TW201739155A

TW201739155A - 電源控制器

Info

Publication number: TW201739155A
Application number: TW105112001A
Authority: TW
Inventors: Shu-Jia Lin; Jing-Yuan Lin; Wen-Yue Xie; zhi-feng Lin
Original assignee: Inno-Tech Co Ltd
Priority date: 2016-04-18
Filing date: 2016-04-18
Publication date: 2017-11-01
Also published as: US10128743B2; US20170302157A1; TWI563784B

Abstract

本發明係一種電源控制器，包括輸入電源感測端、第一驅動端、第一負載感測端、第二驅動端以及第二負載感測端，可連接並控制功率因數校正預先調節器及直流電至直流電轉換器的至少其中之一，並依據來自輸入電源感測端的輸入電源狀態信號以及第一、第二負載感測端的負載狀態信號，分別選取適當的頻率負載工作曲線以執行相對應的操作模式，而將交流電的輸入電源轉換成穩定直流電的輸出電源。由於本發明可隨輸入電源狀態以及負載狀態而動態改變操作模式，所以可降低導通損失及切換損失，同時頻率負載工作曲線可用以維持不同輸入電壓下的最佳操作效率，因而大幅提升整體的電源轉換效率。

Description

電源控制器

本發明係有關於一種電源控制器，尤其是提供多個頻率負載工作曲線，並依據來自輸入電源感測端的輸入電源狀態信號以及第一、第二負載感測端的負載狀態信號，分別選取其中適當的頻率負載工作曲線以執行相對應的操作模式而產生第一及第二PWM驅動信號，分別控制功率因數校正預先調節器及直流電至直流電轉換器的至少其中之一，進而將交流電的輸入電源轉換成穩定直流電的輸出電源，可降低切換損失、導通損失、空載損失，提升整體的電源轉換效率。

電源供應器是目前電子產品中相當重要電氣元件，因為不同產品需要不同電壓或電流的電源而運作，比如，積體電路(IC)需要5V或3V，電動馬達需要12V直流電，而液晶顯示器中的燈管需要更高壓的電源，如1150V，因而需要電源供應器以滿足對不同電源的需求。因此，電源供應器的電源轉換技術日益蓬勃發展，屬於電子產業中相當重要的一環。

在習知技術中，一般常利用返馳式轉換器(flyback converter)以達到電源轉換的目的，包含初級側調節(Primary Side Regulation，PSR)或次級側調節(Secondary Side Regulation，SSR)的不同穩壓架構，不過都只使用單一頻率負載工作曲線，比如在90V~264V的範圍內，其中驅動信號的頻率是隨不同負載而依據頻率負載工作曲線進行變動。

為了達到新一代能效要求，電源供應器必須達成更高的四載平均效率以及極低的空載損失，而高效率的要求關乎電源轉換器的功率損失之最小化，其中功率損失又可分為導通損失及切換損失二種，但是二者大致上是呈現彼消則我長的變化趨勢，亦即很難同時降低導通損失及切換損失。一般，定頻率的控制器在平衡導通損失及切換損失的具體作法是將高壓(比如230VAC)的滿載設計為不連續導通模式(DCM)，並將低壓(比如115VAC)的滿載設計為連續導通模式(CCM)。

另外，在空載穩壓方面，傳統設計是加入維持電流的偏壓電阻，比如431 IC，或啞電阻(Dummy resistor)，藉以維持輸出電壓的穩定。

雖然習用技術中以定頻率平衡導通損失及切換損失的作法可近似於最佳化而提高滿載時的效率，但是缺點在於：無法有效降低輕載時的切換損耗，而且這類控制器是屬於硬切換方式，亦即，切換條件是受限於硬體電路的特性而無法彈性改變。此外，QR(Quasi Resonant)模式的控制器雖然可達到部分的軟切換功能，但是對於90VAC~264VAC的全電壓範圍應用而言，會導致在高輸入電壓時，比如230VAC，系統的操作頻率會過高，導致大幅削弱軟切換的優勢。

習用技術的另一缺點在於QR模式雖然可在相同功率條件下降低切換損失，但是導通損失卻比CCM還高，所以QR模式比較適合應用於低負載的條件，因低負載時的導通損失較小。結果，習用技術無法進一步提高電源轉換效率。

因此，非常需要一種創新的電源控制器，提供複數個頻率負載工作曲線，並可依據來自輸入電源感測端的輸入電源狀態信號以及第一、第二負載感測端的負載狀態信號，分別選取其中適當的頻率負載工作曲線以執行相對應的操作模式而產生第一及第二PWM驅動信號，分別控制功率因數校正預先調節器及直流電至直流電轉換器的至少其中之一，進而將交流電的輸入電源轉換成穩定直流電的輸出電源，可降低切換損失、導通損失、空載損失，提升整體的電源換效率，藉以解決上述習用技術的問題。

本發明之主要目的在於提供一種電源控制器，具有輸入電源感測端、第一驅動端、第一負載感測端、第二驅動端以及第二負載感測端，可連接至功率因數校正(PFC)預先調節器及直流電至直流電(DC_DC)轉換器的至少其中之一，主要是依據來自輸入電源感測端的輸入電源狀態信號以及第一、第二負載感測端的負載狀態信號，分別選取複數個預設的頻率負載工作曲線中適當的頻率負載工作曲線，並執行相對應的操作模式，包含持住模式、突發模式、不連續導通模式、連續導通模式，進而產生第一、第二PWM驅動信號，用以將交流電的輸入電源轉換成穩定直流電的輸出電源，不僅可大幅降低導通損失及切換損失，同時能維持不同輸入電壓下的最佳操作效率而提升整體的電源轉換效率。

具體而言，PFC預先調節器是接收輸入電源，經PFC預先調節處理而產生PFC直流電源，而DC_DC轉換器接收PFC直流電源，經直流到直流調節處理而產生輸出電源。此外，輸入電源感測端、第一驅動端及第一負載感測端是連接至PFC預先調節器，而第二驅動端及第二負載感測端是連接至DC_DC轉換器。

輸入電源感測端接收輸入電源，第一負載感測端係用以感測DC_DC轉換器對PFC預先調節器的負載效應，而第二負載感測端可感測DC_DC轉換器所產生並輸出的輸出電源所承受的負載。

電源控制器儲存複數個預設的頻率負載工作曲線，而不同頻率負載工作曲線是對應到輸入電源的不同電壓範圍，供電源控制器進行電源轉換操作，進而產生第一PWM驅動信號及第二PWM驅動信號，分別經第一驅動端及第二驅動端傳送至PFC預先調節器及DC_DC轉換器，將輸入電源轉換成輸出電源。

頻率負載工作曲線是在輸入電源之不同電壓範圍內定義第一PWM驅動信號及第二PWM驅動信號的頻率對不同負載的變動關係，其中負載愈重時，第一及第二PWM驅動信號的頻率會保持不變或變得愈高。

具體而言，每個頻率負載工作曲線在縱軸為頻率且橫軸為負載的二維頻率負載平面上是包含依序連接的第一曲線、第二曲線及第三曲線，其中第一曲線、第三曲線分別為具不同高度的水平直線，而第二曲線為遞升曲線，且第一曲線、第二曲線是在第一折點連接，第二曲線、第三曲線是第二折點連接，而第一折點及第二折點分別定義相對的頻率及負載之數值。此外，在二維頻率負載平面上定義出邊界導通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)曲線，用以界定不連續導通模式(DCM)、連續導通模式(CCM)的操作範圍，且BCM曲線所定義的頻率是隨著負載增加而下降，同時BCM曲線會交越第二曲線或第三曲線，但不會與第一曲線相交。再者，在BCM曲線的左下方區域是屬於DCM的操作範圍，而BCM曲線的右上方區域是屬於CCM的操作範圍，亦即，頻率愈低，是操作在朝DCM，頻率愈高，則操作在朝CCM。尤其是，第一曲線是對應到空負載的負載狀態，而第一曲線、BCM曲線之間的區域是對應到低負載，且BCM曲線以上的區域是對應到重負載。本發明的電源控制器可依據輸入電源選取適當的頻率負載工作曲線，藉以調整第一PWM驅動信號及第二PWM驅動信號的頻率，同時依據BCM曲線判斷負載程度，進而選取DCM、CCM中適當的操作模式。

要注意的是，第二折點的頻率及負載是分別大於第一折點的頻率及負載，且第二折點的頻率及負載是隨輸入電源的電壓上升而降低。

更進一步而言，上述的電源轉換操作包括：在PFC預先調節器及/或DC_DC轉換器的負載狀態為空負載(對應到第一曲線)且相對應的負載電流為零時，當作零負載，則電源控制器選取並執行持住模式；如果是在空負載(對應到第一曲線)且相對應的負載電流不為零時，則選取並執行突發模式；如果是在低負載(對應到第一曲線、BCM曲線之間的區域，則選取並執行不連續導通模式；以及如果是在重負載(對應到BCM曲線以上)，則選取並執行連續導通模式。

由於本發明是設計成可隨輸入電源狀態以及負載狀態而動態改變操作模式，所以可降低導通損失及切換損失，同時可依據輸入電源的電壓而選取所需的頻率負載工作曲線，能維持不同輸入電壓下的最佳操作效率，因此，可大幅提升整體的電源轉換效率。再者，本發明的電源控制器是以數位形式的整合型電子控制器而實現，具有較強的抗雜訊干擾之能力，可同時改善耐用性及整體電氣操作的穩定性。

10‧‧‧電源控制器

11‧‧‧數位控制核心單元

13‧‧‧輸入電源ADC單元

15‧‧‧第一負載ADC單元

17‧‧‧第二負載ADC單元

20‧‧‧功率因數校正預先調節器

30‧‧‧直流電至直流電轉換器

A‧‧‧輸入電源感測端

B‧‧‧第一驅動端

BCM_C‧‧‧邊界導通模式(BCM)曲線

C‧‧‧第一負載感測端

C1‧‧‧第一電容

C2‧‧‧第二電容

C3‧‧‧第三電容

D‧‧‧第二驅動端

D1‧‧‧第一整流二極體

D2‧‧‧第二整流二極體

E‧‧‧第二負載感測端

F1、F2‧‧‧頻率

G‧‧‧接地端

L‧‧‧電感

L1‧‧‧第一頻率負載工作曲線

L2‧‧‧第二頻率負載工作曲線

L3‧‧‧第三頻率負載工作曲線

L4‧‧‧第四頻率負載工作曲線

LD1、LD2‧‧‧負載

LP‧‧‧初級側線圈

LS‧‧‧次級側線圈

P1‧‧‧第一折點

P2‧‧‧第二折點

T1‧‧‧第一切換單元

T2‧‧‧第二切換單元

TR‧‧‧變壓器

VIN‧‧‧輸入電源

VOUT‧‧‧輸出電源

第一圖顯示本發明實施例電源控制器的系統示意圖。

第二圖顯示本發明實施例電源控制器的示範性頻率負載工作曲線。

第三圖顯示本發明實施例電源控制器的操作模式波形圖。

以下配合圖式及元件符號對本發明之實施方式做更詳細的說明，俾使熟習該項技藝者在研讀本說明書後能據以實施。

參閱第一圖，本發明實施例電源控制器的系統示意圖。如第一圖所示，本發明的電源控制器10主要是包含輸入電源感測端A、第一驅動端B、第一負載感測端C、第二驅動端D以及第二負載感測端E，可連接並控制功率因數校正(Power Factor correction，PFC)預先調節器20及直流電至直流(DC_DC)電轉換器30的至少其中之一，其中輸入電源感測端A、第一驅動端B及第一負載感測端C連接至PFC預先調節器，而第二驅動端D及第二負載感測端E連接至DC_DC轉換器，可用以將交流電的輸入電源VIN轉換成穩定直流電的輸出電源VOUT。

PFC預先調節器20接收輸入電源VIN，經PFC預先調節處理而產生PFC直流電源，並由DC_DC轉換器接受後，經直流到直流調節處理而產生輸出電源VOUT。

再者，輸入電源感測端A接收輸入電源VIN，第一負載感測端C是用以感測DC_DC轉換器30對PFC預先調節器20的負載效應，而第二負載感測端E是用以感測DC_DC轉換器30所產生並輸出的輸出電源VOUT所承受的負載。

上述的PFC預先調節器20及DC_DC電轉換器30基本上是一般的電氣裝置，並非本發明的重點，但是為清楚顯示本發明的具體應用及功效，以下將簡單說明PFC預先調節器20及DC_DC電轉換器30的技術內容，包含相關的電氣結構及運作。

通常，PFC預先調節器20是包含第一電容C1、電感L、第一切換單元T1、第一整流二極體D1以及第二電容C2，其中第一電容C1接收輸入電源VIN，且電感L的一端連接至第一電容C1，電感L的另一端同時連接至第一切換單元T1、第一整流二極體D1的正端，而第一整流二極體D1的負端連接至第二電容C2的一端，並產生該PFC直流電源，尤其，第一電容C1的另一端及第二電容C2的另一端皆為接地。

要注意的是，PFC預先調節器20的第一切換單元T1可由雙載子接面電晶體(Bipolar Junction Transistor，BJT)或金氧半場效電晶體(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)實現，因此，如果第一切換單元T1是使用雙載子接面電晶體，則第一切換單元T1具有集極端、基極端及射極端，而如果使用金氧半場效電晶體當作第一切換單元T1，則第一切換單元T1具有汲極端、閘極端及源極端。不過為方便說明起見，以下將以金氧半場效電晶體當作示範性實例，如第一圖所示，所以下文中所提的汲極端、閘極端及源極端在電氣特性上係等同於集極端、基極端及射極端，而不再贅述。

此外，第一切換單元T1的汲極端是連接至第一整流二極體D1的正端，而源極端為接地。電源控制器的輸入電源感測端A連接至輸入電源VIN，第一驅動端B連接至第一切換單元T1的閘極端，第一負載感測端C連接至第一整流二極體D1的負端。

一般，DC_DC轉換器30包含變壓器TR、第二切換單元T2、第二整流二極體D2以及第三電容C3，其中變壓器TR是由初級側線圈NP及次級側線圈NS構成。初級側線圈NP的一端連接至PFC預先調節器30中第一整流二極體D1的負端，次級側線圈NS的一端連接至第二整流二極體D2的正端，而第二整流二極體D2的負端連接至第三電容C3的一端，並產生輸出電源VOUT，且次級側線圈NS的另一端、第三電容C3的另一端是同時接地。

另外要注意的是，上述第二整流二極體D2是配置在次級側線圈NS的高壓側，不過在電氣性能等效上，第二整流二極體D2也可配置在次級側線圈NS的低壓側(圖中未顯示)，亦即，可連接至次級側線圈NS及接地之間，所以第二整流二極體D2實質上是可配置在次級側線圈NS的高壓側或低壓側。因此，任何將整流元件配置在次級側線圈NS的高壓側或低壓側的應用方式都應涵蓋於本發明的範圍。

第二切換單元T2是類似於PFC預先調節器20的第一切換單元T1，亦即，第二切換單元T2可為雙載子接面電晶體(BJT)或金氧半場效電晶體(MOSFET)，而為方便說明起見，以下將以金氧半場效電晶體當作第二切換單元T2的示範性實例，所以下文中第二切換單元T2的汲極端、閘極端及源極端在電氣特性上係等同於集極端、基極端及射極端，而不再贅述。

第二切換單元T2的汲極端連接至初級側線圈NP的另一端，閘極端連接至電源控制器10的第二驅動端D，而源極端為接地。再者，電源控制器10的第二負載感測端E連接至第二整流二極體D2的負端。

此外，本發明的電源控制器10進一步具有接地端G，係用以連接至PFC預先調節器20的接地以及DC_DC轉換器30中第二切換單元T2的接地，尤其是使得電源控制器10、第一切換單元T1及第二切換單元T2具有共同接地，進而電源控制器10可正確控制第一切換單元T1及第二切換單元T2的導通操作。比如，電源控制器10的接地端G是與第一切換單元T1的源極及第二切換單元T2的源極為同一接地位準。

進一步而言，本發明的電源控制器10是以整合型電子控制器而實現，亦即積體電路(Integrated Circuit，IC)，係儲存複數個預設的頻率負載工作曲線，可用以提供進行電源轉換操作，其中電源轉換操作主要是包含依據來自輸入電源感測端A的輸入電源狀態信號以及第一負載感測端C、第二負載感測端E的負載狀態信號，分別選取該等頻率負載工作曲線中適當的頻率負載工作曲線，並執行相對應的操作模式，包括持住模式(holdup mode)、突發模式(burst mode)、不連續導通模式(DCM)、連續導通模式(CCM)，用以產生第一、第二(Pulse Width Modulation，PWM)驅動信號，並分別經由第一驅動端B及第二驅動端D以個別控制PFC預先調節器20及/或直流電至直流(DC_DC)電轉換器30的電氣操作，進而將輸入電源VIN轉換成輸出電源VOUT。尤其是，每個頻率負載工作曲線是用以在輸入電源VIN之不同電壓範圍內定義第一及第二PWM驅動信號的頻率對不同負載的變動關係，其中負載愈重，則第一、第二PWM驅動信號的頻率會保持不變或變得愈高。

為方便說明頻率負載工作曲線的特點，請參考第二圖，顯示四個示範性實例的頻率負載工作曲線，是定義在縱軸為頻率且橫軸為負載的二維頻率負載平面上，包含分別為對應到第一、第二、第三、第四輸入電壓範圍的第一頻率負載工作曲線L1、第二頻率負載工作曲線L2、第三頻率負載工作曲線L3、第四頻率負載工作曲線L4，其中第一、第二、第三、第四輸入電壓範圍可分別定義為95V以下、95~170V、170~250V、250V以上。當然要注意的是，上述所提的第一、第二、第三、第四輸入電壓範圍是可依據實際需要而設定，所以第二圖只是示範性實例而已，並非用以限定本發明的範圍。

更加具體而言，每個頻率負載工作曲線在二維頻率負載平面上是包含依序連接的第一曲線、第二曲線及第三曲線，其中第一曲線、第三曲線分別為具不同高度的水平直線，而第二曲線為遞升曲線，且第一曲線、第二曲線是在第一折點連接，第二曲線、第三曲線是第二折點連接，而第一折點及第二折點分別定義相對的頻率及負載之數值。以第一頻率負載工作曲線L1為例，第一曲線、第二曲線是在第一折點P1連接，而第二曲線、第三曲線是第二折點P2連接，其中第一折點P1是由頻率F1及負載LD1之數值所定義，而第二折點P2是由頻率F2及負載LD2之數值所定義。再者，第一曲線、第三曲線可為不同高度的水平直線，而第二曲線可為遞升曲線，比如第二圖中的上升曲線，因而第二折點P2的頻率F2及負載LD2分別大於第一折點P1的頻率F1及負載LD1。

較佳的是，不同頻率負載工作曲線的第一折點P1可為相同或互不相同，但是每個頻率負載工作曲線的第二折點P2可互不相同，且第二折點P2的頻率F2及負載LD2是隨著輸入電源VIN的電壓上升而降低。

此外，更在二維頻率負載平面上進一步定義出邊界導通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)曲線BCM_C，用以界定不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)、連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)的操作範圍，且BCM曲線BCM_C所定義的頻率是隨著負載增加而下降，並且會隨輸入電源的電壓範圍的下降/上升而下降/上升，同時BCM曲線BCM_C會交越第二曲線或第三曲線，但不會與第一曲線相交。尤其是，第一曲線是對應到空負載的負載狀態，而第二曲線中第一折點P1至BCM曲線BCM_C之間的區域是對應到低負載，且第二曲線中在BCM曲線BCM_C以上的區域以及第三曲線都是對應到重負載。因此，本發明的電源控制器10可依據輸入電源VIN以選取適當的頻率負載工作曲線，藉以調整第一PWM驅動信號及第二PWM驅動信號的頻率，同時依據BCM曲線BCM_C判斷負載程度，進而選取適當的操作模式。

為進一步提升轉換效率，本發明電源控制器10的電源轉換操作可如第三圖所示依據不同負載程度而選取適當的操作模式，主要是包括：在PFC預先調節器20及/或DC_DC轉換器30的負載狀態為空負載(第一曲線)且相對應的負載電流為零時，亦稱為零負載時，電源控制器10選取並執行持住模式；如果負載狀態是在空負載(第一曲線)且相對應的負載電流不為零時，則選取並執行突發模式；如果是在低負載，則選取並執行不連續導通模式；以及如果是在重負載，則選取並執行連續導通模式。

具體而言，上述的持住模式是利用以第一圖中第一折點P1的頻率F1而以間歇方式產生第一、第二PWM驅動信號，並分別驅動第一切換單元T1、第二切換單元T2，可將輸出電源VOUT持住。突發模式一般是以第一折點P1的頻率F1，用比持住模式還要密的間歇方式產生並驅動第一、第二PWM驅動信號，可小幅度提高輸出功率以供相對應負載所需。

再者，負載LD1是與最小切換頻率的頻率F1配對，可被設定成能避免音頻噪音，而負載LD2是與最大切換頻率的頻F2配對，可被設定成能降低切換損失。尤其，負載LD1、頻率F1是與輸入電源的電壓範圍無關，而負載LD2、頻率F2會隨輸入電源的電壓範圍的下降/上升而相反的上升/下降。

當負載低於負載LD1時，上述的切換頻率會被箝制、固定在頻率F1(持住模式及突發模式)。

當負載是在負載LD1及LD2之間時，切換頻率會在頻率F1、F2之間做線性或非線性調變。

當負載高於負載LD2時，切換頻率會會被箝制、固定在頻率F2。

簡言之，持住模式及突發模式都會被配置到某一固定頻率區域內，用以降低無負載時的功耗，而不連續導通模式(DCM)是配置到變動頻率區域內，用以降低負載時的切換損失，而連續導通模式(CCM)是配置到固定及變動頻率區域內，用以降低重載時的導通損失。

因此，本發明利用上述不同頻率負載工作曲線所達成的具體功效是，在相同的輸入電源電壓下，如果負載愈重，則負載的電流愈大，可藉增加第一、第二PWM驅動信號的頻率以使得導通損失降低，而對於低負載，因負載的電流較小，所以較低頻率對導通損失的影響很小，甚至可忽略不計，卻可達到降低切換損失的目的。

再回到第一圖，為達成上述電氣功能，電源控制器10可包括數位控制核心單元11、輸入電源類比至數位轉換器(Analog-to-Digital，ADC)單元13、第一負載ADC單元15以及第二負載ADC單元17，其中輸入電源ADC單元13接收來自輸入電源感測端A的輸入電源VIN，並經類比至數位轉換而產生並傳送輸入電源ADC感測信號，第一負載ADC單元15接收來自第一負載感測端C的第一負載信號，並經類比至數位轉換而產生並傳送第一負載ADC感測信號，且第二負載ADC單元17接收來自第二負載感測端E的第二負載信號，並經類比至數位轉換而產生並傳送第二負載ADC感測信號。此外，數位控制核心單元11接收輸入電源ADC感測信號、第一負載ADC感測信號、第二負載ADC感測信號，分別判斷輸入電源VIN的電壓以及第一、第二負載的負載狀態，用以執行上述本發明的電源轉換操作，進而產生所需的第一、第二PWM驅動信號。

尤其，數位控制核心單元11是以數位方式運作，亦即藉執行靭體程式或軟體程式而實現電源轉換操作，因而具有較強的抗雜訊干擾之能力，可同時改善耐用性及整體電氣操作的穩定性，且更加具有彈性以應付複雜的實際應用環境。

不過要注意的是，第一圖中電源控制器10的電氣構造只是用以說明本發明特點的其中一具體實例而已，並非用以限定本發明範圍，亦即，所有具有電源控制器10的電氣特徵的電氣單元都應涵蓋於本發明之內，比如，利用類比電路方式或是類比/數位混合方式建構的電源控制器10。

此外，本發明在進入CCM後，仍可彈性增加頻率，而且可在進入DCM後，可在一定谷底時進行切換，並彈性設定切換的谷底數目，還能彈性設定突發模式進入DCM的轉態點，亦即第一折點，以及彈性設定突發模式的頻率、占空比(duty)、脈衝數目(pulse count)。

綜上所述，本發明的主要特點在於提供複數個頻率負載工作曲線，並可視輸入電壓的不同而選取最佳的頻率負載工作曲線，以滿足不同輸入電壓的最佳化，尤其可在低負載操作時，執行DCM的操作模式以減少切換損失，並在重負載時，切換成CCM的操作模式以減少導通損失，且還可在低輸入電壓時，提供足夠高的操作頻率，藉以避免變壓器發生飽合的危險，因而不僅提高整體轉換效率並能改善應用的安全性。

此外，在CCM操作時，可設計為變動頻率，達到安全設計及小型化之需求，而為了達到降低電磁干擾(EMI)的要求以及提高效率的要求，本發明對於CCM頻率之上升，提供限制最大CCM頻率的機制。

本發明的另一特點在於利用突發模式及持住模式，可達成空載行為之最佳化，因而完成極低的空載損耗，所以效率表現為市場同類產品之最佳者。再者，因不需使用習用技術的偏壓電阻或啞電阻，所以可避免額外功耗，進一步改善轉換效率。

由於本發明是設計成可隨負載狀態而動態改變操作模式，所以可降低導通損失及切換損失，同時可依據輸入電源的電壓而選取所需的頻率負載工作曲線，能維持不同輸入電壓下的最佳操作效率，因此，可大幅提升整體的電源轉換效率。再者，本發明的電源控制器是以數位形式的整合型電子控制器而實現，具有較強的抗雜訊干擾之能力，可同時改善耐用性及整體電氣操作的穩定性。

以上所述者僅為用以解釋本發明之較佳實施例，並非企圖據以對本發明做任何形式上之限制，是以，凡有在相同之發明精神下所作有關本發明之任何修飾或變更，皆仍應包括在本發明意圖保護之範疇。