFT訊號之例的圖。 圖6D是顯示對反轉符元進行DFT時之反轉DFT訊號之例的圖。 圖6E是顯示對相位旋轉後符元依各符元區塊而進行DFT之DFT訊號的圖。 圖6F是顯示對相位旋轉後符元依各符元區塊而進行DFT之DFT訊號的圖。 圖7是顯示接收裝置之構成之一例的圖。 圖8是顯示在DFT部將接收資料分割成DFT區塊之方法的圖。 圖9是顯示與實施形態2相關之發送裝置之構成的圖。 圖10A是顯示π/2-QPSK調變之星座之一例的圖。 圖10B是顯示16QAM調變之星座之一例的圖。 圖11A是顯示與第1發送RF鏈(chain)處理相關之DFT訊號之例的圖。 圖11B是顯示與第2發送RF鏈處理相關之DFT訊號之例的圖。 圖12是顯示與實施形態3相關之發送裝置之構成的圖。 圖13A是顯示預編碼部之輸出符元序列之一例的圖。 圖13B是顯示藉由將預編碼符元序列在DFT窗進行DFT而算出之頻率區域訊號的圖。 圖14A是顯示第2預編碼方式類型的情況中的資料符元緩衝器之輸出符元序列及符元順序反轉部之輸出符元序列之一例的圖。 圖14B是顯示藉由將圖14A之符元序列在DFT窗進行DFT而算出之頻率區域訊號的圖。 圖15A是將共軛複數部及符元順序反轉部對符元序列進行之處理顯示在時間區域的流程圖。 圖15B是將共軛複數部及符元順序反轉部對符元序列進行之處理顯示在頻率區域的流程圖。 圖16A是顯示第1預編碼方式類型中的預編碼部之輸出符元序列之一例的圖。 圖16B是顯示藉由將圖16A之符元序列在DFT窗進行DFT而算出之頻率區域訊號的圖。 圖17是顯示與實施形態4相關之發送裝置之構成的圖。 圖18A是顯示1串流發送中的預編碼矩陣之一例的圖。 圖18B是顯示2串流發送中的預編碼矩陣之一例的圖。 圖19是顯示調變方式為pi/2-(QPSK,16QAM)之情況中的星座點之一例的圖。 圖20是顯示與實施形態2之變形例相關之發送裝置之構成的圖。 圖21是顯示與實施形態2之變形例相關之GI附加方法之一例的圖。 圖22是顯示與實施形態2之變形例相關之GI附加方法之另一例的圖。 圖23是顯示與實施形態3之變形例相關之發送裝置之構成的圖。 圖24是顯示與實施形態3之變形例相關之GI附加方法之一例的圖。 圖25是顯示與實施形態3之變形例相關之GI附加方法之另一例的圖。 圖26是顯示與實施形態4相關之發送裝置之構成的圖。 圖27是顯示與實施形態3之變形例相關之發送裝置之構成的圖。

Claims (9)

  1. 一種發送裝置，具有： 預編碼部，對第1基頻訊號與第2基頻訊號施加預編碼處理而生成第1預編碼訊號與第2預編碼訊號； 順序反轉部，令構成前述第2預編碼訊號之符元序列的順序反轉而生成反轉訊號；及 發送部，將前述第1預編碼訊號與前述反轉訊號分別從不同之天線以單載波發送。
  2. 如請求項1之發送裝置，其更具有：延遲部，令前述預編碼部中所生成之第1預編碼訊號、或是前述順序反轉部中所生成之第2反轉訊號之其中任一方延遲。
  3. 如請求項1之發送裝置，其更具有：共軛複數部，將前述預編碼部中所生成之第2預編碼訊號轉換成共軛複數之訊號。
  4. 如請求項1之發送裝置，其更具有：附加部，在前述第1預編碼訊號及前述第2預編碼訊號分別附加已知訊號。
  5. 如請求項1之發送裝置，其更具有：編碼部，對發送資料進行編碼處理；串流生成部，由經過前述編碼處理之發送資料，生成第1發送資料與第2發送資料；及調變部，由前述第1發送資料生成前述第1基頻訊號，由前述第2發送資料生成前述第2基頻訊號。
  6. 如請求項1之發送裝置，其更具有：串流生成部，由發送資料生成第1發送資料與第2發送資料；編碼部，對前述第1發送資料及前述第2發送資料分別進行編碼處理；及調變部，由經過前述編碼處理之第1發送資料生成前述第1基頻訊號，由經過前述編碼處理之第2發送資料生成前述第2基頻訊號。
  7. 一種發送方法，其為： 對第1基頻訊號與第2基頻訊號施加預編碼處理而生成第1預編碼訊號與第2預編碼訊號； 令構成前述第2預編碼訊號之符元序列的順序反轉而生成第2反轉訊號； 將前述第1預編碼訊號與前述第2反轉訊號分別從不同之天線以單載波發送。
  8. 一種接收裝置，具有： 接收部，將被發送裝置施加預編碼處理之單載波之第1預編碼訊號、以及被前述發送裝置施加前述預編碼處理且把符元序列的順序反轉之單載波之反轉訊號，分別以不同之天線接收； 順序反轉部，令構成前述反轉訊號之符元序列的順序反轉而生成第2預編碼訊號；及 逆預編碼部，對前述第1預編碼訊號與前述第2預編碼訊號施加逆預編碼處理而生成第1基頻訊號與第2基頻訊號。
  9. 一種接收方法，其為： 將被發送裝置施加預編碼處理之單載波之第1預編碼訊號、以及被前述發送裝置施加前述預編碼處理且把符元序列的順序反轉之單載波之反轉訊號，分別以不同之天線接收； 令構成前述反轉訊號之符元序列的順序反轉而生成第2預編碼訊號； 對前述第1預編碼訊號與前述第2預編碼訊號施加逆預編碼處理而生成第1基頻訊號與第2基頻訊號。
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