TW201843942A - 編解碼方法及其解碼器 - Google Patents

編解碼方法及其解碼器 Download PDF

Info

Publication number
TW201843942A
TW201843942A TW106132685A TW106132685A TW201843942A TW 201843942 A TW201843942 A TW 201843942A TW 106132685 A TW106132685 A TW 106132685A TW 106132685 A TW106132685 A TW 106132685A TW 201843942 A TW201843942 A TW 201843942A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
information
bit
static
codeword
bits
Prior art date
Application number
TW106132685A
Other languages
English (en)
Inventor
李修聖
Original Assignee
聯發科技股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 聯發科技股份有限公司 filed Critical 聯發科技股份有限公司
Publication of TW201843942A publication Critical patent/TW201843942A/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/3769—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35 using symbol combining, e.g. Chase combining of symbols received twice or more
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2906—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes using block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0023—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the signalling
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/45—Soft decoding, i.e. using symbol reliability information
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0036—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff arrangements specific to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/11—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits using multiple parity bits
    • H03M13/1102—Codes on graphs and decoding on graphs, e.g. low-density parity check [LDPC] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/23—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using convolutional codes, e.g. unit memory codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
    • H03M13/258—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with turbo codes, e.g. Turbo Trellis Coded Modulation [TTCM]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

本發明內容包含一種編解碼方法及其解碼器。其中該解碼方法包含：接收第一碼字之第一位元可靠性數值，其中，該第一碼字對應資訊塊之第一位元序列；接收第二碼字之第二位元可靠性數值，其中，該第二碼字對應該資訊塊之第二位元序列；將該第一位元可靠性數值與該第二位元可靠性數值進行聚合以形成該第二碼字之靜態碼位元之聯合位元可靠性數值；以及使用該第二碼字之該靜態碼位元之該聯合位元可靠性數值，將該第二碼字進行解碼以恢復該資訊塊之該第二位元序列。

Description

編解碼方法及其解碼器
本發明係有關於一種編解碼方法。更具體地，本發明涉及一種跨傳輸時間間隔之編解碼方法及其解碼器。
於此所述之背景內容係一般用以表示本發明之習知技術與本案之前後關係。就於此背景部分敘述之發明人之作品而言，不應表達或暗示性地被當作核駁本發明之先前技術，亦不適格作為申請時之先前技術。
現今，窄帶物聯網（Narrow Band Internet of Things，NB-IoT）技術可用於大量裝置之無線連接。在進入NB-IoT網路之初始階段，裝置（例如，電錶）可執行解碼進程以獲取NB-IoT網路之系統資訊，例如，主資訊塊（Master Information Block，MIB）。當用於發送系統資訊之無線通道之條件惡劣時，會反復執行解碼進程，這樣必然會導致裝置之功耗劇增。
有鑑於此，本發明方面提供一種編解碼方法及其解碼器。
根據實施例，揭示一種解碼方法，包含：接收第一碼字之第一位元可靠性數值，其中，該第一碼字對應資訊塊之第一位元序列；接收第二碼字之第二位元可靠性數值，其中，該第二碼字對應該資訊塊之第二位元序列；將該第一位元可靠性數值與該第二位元可靠性數值進行聚合以形成該第二碼字之靜態碼位元之聯合位元可靠性數值；以及使用該第二碼字之該靜態碼位元之該聯合位元可靠性數值，將該第二碼字進行解碼以恢復該資訊塊之該第二位元序列。
根據另一實施例，揭示一種編碼方法，包含：重排資訊塊之資料欄位，以將至少兩個先前分離資料塊彼此緊鄰排列從而在該資訊塊中形成靜態資訊段，其中，該靜態資訊段與發送該資訊塊之傳輸時間間隔相關；以及對該重排資訊塊進行編碼以生成碼字，其中，該碼字包含根據該資訊塊之該靜態資訊段中資訊位元生成之靜態碼位元。
根據另一實施例，揭示一種解碼器，包含：接收模組，配置該接收模組接收第一碼字之第一位元可靠性數值以及接收第二碼字之第二位元可靠性數值，其中，該第一碼字對應資訊塊之第一位元序列並且該第二碼字對應該資訊塊之第二位元序列；聚合模組，配置該聚合模組將該第一位元可靠性數值與該第二位元可靠性數值進行聚合以形成該第二碼字之靜態碼位元之聯合位元可靠性數值；以及解碼模組，配置該解碼模組使用該第二碼字之該靜態碼位元之該聯合位元可靠性數值，將該第二碼字進行解碼以恢復該資訊塊之該第二位元序列。
本發明提供之編解碼方法及其解碼器可提高解碼成功率。
其他實施方式與優勢將在下面作詳細描述。上述概要並非以界定本發明為目的。本發明由申請專利範圍所界定。
在說明書及後續之申請專利範圍當中使用了某些詞彙來指稱特定元件。所屬領域中具有通常知識者應可理解，製造商可能會用不同名詞來稱呼同一元件。本說明書及後續之申請專利範圍並不以名稱之差異作為區分元件之方式，而是以元件在功能上之差異作為區分之準則。在通篇說明書及後續請求項當中所提及之「包括」和「包含」係為一開放式用語，故應解釋成「包含但不限定於」。此外，「耦接」一詞在此係包含任何直接及間接之電氣連接手段。間接電氣連接手段包括透過其他裝置進行連接。
接下來之描述是實現本發明之最佳實施例，其是為了描述本發明原理之目之，並非對本發明之限制。可以理解的是，本發明實施例可由軟體、硬體、韌體或其任意組合來實現。
第1圖係依據本發明實施例描述之一無線網路100之示意圖。如第1圖所示，無線網路100包含一基地台110與一使用者設備（User Equipment，UE）120。
基地台110包含一編碼器112，其用於將一資訊塊（information block）111編碼入一碼字（codeword）114。基地台110可通過無線下行鏈路向UE 120發送已編碼資訊。基地台110也可通過無線上行鏈路從UE 120接收資訊。在一個示例中，無線網路100為執行長期演進（Long-Term Evolution，LTE）標準之LTE網路，其中，第三代合作夥伴項目（3GPP）提出並發展了上述LTE標準。在另一個示例中，無線網路100可為執行NB-IoT技術之NB-IoT網路，其中，使用3GPP NB-IoT標準闡明上述NB-IoT技術。
UE 120包含一軟決策解調器（soft decision demodulator）122以及一解碼器124。軟決策解調器122解調承載碼字114之訊號，以生成位元可靠性數值（Bit Reliability Value，BRV）集合（例如，按照對數似然比之形式，其中對數似然比可簡稱為LLR）。解碼器124從軟決策解調器122接收上述BRV集合，並且基於上述BRV集合解碼碼字114。UE 120可通過無線訊號從基地台110接收資訊，或者向基地台110發送資訊。
在實作中，編碼器112編碼資訊塊111以生成碼字114，並且將上述碼字114發送至UE 120。UE 120從基地台110接收上述碼字114，並且執行解碼操作以恢復資訊塊111。可在資訊塊111之複數個傳輸時間間隔（Transmission Time Interval，TTI）中重複上述操作，直到UE 120成功獲取資訊塊111為止。資訊塊111之內容可隨著不同TTI而改變，然而，每個資訊塊111之特定資料欄位（data field）不隨著TTI不同而改變，也可稱為不跨TTI改變。因此，由於編碼器112之編碼進程，每個碼字具有靜態碼片段（static code section），其中，上述靜態碼片段包含不跨TTI改變且在不同TTI中需重複發送之靜態碼位元（static code bit）。
根據本發明實施例，UE 120可根據BRV結合（BRV combination）技術利用上述靜態碼位元以加快解碼進程。具體地，UE 120可將第一TTI期間來自第一傳輸區段之靜態碼位元之第一組BRV與第二TTI期間來自第二傳輸區段之相同靜態碼位元之第二組BRV進行結合以取得聯合BRV集合。可在隨後解碼第二TTI期間發送之第二碼字中，使用上述聯合BRV集合。這樣，可提高解碼第二碼字之成功率，從而加快資訊塊獲取進程。
在一個示例中，基地台110廣播資訊塊111。資訊塊111包含無線網路100之參數，並且UE 120可使用資訊塊111以初始訪問基地台110。此外，資訊塊111可包含錯誤檢測碼（error detection code），例如，用於檢測錯誤之循環冗餘校驗（Cyclic Redundancy Check，CRC）碼。在傳輸資訊塊111之每個TTI期間，編碼器112接收資訊塊111之位元序列，以及編碼資訊塊111以生成碼字114用於錯誤控制。例如，對於編碼進程，可使用錯誤檢測碼（例如，線性區塊碼、咬尾卷積碼等）。接著，調製訊號承載碼字114，並且將其從基地台110發送至UE 120。可使用各種調製方案，例如，相移鍵控技術（PSK）、正交調幅技術（QAM）、正交分頻多工技術（OFDM）等。此外，在示例中，在調製操作之前，可對碼字114執行附加訊號處理操作，例如，交錯操作、速率匹配操作、加擾操作、多輸入多輸出（MIMO）處理操作等。
在UE 120側，UE 120嘗試解碼已接收之調製訊號，從而獲取無線網路100之參數。具體地，軟決策解調器122接收調製訊號，並且基於調製訊號為碼字114中每個碼位（code bit）計算一組BRV（例如，按照LLR形式）。通常，對於碼位，硬判決解調器生成二進位值1或0（稱為硬判決），作為解調操作結果。對於範圍內賦值之碼位，軟決策解調器生成真實資料（稱為軟決策）。在示例中，在輸出上述軟決策之真實資料之前，量化上述真實資料。作為軟決策解碼之結果，軟決策比硬判決保留更多反映傳輸結果之資訊。
軟決策解調器122為每個碼位計算BRV作為軟決策輸出。碼位之BRV反映已接收碼位之可靠性。換句話說，BRV反映已接收碼位是1或0之可信度。通常，傳輸碼位（0或1）以及傳輸碼位之通道條件決定碼位之BRV。可根據軟決策解碼器122接收之調製訊號計算BRV。具體地，根據調製方案，可使用不同方法計算BRV。現今，已經發展出了不同調製方案中用於計算BRV之各種方法。
在示例中，軟決策解調器122計算每個碼位之LLR作為碼位之BRV。LLR涉及傳輸碼位作為二進位符號（例如，1）與作為另一二進位符號（例如，0）之概率之間比例之對數值，如下面運算式所示：
因此，BRV L(u)之正負符號以及絕對值大小可反映已接收碼位是0或1之可信度。例如，當P(u=1)=P(u=0)時，L(u)等於0，這意味著碼位是0或1之可能性相同。當P(u=1)＞P(u=0)時，L(u)為正數，這意味著碼位是1之可能性大。此外，L(u)之絕對值越大，則碼位是1之可能性越大。相反地，當P(u=1)＜P(u=0)時，L(u)為負數，這意味著碼位是0之可能性大。此外，L(u)之絕對值越大，則碼位是0之可能性越大。
在示例中，無線網路100是LTE網路，因此使用OFDM調製技術傳輸碼字。軟決策解調器122可包含OFDM解調器與LLR計算電路。OFDM解調器基於已接收之承載碼字114之調製訊號，以複合形式生成調製符號。隨後，LLR計算電路基於上述調製符號計算每個碼位之LLR。隨後，對於解碼進程，將LLR饋入解碼器124。
在示例中，對應基地台110執行之操作，在解調進程後或者在解調進程期間，可對碼字114之BRV執行附加逆訊號處理操作。上述附加逆訊號處理操作包含去MIMO處理操作、解擾操作、去速率匹配操作、去交錯操作等。
解碼器124接收對應碼字114之每個碼位之BRV，並且基於BRV執行軟決策解碼進程，從而恢復資訊塊111。在示例中，解碼器124是最大似然估計（Maximum Likelihood，ML）解碼器124。ML解碼器124執行ML解碼演算法，例如，維特比演算法或其變形演算法。ML解碼器124基於碼字114之已接收BRV生成最可能碼字作為輸出。例如，當解碼卷積碼時，維特比解碼器使用BRV計算分支量度（branch metrics），並且基於所計算之分支量度，在候選碼字中選擇具有最小歐幾里德距離之碼字，其中，上述最小歐幾里德距離位於已接收碼字與碼字114之估值之間。在另一示例中，解碼器124是最大後驗概率（Maximum a Posteriori，MAP）解碼器124，稱為MAP解碼器。MAP解碼器124執行MAP解碼演算法，例如BCJR演算法及其變形演算法。MAP解碼器124按照逐位原則處理BRV，以生成每個碼位之最可能二進位位元（1或0）作為輸出。
軟決策解碼進程可基於每個碼位之BRV生成碼字114之估值。基於已傳輸碼位之估值，可確定位元序列作為資訊塊111之傳輸位元序列之已解碼版本。上述確定操作可以編碼器112確定之碼字與資訊塊111之位元序列之間之映射關係為基礎。
最後，執行循環冗餘校驗（CRC）操作以核實是否正確解碼。在示例中，在將CRC加入資訊塊111之前，可在基地台110側對CRC進行擾碼操作。擾碼操作可以指示基地台使用天線數量之位元序列為基礎。在初始訪問基地台110之進程中，UE 120並不知道天線數量。因此，UE 120可執行盲解碼。例如，UE 120可嘗試不同位元序列以解擾CRC，從而取得幾個版本CRC，並且分別嘗試上述幾個版本CRC校驗以確定正確解碼版本。
當未成功解碼在第一TTI期間發送之第一碼字114時，UE 120可再次執行上述解碼進程。然而，可對在第二TTI期間發送之第二碼字114執行第二次解碼進程。第二碼字114承載資訊塊111，其中上述資訊塊111具有與第一TTI期間發送之第一碼字不同之內容。在本階段，解碼器124使用BRV結合技術，以協助解碼第二碼字，這樣可加速獲取資訊塊111之進程。
可使用合適軟體、硬體或其結合實施編碼器112、軟決策解調器122、解碼器124。當使用硬體進行實施時，上述硬體可包含一個或複數個分立元件、積體電路、專用積體電路等。
第2圖係依據本發明實施例描述之BRV結合技術之示意圖。如第2圖所示，在資訊塊111之第一TTI 216期間，基地台110生成包含第一位元序列之第一資訊塊210，並且編碼器112編碼第一資訊塊210以生成第一碼字212。具體地，第一資訊塊210包含靜態資訊段（static information section）211。靜態資訊段211包含靜態資訊位元序列。靜態資訊位元涉及不跨TTI改變之二進位資訊。例如，資訊塊111包含對應複數個參數之複數個資料欄位。對於不同TTI，部分資料欄位不改變。因此，對於不同TTI，對應上述資料欄位之資訊位元不發生改變。
第一碼字212包含靜態碼片段213。靜態碼片段213包含靜態碼位元序列。具體地，根據靜態資訊段211之靜態資訊位元生成靜態碼片段213中之靜態碼位元。例如，編碼器112使用咬尾卷積碼（TBCC）編碼資訊塊。因此，由於TBCC之特性，靜態資訊段211中靜態資訊位元可唯一確定靜態碼片段213中之靜態碼位元序列。
當在軟決策解調器122中處理承載碼字212之調製訊號時，可生成對應第一碼字212中每個碼位之一組LLR。具體地，如第2圖所示，第一碼字212之該組LLR可包含對應靜態碼片段213中每個靜態碼位元之第一組LLR 214。解碼器124接收第一碼字212之第一組LLR 214，並且執行軟決策解碼操作。假設由於通道條件不好，未成功解碼第一碼字212，則解碼器124可保留對應靜態碼片段213中每個靜態碼位元之第一組LLR 214。例如，解碼器124可將第一組LLR 214存入記憶體，例如寄存器集合。接著，解碼器124可繼續執行第二解碼進程。
如第2圖所示，在第二TTI 236中執行第二解碼進程。在第二TTI 236期間，生成第二資訊塊220，其中，第二資訊塊220中之部分內容不同於第一資訊塊210。編碼器112編碼第二資訊塊以生成第二碼字222。相似地，第二資訊塊220包含靜態資訊段221。靜態資訊段221包含與靜態資訊段211相同之資料欄位。第二碼字222包含靜態碼片段223。在編碼器112之編碼操作期間，靜態資訊段221中之靜態資訊位元唯一引起靜態碼片段223中之靜態碼位元。因此，靜態碼片段213與223具有已傳輸兩次之相同碼位元集合。
在軟決策解調進程期間，計算第二碼字222之LLR集合。相似地，如第2圖所示，第二碼字222之LLR集合包含對應靜態碼片段223中靜態碼位元之第二組LLR 224。解碼器124接收上述第二碼字222之第二組LLR 224。
隨後，為了使用BRV結合技術，解碼器124將對應靜態碼片段213之第一組LLR 214與對應靜態碼片段223之第二組LLR 224進行結合以生成分別用於靜態碼片段223中每個靜態碼位元之第三組聯合LLR 230。接著，使用第三組聯合LLR 230、對應第二碼字222之其他區段225與226中碼位之LLR作為軟決策解碼進程之輸入BRV。解碼器124可使用第三組聯合LLR 230與其他區段225、226之LLR解碼第二碼字222。因此，解碼器124生成第二碼字222之估值，並且隨後確定對應第二碼字222估值之資訊塊之已解碼版本。
在示例中，通過將第一組LLR 214與第二組LLR 224相加執行上述結合操作，以生成第三組聯合LLR 230，用於靜態碼片段223中之每個靜態碼位元。
可以理解的是，透過觀察兩次發送之相同碼位，上述結合操作可取得關於發送什麼資料之更好可信度。換句話說，從相同二進位符號（0或1）之兩次獨立傳輸中取得之組合資訊可比從單一傳輸中取得更多資訊，便於猜測發送的是什麼二進位符號。各自碼位之聯合BRV指示發送之是什麼二進位符號之更強可信度。
因此，解碼器124中之軟決策解碼進程具有更高概率正確估測傳輸碼字。例如，在TBCC維特比解碼進程期間，聯合LLR可導致預期碼字之每個分支量度之較小歐幾里德距離（具有離發送碼字最小之歐幾裡得距離），這導致更高概率正確估測。因此，可降低重複解碼之嘗試數量，並且加快獲取資訊塊之速度。這樣也可降低UE 120之功耗。
在上述描述中，跨越兩個TTI，執行BRV結合操作。然而，在其他示例中，可跨越三個及以上TTI，執行BRV結合操作。例如，在第2圖中，假設在第二解碼進程最後，CRC校驗操作生成負面結果，並且第二解碼進程是不成功的，則解碼器124使用BRV結合技術嘗試第三次獲取第三資訊塊之資訊。例如，為了執行上述操作，計算對應第三碼字之另一組LLR。解碼器124可將第二解碼進程期間生成之聯合LLR 230與對應第三碼字之靜態碼片段之LLR集合進行組合，以生成新聯合LLR集合。隨後，在解碼第三碼字時使用上述新聯合LLR集合。
第3圖係依據本發明實施例描述之調製訊號之訊框結構示意圖。在示例中，在無線網路100中，從基地台110廣播調製訊號。無線網路100執行NB-IoT技術。在NB-IoT技術中，MIB承載無線網路之參數。例如，編碼器112使用TBCC編碼MIB，並且將其發送至UE 120。MIB包含複數個區段，並且部分區段並不跨TTI改變。因此，對應上述區段之資訊位元對於不同TTI來說是靜態的。透過編碼進程，生成靜態碼片段中之靜態碼位元。靜態碼位元不因不同TTI而改變。
在傳輸過程中，在NB-IoT無線電介面之物理廣播通道（PBCH）中承載MIB。用於MIB傳輸之TTI 310是640毫秒。如第3圖所示，在一個TTI 310期間發送複數個64訊框 321。每個64訊框321包含10個子訊框，並且在子訊框#0 322中承載PBCH資料。因此，在一個TTI中之每個64訊框321中重複發送MIB內容（例如，PBCH資料）。此外，可單獨解碼每個子訊框#0中之PBCH資料。
在示例中，在初始訪問基地台110期間，UE 120嘗試解碼PBCH以在不知道MIB TTI邊界情況下獲取MIB。具體地，對第一TTI中第一子訊框承載之第一組PBCH資料執行解碼進程。假設第一次嘗試不成功，則存儲對應MIB之靜態碼片段之第一組LLR。接著，解碼器124嘗試解碼第二組PBCH資料。可在第一TTI或在第二TTI中傳輸第二組PBCH資料，其中，第一TTI不同於第二TTI。在不知道TTI邊界情況下，解碼器124仍使用BRV結合技術，在對應MIB之碼字之靜態碼位元上執行BRV結合操作。這樣，即使在一個TTI傳輸PBCH資料，仍可取得BRV結合技術之好處。
第4圖係依據本發明實施例描述之包含NB-IoT網路之MIB內容之表格400之示意圖。在第一行410列出MIB參數之名稱。具體地，參數包含系統訊框號（SFN）、超系統訊框號（H-SFN）、SIB1調度資訊及TBS、系統資訊值標籤、訪問限制資訊、操作模式及相同PCI標識、操作模式從屬參數，其分別位於列422-428。此外，空餘位與CRC位於列429與430。每個參數、空餘位及CRC之位元數量位於第二行412。在列431顯示50個位元總數。在第三行414描述了每個參數改變之頻率。
如第4圖所示，列424-429（包含空餘位）之參數不跨TTI改變。通常，列424-429中上述參數取決於細胞部署場景，除非需要重新規劃細胞（例如，UE數量增多），否則不對其進行更新。因此，對應上述參數之位元形成MIB中之靜態資訊位元。SFN與CRC跨TTI改變，因此MIB中上述位元稱為變化資訊位元。H-SFN在兩個TTI之間發生改變，然而，可在16個TTI上保持其數值。因此，MIB中H-SFN位元稱為半靜態資訊位元。如下所述，BRV結合技術也使用半靜態資訊位元以加快PBCH解碼進程。
第5圖係依據本發明實施例描述之靜態資訊位元與靜態碼位元之間之映射關係示意圖。第5圖包含MIB 501以及碼字502。在編碼器112中通過編碼MIB 501生成碼字502。
MIB 501包含表格400所示之內容。具體地，MIB 501包含第一變化區段510（包含表格400中參數SFN與H-SFN位元）以及第二變化區段514（包含表格400中CRC之16位元）。此外，MIB 501包含靜態資訊段511（包含表格400中列424-429之其他參數）。靜態資訊段511包含28個靜態資訊位元，其跨TTI保持不變數值。
在第5圖之示例中，在編碼器112中使用具有約束長度W=7之1/3個TBCC。在編碼進程中，對於進入編碼器112之MIB 501之每個資訊位元，將生成三個同位碼（parity code）。因此，每個資訊位元對應3個同位位元。因此，第一變化區段510中6個變化或半靜態資訊位元引出碼字502之第一區段520中6×3=18個碼位，其中，上述碼位跨TTI改變。接著，MIB 501中區段512之6個靜態資訊位元進入編碼器112，這引出碼字502之第二區段521中6×3=18個碼位。由於約束長度W=7，先前進入編碼器112之一個或複數個變化資訊位元仍存在編碼器112中，影響編碼器112之狀態。因此，雖然區段512中6個靜態資訊位元屬於靜態資訊段511，但是區段521中18個碼位將跨TTI改變。
此後，區段513中(28-6)個靜態資訊位元進入編碼器112，並且相應生成靜態碼片段522中之(28-6)×3個碼位。由於此時7個靜態資訊位元已經進入編碼器112，所以7個靜態資訊位元更新編碼器112之狀態，並且任何先前接收之區段510中之變化資訊位元不影響上述編碼器112之狀態。因此，靜態碼片段522中碼位不跨TTI改變，因此稱為靜態碼位元。最後，將區段514中之16個變化資訊位元饋入編碼器112，這導致碼字502中區段523中16×3=48個碼位，其中，上述48個碼位跨TTI改變。
如第5圖所示，可根據編碼器112使用之編碼方法確定碼字502中靜態碼片段522之位置。因此，在UE 120中預配置碼字中靜態碼片段之位置資訊。
值得注意的是，第5圖僅是為了說明之目的，BRV結合技術並不局限於TBCC。在各種實施例中，可在編碼器112中使用各種類型錯誤校正碼，例如，線性分組碼、卷積碼、反覆運算碼、低密度同位碼等。當將包含靜態資訊段之資訊塊饋入各自編碼器時，上述各種類型碼將引出碼字中之靜態碼片段。因此，可在跨TTI之靜態碼位元上使用BRV結合技術以及ML/MAP軟決策解碼演算法以改善解碼進程。
第6圖係依據本發明實施例描述之包含LTE網路之MIB內容之表格600之示意圖。在第一行610列出MIB參數之名稱。具體地，參數包含下行鏈路頻寬、實體混合ARQ指示通道配置以及SFN參數，其分別位於列622-624。此外，空餘位與CRC分別位於列625與626。每個參數、空餘位及CRC之位元數量位於第二行612。在列627顯示40個位元總數。在第三行614描述了每個參數改變之頻率。MIB之TTI持續40毫秒。
如第6圖所示，列622-623之參數以及列625之空餘位不跨TTI改變。因此，對應上述參數之位元是MIB中之靜態資訊位元。然而，列624與列626中之SFN與CRC跨TTI改變，因此上述位元是MIB中之變化資訊位元。具體地，MIB中參數按照靜態資訊位元與變化資訊位元交錯之方式進行排列。
第7A與7B圖係依據本發明實施例描述之編碼器112中從兩個MIB 710與720中分別生成之兩個碼字712與728之示意圖。MIB 710與720包含第6圖所示之MIB內容。然而，可將兩個MIB 710與720中之參數（或資料欄位）按照不同順序排列，以在兩個碼字712與728中形成不同大小之靜態碼片段。在第7A與7B圖中，將具有約束長度W=7之1/3 TBCC用於編碼進程。
具體地，在第7A圖中，將表格600中列622、623與625中參數或空餘位元之16個靜態資訊位元安排在一起，從而形成靜態資訊段714。上述這16個靜態資訊位元不跨TTI改變。L0代表16個靜態資訊位元大小。在編碼進程後，生成靜態碼片段716，其包含(L0-6)×3=30個靜態碼位元。此外，由於約束長度，在碼字712之區段715生成6×3=18個變化碼位。上述18個變化碼位元對應靜態資訊段714之前6個靜態資訊位元。
在第7B圖中，與第7A圖不同，單獨安排16個靜態資訊位元。對應表格600中列622與623中兩個參數之6個資訊位元位於區段721，對應行625中空餘位元之其他10個資訊位元位於區段722。分別使用L1與L2代表721與722之大小。在編碼進程後，在碼字728中，分別根據兩個靜態資訊段721與722生成兩個靜態碼片段724與726。在上述特定情況中，靜態碼片段724具有零個位元。通常，在TBCC編碼進程中，當靜態資訊段之大小等於或小於約束長度減一（W-1）時，在編碼進程中不生成靜態碼位元。然而，在第7B圖中，將靜態碼片段724之大小表示為(L1-6)×3，以協助綜合考慮本發明其他情況。
此外，分別在碼字728之區段723與725中生成每個具有6×3=18個位元之兩組變化碼位。區段723中18個變化碼位元對應靜態資訊段721之前6個靜態資訊位元。相似地，區段725中6×3=18個變化碼位元對應靜態資訊段722中之前6個靜態資訊位元。
比較第7A圖與第7B圖，第7B圖中兩個靜態碼片段724與726之大小小於第7A圖中靜態碼片段716之大小。上述差值為區段725之大小。如上所述，當MIB中參數或資料欄位排列不同時，不能跨TTI改變之靜態碼位元數量將不同。當彼此緊鄰安排包含靜態資訊位元之參數或資料欄位時，比單獨安排參數或資料欄位取得更大之靜態碼片段。
因此，在示例中，首先，配置編碼器112重排資訊塊111之參數或資料欄位，從而使得連續安排具有靜態資訊位元（不跨TTI改變）之參數或資料欄位。隨後，編碼器112在重排之資訊塊上執行編碼操作。在示例中，在編碼器112中接收之資訊塊包含基於資訊塊111之其他資料欄位計算之CRC。在這種情況下，編碼器112可首先在資料欄位（不包含CRC）執行重排操作，並且接著計算新CRC以替代先前CRC。替換地，當資訊塊111不包含CRC時，編碼器112在對資訊塊進行重排後計算CRC。通過上述重排進程，得到碼字中增加數量之靜態碼位元。因此，在解碼器124之解碼進程中使用增加數量之聯合BRV，這樣會提升解碼性能。
值得注意的是，可將BRV結合技術應用於具有單獨靜態碼片段之碼字。例如，在解碼器124中，將BRV結合操作用於碼字中複數個靜態碼片段，以改善解碼性能。
第8A與8B圖係依據本發明實施例描述之將靜態資訊段擴展至具有半靜態資訊位元之示意圖。如表格400所示，H-SFN參數可跨TTI改變，但可在至少16個TTI期間保持其數值。因此，對於解碼器124在兩個TTI中執行BRV結合操作，H-SFN參數跨TTI而不發生改變之概率非常大。由於資訊塊中幾乎不改變資料欄位，所以可將非頻發資料欄位中之資訊位元（稱為半靜態資訊位元）算作用於BRV結合技術之靜態資訊位元。
具體地，如第8A圖所示，資訊塊801包含具有靜態資訊位元之第一區段811，例如，表格400之列424-429中不跨TTI改變之參數位元。L1表示區段811中靜態資訊位元之數量。此外，資訊塊801可進一步包含具有半靜態資訊位元之第二區段812，例如，表格400中之H-SFN位元。L2表示半靜態資訊位元。如上所述，得到包含區段812與811之擴展靜態資訊段，其具有L1+L2之大小。
第8B圖顯示使用之另一種半靜態資訊位元之另一示例。如表格400所示，SFN參數包含跨TTI改變之4個位元。然而，SFN參數中4個位元在不同頻率進行改變。例如，與其他低有效位相比，最高有效位（MSB）按照較低速率改變。因此，部分SFN參數，例如，前2個MSB可算作每4個TTI才改變之半靜態資訊位元。根據這種第二類型之半靜態位元，可進一步擴展碼字中之靜態碼片段。
第一類型半靜態資訊位元涉及跨TTI改變但可在至少兩個TTI保持其數值之資訊塊之參數中所有資訊位元。第二類型半靜態資訊位元涉及在一個、兩個或複數個TTI中保持其數值之參數中部分資訊位元（一個或複數個MSB）。值得注意的是，根據BRV結合技術之配置，第一類型半靜態資訊位元與第二類型半靜態資訊位元可相互重疊。例如，對於MIB中能在MIB傳輸之每4個TTI中保持其數值之參數，其中之所有位元可進入靜態資訊段。然而，在另一種配置中，僅將前兩個MSB算作靜態資訊段。在後者中，半靜態資訊位元之數量少於前者中之數量，但半靜態資訊位元集合之改變頻率低於使用參數中所有位元之前者。
在第8B圖中，另一資訊塊802包含具有大小L3之第一區段821。第一區段可包含靜態資訊位元與半靜態資訊位元，例如，表格400之列423-429中之參數位元。資訊塊802進一步包含具有大小L4之第二區段822。第二區段822包含半靜態資訊位元，其中，上述半靜態資訊位元是包含在區段823中之表格400中部分SFN參數（例如，前兩個MSB）。因此，區段821與822共同形成BRV結合技術之擴展靜態資訊段。
對應上述靜態資訊段擴展技術，可在從半靜態資訊位元或靜態資訊位元生成之碼位上執行BRV結合操作。
此外，對應上述靜態資訊段擴展技術，在示例中，配置編碼器112重新排列資訊塊之參數或資料欄位，其中，上述參數或資料欄位包含半靜態資訊位元與靜態資訊位元。具體地，編碼器112可將相同靜態資訊段中之靜態位元與半靜態位元彼此緊鄰排列。每組靜態位元或半靜態位元對應資訊塊中之參數。值得注意的是，可在其他組靜態或半靜態資訊位元之間之任意位置安排上述組半靜態資訊位元。
進一步地，編碼器112可在靜態資訊段之末尾附上一組資訊位元，其對應資訊塊中之參數，從而使得將上述組資訊位元之前一個或複數個MSB附在靜態資訊段之其他資訊位元之末尾。
第9圖係依據本發明實施例描述之使用BRV結合技術之解碼進程900之流程圖。第1圖中之解碼器124可執行上述解碼進程900。進程900開始於步驟S901，並且進入步驟S910。
在步驟S910，在解碼器124接收對應第一碼字之第一組BRV。例如，軟決策解調器122接收承載第一碼字之調製訊號，並且相應計算對應第一碼字中每個碼位之BRV。接著，發送該BRV並在解碼器124接收該BRV。編碼器112可生成第一碼字，其中，編碼器112編碼資訊塊之第一位元序列以生成第一碼字。
在步驟S920，解碼器124基於已接收之第一組BRV執行第一軟決策解碼進程。可生成第一碼字之估值作為第一解碼進程之輸出。
在步驟S930，確定是否成功解碼。例如，執行CRC校驗以核實在第一碼字之估值中是否存在錯誤。當確定解碼成功時，進程900進入步驟S999並且在步驟S999結束進程900。否則，進程900進入步驟S940。
在步驟S940，在解碼器124接收第二碼字之第二組BRV。相似地，解碼器122接收承載第二碼字之調製訊號，並且相應計算第二碼字中每個碼位之BRV。相似地，可編碼資訊塊之第二位元序列以生成第二碼字。
在步驟S950，按位元將對應第一碼字之靜態區段中碼位之BRV與對應第二碼字之靜態區段中碼位之BRV進行結合。因此，取得每個對應第二碼字之靜態區段中碼位之聯合BRV集合。在示例中，按位聚合對應第一碼字之靜態區段之BRV與對應第二碼字之靜態區段之BRV。因此，為第二碼字之靜態區段中之碼字取得聯合BRV。
在示例中，在解碼器124預先配置碼字中靜態區段之位置資訊。因此，解碼器124可在解碼進程之前知道位置資訊。此外，靜態碼片段可包含靜態位元與半靜態位元。
在替換示例中，碼字可包含複數個靜態碼片段。因此，在複數個靜態碼片段上執行上述BRV結合操作。
在步驟S960，使用聯合BRV執行第二軟決策解碼進程。具體地，對於碼字之靜態區段之碼位，在解碼進程中使用聯合BRV。對於靜態區段外部之碼位，使用在步驟S940接收之BRV。接著，進程900返回步驟S930。
在示例中，除了在步驟S950與步驟S960執行之操作，配置解碼器124使用在步驟S940接收之第二碼字之第二組BRV，而不使用聯合BRV，從而執行解碼操作。替換地，在示例中，在不使用BRV結合技術情況下，配置解碼器124執行解碼操作。
在進程900之反覆運算進程中，在步驟S950中，對於每個碼位，可在聯合BRV與在步驟S940新接收之BRV之間執行結合操作，其中，上述聯合BRV是靜態區段中每個碼位之先前反覆運算中取得之聯合BRV。
此外，當反覆運算數量到達最大值，可在流程中增加附加確定步驟以結束進程900。例如，可在步驟S930與步驟S940之間增加步驟以確定是否已經達到最大值。如果答案為是，則進程900進入步驟S999並且在步驟S999結束進程900。
值得注意的是，在LTE或NB-IoT無線系統示例中，在TTI中可週期性重複發送承載MIB之PBCH資料，並且UE 120提前不知道TTI邊界。在這種情況下，對於TTI中或跨TTI之PBCH資料傳輸，可執行軟決策解調器122之解調操作與解碼器124之解碼操作。這樣，可在跨TTI期間或TTI期間利用BRV結合技術執行解碼器124之解碼操作。
第10圖係依據本發明實施例描述之重新排列資訊塊之資料欄位之進程1000之流程圖。第1圖中之編碼器112可執行上述進程1000。進程1000開始於步驟S1001，並且進入步驟S1010。
在步驟S1010，在編碼器112接收資訊塊。資訊塊（例如，NB-IoT網路中之MIB）可包含每個對應無線網路100之參數之複數個資料欄位。
在步驟S1020，重新排列資訊塊中之資料欄位，以得到碼字中更大之靜態碼片段。具體地，在示例中，將不跨TTI改變之參數彼此緊鄰排列，以形成靜態資訊段。替換地，在另一示例中，將不跨TTI改變之參數與跨TTI改變但改變頻率低（例如，在至少兩個TTI中保持其數值）之參數彼此緊鄰排列。
在步驟S1030，將資訊塊中資料欄位附在靜態資訊段，從而使得將資料欄位之一個或複數個MSB附在步驟S1020形成之靜態資訊段上。因此，在包含一個或複數個MSB之資訊塊中取得擴展靜態資訊段。具體地，上述附加資料欄位可為依照TTI改變之資料欄位，或者在改變其數值之前將其數值保持幾個TTI之資料欄位。雖然，上述附加資料欄位可隨TTI發生改變，但是前一個或複數個MSB可具有較低變化速率（例如，在至少兩個TTI中保持其數值）。
在步驟S1040，編碼具有擴展尺寸之重排資訊塊以生成碼字。碼字可包含由擴展靜態資訊段生成之靜態碼片段。因此，可在各自靜態碼片段執行BRV結合技術。進程進入步驟S1099，並且在步驟S1099結束進程1000。
第11圖係依據本發明實施例描述之使用不同配置BRV結合技術之接收機解碼性能之模擬結果示意圖。在模擬中，不同配置之接收機解碼從NB-IoT網路之發射機發送之PBCH資料。NB-IoT網路採用帶內調度。將傳輸通道之信噪比（SNR）設定為-12.6dB。將從發射機到接收機之最小耦合損耗（MCL）設定為164dB。
在第11圖中，縱坐標表示使用分貝刻度描述之模擬解碼進程之獲取失敗率。橫坐標表示獲取時間，其中，上述獲取時間是解碼PBCH以初始訪問網路之最大時間。如果在獲取時間內未成功解碼PBCH，則終止上述解碼操作。隨後進行另一輪解碼操作。
第11圖顯示了對應4種不同接收機配置之4條曲線1103-1106。其中，上述4種不同接收機配置包含：未使用BRV結合技術之對應曲線1103之第一接收機、使用BRV結合技術之分別對應曲線1104-1106之BRV結合技術。此外，將每個接收機之碼字大小配置為150位元，然而對於第二接收機、第三接收機與第四接收機，將靜態碼片段尺寸分別配置為33位元、66位元以及150位元。
如第11圖所示，使用BRV結合技術之接收機比未使用BRV結合技術之第一接收機具有更好性能。此外，當靜態碼片段尺寸變大時，使用BRV結合技術之接收機之性能也變好。例如，對應1%之獲取失敗率，第一至第四接收機每個具有之獲取時間分別為2800毫秒、2400毫秒、2300毫秒、1900毫秒；即，當對應假設獲取失敗率，靜態碼片段尺寸增大時，其解碼PBCH所需之獲取時間也相應降低。 以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100‧‧‧無線網路
110‧‧‧基地台
120‧‧‧使用者設備
111、801、802‧‧‧資訊塊
112‧‧‧編碼器
114、502、712、728‧‧‧碼字
122‧‧‧軟判決解調器
124‧‧‧解碼器
211、221、511、714‧‧‧靜態資訊段
210‧‧‧第一資訊塊
212‧‧‧第一碼字
213、223、522、716、724、722、726‧‧‧靜態碼片段
214‧‧‧第一組LLR
220‧‧‧第二資訊塊
222‧‧‧第二碼字
216‧‧‧第一TTI
236‧‧‧第二TTI
224‧‧‧第二組LLR
225、226‧‧‧其他區段
230‧‧‧第三組聯合LLR
321‧‧‧64訊框
322‧‧‧子訊框#0
310‧‧‧TTI
410、412、414‧‧‧行
422、423、424、425、426、427、428、429、430、431、622、623、624、625、626、627‧‧‧列
400、600‧‧‧表格
501、710、720‧‧‧MIB
512、513、514、523、715、721、723、725、823‧‧‧區段
510‧‧‧第一變化區段
521、812、822‧‧‧第二區段
520、811、821‧‧‧第一區段
610‧‧‧第一行
612‧‧‧第二行
614‧‧‧第三行
900、1000‧‧‧進程
S901、S910、S920、S930、S940、S950、S960、S999、S1001、S1010、S1020、S1030、S1040、S1099‧‧‧步驟
1103、1104、1105、1106‧‧‧曲線
第1圖係依據本發明實施例描述之無線網路之示意圖； 第2圖係依據本發明實施例描述之BRV結合技術之示意圖； 第3圖係依據本發明實施例描述之調製訊號之訊框結構示意圖； 第4圖係依據本發明實施例描述之包含NB-IoT網路之MIB內容之表格之示意圖； 第5圖係依據本發明實施例描述之靜態資訊位元與靜態碼位元之間之映射關係示意圖； 第6圖係依據本發明實施例描述之包含LTE網路之MIB內容之表格之示意圖； 第7A與7B圖係依據本發明實施例描述之編碼器中從兩個MIB分別生成之兩個碼字之示意圖； 第8A與8B圖係依據本發明實施例描述之將靜態資訊段擴展至具有半靜態資訊位元之示意圖； 第9圖係依據本發明實施例描述之使用BRV結合技術之解碼進程之流程圖； 第10圖係依據本發明實施例描述之重新排列資訊塊之資料欄位之進程之流程圖； 第11圖係依據本發明實施例描述之使用不同配置BRV結合技術之接收機解碼性能之模擬結果示意圖。

Claims (11)

  1. 一種解碼方法，包含： 接收一第一碼字之一第一位元可靠性數值，其中，該第一碼字對應一資訊塊之一第一位元序列； 接收一第二碼字之一第二位元可靠性數值，其中，該第二碼字對應該資訊塊之一第二位元序列； 將該第一位元可靠性數值與該第二位元可靠性數值進行聚合以形成該第二碼字之一靜態碼位元之一聯合位元可靠性數值；以及 使用該第二碼字之該靜態碼位元之該聯合位元可靠性數值，將該第二碼字進行解碼以恢復該資訊塊之該第二位元序列。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之解碼方法，其中，該資訊塊包含在該資訊塊之不同傳輸時間間隔中不發生改變之靜態資訊位元，並且透過編碼進程，根據該資訊塊之該靜態資訊位元生成該第二碼字之該靜態碼位元。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之解碼方法，其中，該資訊塊包含一靜態資訊位元與一半靜態資訊位元，其中，該靜態資訊位元位於一靜態資訊段中並且係在該資訊塊之不同傳輸時間間隔中不發生改變之資訊位元，該半靜態資訊位元係在該資訊塊之至少兩個傳輸時間間隔中不發生改變之資訊位元，並且透過編碼進程，根據該資訊塊之該靜態資訊位元與該半靜態資訊位元生成該第二碼字之該靜態碼位元。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之解碼方法，其中，該半靜態資訊位元包含該資訊塊之資料段之一個或多個最高有效位，其中，該一個或多個最高有效位位於該資訊塊之該靜態資訊段之末尾。
  5. 一種編碼方法，包含： 重排一資訊塊之一資料段，以將至少兩個先前分離資料塊彼此緊鄰排列從而在該資訊塊中形成一靜態資訊段，其中，該靜態資訊段與發送該資訊塊之一傳輸時間間隔相關；以及 對該重排資訊塊進行編碼以生成一碼字，其中，該碼字包含根據該資訊塊之該靜態資訊段中一資訊位元生成之一靜態碼位元。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之編碼方法，其中，該至少兩個先前分離資料塊之每一個包含一靜態資訊位元或一半靜態資訊位元，其中，該靜態資訊位元係在發送該資訊塊之不同傳輸時間間隔中不發生改變之資訊位元，該半靜態資訊位元係在發送該資訊塊之至少兩個傳輸時間間隔中不發生改變之資訊位元。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之編碼方法，其中，重排該資訊塊之該資料段之步驟進一步包含：將該資訊塊之該資料段之一個或多個最高有效位附在該資訊塊中該靜態資訊段之末尾，其中，該靜態資訊段包含一靜態資訊位元或一半靜態資訊位元，該靜態資訊位元係在發送該資訊塊之不同傳輸時間間隔中不發生改變之資訊位元，該半靜態資訊位元係在發送該資訊塊之至少兩個傳輸時間間隔中不發生改變之資訊位元。
  8. 一種解碼器，包含： 一接收模組，配置該接收模組接收一第一碼字之一第一位元可靠性數值以及接收一第二碼字之一第二位元可靠性數值，其中，該第一碼字對應一資訊塊之一第一位元序列並且該第二碼字對應該資訊塊之一第二位元序列； 一聚合模組，配置該聚合模組將該第一位元可靠性數值與該第二位元可靠性數值進行聚合以形成該第二碼字之一靜態碼位元之一聯合位元可靠性數值；以及 一解碼模組，配置該解碼模組使用該第二碼字之該靜態碼位元之該聯合位元可靠性數值，將該第二碼字進行解碼以恢復該資訊塊之該第二位元序列。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之解碼器，其中，該資訊塊包含在該資訊塊之不同傳輸時間間隔中不發生改變之靜態資訊位元，並且透過編碼進程，根據該資訊塊之該靜態資訊位元生成該第二碼字之該靜態碼位元。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之解碼器，其中，該資訊塊包含一靜態資訊位元與一半靜態資訊位元，其中，該靜態資訊位元位於靜態資訊段中並且係在該資訊塊之不同傳輸時間間隔中不發生改變之資訊位元，該半靜態資訊位元係在該資訊塊之至少兩個傳輸時間間隔中不發生改變之資訊位元，並且透過編碼進程，根據該資訊塊之該靜態資訊位元與該半靜態資訊位元生成該第二碼字之該靜態碼位元。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之解碼器，其中，該半靜態資訊位元包含該資訊塊之資料段之一個或多個最高有效位，其中，該一個或多個最高有效位位於該資訊塊之該靜態資訊段之末尾。
TW106132685A 2016-01-05 2017-09-22 編解碼方法及其解碼器 TW201843942A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201662274805P 2016-01-05 2016-01-05
US15/392,488 US10277256B2 (en) 2016-01-05 2016-12-28 Decoding across transmission time intervals
US15/392,488 2016-12-28

Publications (1)

Publication Number Publication Date
TW201843942A true TW201843942A (zh) 2018-12-16

Family

ID=59226903

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW106132685A TW201843942A (zh) 2016-01-05 2017-09-22 編解碼方法及其解碼器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10277256B2 (zh)
CN (1) CN107040337B (zh)
TW (1) TW201843942A (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107046721B (zh) * 2016-02-05 2020-03-03 中兴通讯股份有限公司 传输信息的方法及装置
US10660102B1 (en) * 2017-06-27 2020-05-19 Mbit Wireless, Inc. Method and apparatus for broadcast channel decoder
US10965360B2 (en) * 2017-08-23 2021-03-30 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus related to beam refinement
US10708031B1 (en) 2019-01-25 2020-07-07 Qualcomm Incorporated PBCH decoding with payload change detection

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10271016A (ja) * 1997-03-21 1998-10-09 Kawasaki Steel Corp 符号／復号化器
FR2871632B1 (fr) * 2004-06-10 2006-09-22 Centre Nat Rech Scient Cnrse Systeme de compensation de dephasage pour turbo decodeur
US20060195765A1 (en) * 2005-02-28 2006-08-31 Texas Instruments Incorporated Accelerating convergence in an iterative decoder
US8000411B2 (en) * 2008-01-04 2011-08-16 Qualcomm Incorporated Decoding scheme using multiple hypotheses about transmitted messages
US7974369B2 (en) * 2009-10-30 2011-07-05 Lsi Corporation Phase detector for timing recovery loop

Also Published As

Publication number Publication date
CN107040337B (zh) 2019-11-19
US20170194988A1 (en) 2017-07-06
CN107040337A (zh) 2017-08-11
US10277256B2 (en) 2019-04-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10313057B2 (en) Error detection in wireless communications using sectional redundancy check information
WO2016127819A1 (zh) 一种物理下行控制信道pdcch盲检测方法和***
JP5185395B2 (ja) チャネルｍａｐメッセージの既知情報を用いたチャネルデコーディング
CA2710773C (en) Decoding scheme using multiple hypotheses about transmitted messages
US20090041166A1 (en) Method and apparatus to improve information decoding when its characteristics are known a priori
WO2016070573A1 (zh) 数据校验方法及装置
TW201843942A (zh) 編解碼方法及其解碼器
CN111010256B (zh) 一种基于lte-a pdsch信道的解调装置及方法
WO2018090571A1 (zh) 确认/非确认信息的检测方法、装置及存储介质
US8259866B2 (en) Decoding scheme using A-priori information about transmitted messages
US8726138B2 (en) Methods and systems for modified maximum-likelihood based TBCC decoding
WO2010009232A2 (en) Methods and systems for turbo decoding in a wireless communication system
JP7371077B2 (ja) セクション式冗長検査を有する制御シグナリングの符号化および復号
WO2012136445A1 (en) Signaling data transmission transmitting split signaling data
CN105763286A (zh) 一种识别误检控制信息的方法及装置
KR20150094365A (ko) 채널상태를 이용하는 수정된 블록터보 복호화 장치 및 그 방법
KR101713063B1 (ko) 복수 프레임 전송 시스템의 패러티 프레임 전송 및 복호 방법
WO2012136444A1 (en) Apparatus and method for transmitting static signaling data in a broadcast system