TW201445861A - 電源轉換器及功率因數修正裝置 - Google Patents

Abstract

一種功率因數修正裝置，適用於根據一整流器送出的信號轉換出一輸出電壓，包含：一控制器，根據整流器送出的信號和輸出電壓產生一個驅動信號；及一修正器，根據整流器送出的信號和驅動信號調整該輸出電壓，包括一電感和一電晶體，且電感電流受整流器送出的信號控制，電晶體受驅動信號控制；其中，控制器包括：一輸入單元，包括一電阻，輸入單元以電感電流流經該電阻的跨壓當作一第一比較信號；一電壓迴路，基於輸出電壓產生一第二比較信號；一比較器，比較該兩個比較信號；及一驅動電路，根據比較結果決定驅動信號的上升緣。

Description

電源轉換器及功率因數修正裝置

本發明是有關於一種電源轉換器，特別是指一種能校正功率因數(power factor)的電源轉換器。

電源轉換器通常會在橋式整流器後再電連接一個功率因數修正裝置，以改善橋式整流器的非線性特性所造成的電流諧波失真現象，進而提高電源轉換器的功率因數。

圖1的電源轉換器採用平均電流模式的功率因數控制方式，使運算電路91根據電壓V_rec2的均方根值進行平方運算，根據放大器94的輸出電壓V_EAO和電流I_AC進行乘法運算，再根據乘法運算結果和平方運算結果進行除法運算，然後基於除法運算結果來切換電晶體Q，讓流經電感L的電流I_L相位追隨電壓V_rec1的相位，以減緩諧波失真現象並提升功率因數。

不過，這樣的功率因數控制方式除了需要電壓迴路92和電流迴路93的回授補償，還需使用複雜的運算電路91進行前述乘法、除法與平方計算。並且，運算電路91得具備高線性度，才能於寬頻帶範圍內有效處理輸入電 流Ii和輸出電壓Vo。

又，前述電路為了達到使流經電感L的電流I_L相位匹配電壓V_rec1的相位的目的，會不斷地調整流經電感L的電流，卻也造成如圖2的電感電流鋸齒波形，有礙功率因數的提升。為此，習知技術會在電阻R_S和電阻R_M1加入一個濾除高頻雜訊的濾波器(圖未示)，使放大器95的正輸入端信號反應出電感電流I_L的平均電流，不過這會造成放大器95的正輸入端信號產生相位延遲，不利於功率因數提升。

因此，本發明之目的，即在提供一種低電路成本的電源轉換器和功率因數修正裝置，使功率因素獲得有效提升。

於是本發明電源轉換器，適用於根據一交流電源轉換出一輸出電壓，包含：一整流器，根據該交流電源進行整流處理；一控制器，根據該整流器送出的信號和該輸出電壓產生一個驅動信號；及一修正器，根據該整流器送出的信號和該驅動信號調整該輸出電壓，包括一電感和一電晶體，且流經該電感的電流受該整流器送出的信號控制，該電晶體的導通狀態受該驅動信號控制；其中，該控制器基於該電感電流獲取一第一比較信號，並基於該輸出電壓獲取一第二比較信號，且使該第一比較信號相比於該第二比較信號而得到該驅動信號。

而本發明功率因數修正裝置，適用於根據一整 流器送出的信號轉換出一輸出電壓，包含：一控制器，根據該整流器送出的信號和該輸出電壓產生一個驅動信號；及一修正器，根據該整流器送出的信號和該驅動信號調整該輸出電壓，包括一電感和一電晶體，且流經該電感的電流受該整流器送出的信號控制，該電晶體的導通狀態受該驅動信號控制；其中，該控制器基於該電感電流獲取一第一比較信號，並基於該輸出電壓獲取一第二比較信號，且使該第一比較信號相比於該第二比較信號而得到該驅動信號。

100‧‧‧電源轉換器

1‧‧‧整流器

11‧‧‧電晶體

12‧‧‧電感

13‧‧‧二極體

14‧‧‧電容

200‧‧‧功率因數修正裝置

2‧‧‧修正器

3‧‧‧控制器

31‧‧‧輸入單元

311‧‧‧電容

312‧‧‧電阻

313‧‧‧反向放大器

32‧‧‧電壓迴路

321‧‧‧分壓單元

322‧‧‧誤差放大器

323‧‧‧斜波產生器

323’‧‧‧斜波產生器

33‧‧‧比較器

34、34’‧‧‧驅動電路

51‧‧‧運算放大器

52‧‧‧電晶體

53‧‧‧電阻

54‧‧‧電流鏡

55‧‧‧電容

56‧‧‧開關

61‧‧‧震盪器

62a‧‧‧第一反或閘

62b‧‧‧第二反或閘

63a‧‧‧第一電流源

63b‧‧‧第二電流源

64a‧‧‧第一開關

64b‧‧‧第二開關

65、75‧‧‧電容

66、76‧‧‧判斷單元

67、77‧‧‧及閘

68、78‧‧‧正反器

71‧‧‧及閘

73a‧‧‧第一電流源

73b‧‧‧第二電流源

74a‧‧‧第一開關

74b‧‧‧第二開關

79‧‧‧互斥或閘

8‧‧‧負載

80‧‧‧反閘

81‧‧‧第二電晶體

82‧‧‧第二電流鏡

83‧‧‧第二電容

84‧‧‧第二開關

85‧‧‧多工器

Vac‧‧‧交流電源

Vo‧‧‧輸出電壓

Vrec‧‧‧整流信號

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的較佳實施例詳細說明中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明習知技術的電源轉換器；圖2是一示意圖，說明電感電流的波形；圖3是一方塊圖，說明電源轉換器的第一較佳實施例；圖4是一電路圖，說明電源轉換器；圖5是一電路圖，說明第一較佳實施例的斜波產生器；圖6是一時序圖，說明第一較佳實施例的信號波形；圖7是一電路圖，說明第一較佳實施例的驅動電路；圖8是一電路圖，說明第二較佳實施例的斜波產生器；圖9是一電路圖，說明第二較佳實施例的驅動電路；及圖10是一時序圖，說明第二較佳實施例的信號波形。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的 說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

聯合參閱圖3和圖4，本發明電源轉換器100之第一較佳實施例適用於根據一交流電源Vac轉換出一輸出電壓Vo，以供電給負載8。電源轉換器100包含彼此電連接的一整流器1和一功率因數修正裝置200，且該功率因數修正裝置200包括一修正器2和一控制器3。

整流器1具有一第一輸出端和一第二輸出端，整流器1根據交流電源Vac進行整流處理而在第一輸出端和第二輸出端間形成一整流信號Vrec。修正器2則受控制器3控制而根據整流信號Vrec調整輸出電壓Vo。

以下先介紹修正器2的內部電路。

修正器2包括一電晶體11，以及依序電連接的一電感12、一個二極體13和一電容14。電感12以第一端電連接整流器1的第一輸出端，以第二端電連接二極體13的陽極。電容14的兩端則分別電連接二極體13的陰極和地。而電晶體11的第一端則是電連接於電感12和二極體13的電連接處，第二端接地，控制端電連接控制器3。

當電晶體11導通，整流信號決定流過電感12的電流，電感12據以儲能(累積電荷)。當電晶體11截止，電感12利用儲存電荷對電容14和負載8放電。

接著，介紹控制器3。控制器3具有一比較器33，以及分別電連接該比較器33的一輸入單元31、一電壓迴路32和一驅動電路34。控制器3主要作動為：輸入單元31根據整流器1的第二輸出端信號送出一第一比較信號， 電壓迴路32根據輸出電壓Vo送出一第二比較信號，比較器33比較第一比較信號和第二比較信號，且驅動電路34根據比較器33的比較結果產生一個驅動信號，作為修正器2調整輸出電壓Vo的依據。

輸入單元31包括一電容311、一電阻312和一反向放大器313。電容311跨接於整流器1的第一輸出端和第二輸出端間，電阻312跨接於整流器1的第二輸出端與地間。流經電阻312的電流相等於流經電感12的電流。反向放大器313使整流器1的第二輸出端電壓乘以(-A)倍來得到該第一比較信號，其中A為反向放大器313的增益絕對值。較佳地，本例的A=1，即該第一比較信號為電阻312跨壓絕對值。

電壓迴路32包括一分壓單元321、一誤差放大器322和一個斜波產生器323。分壓單元321根據輸出電壓Vo產生一分壓信號，誤差放大器322使分壓信號相比於一迴路參考電壓而得到一放大信號。斜波產生器323則基於放大信號和驅動信號產生該第二比較信號，其中驅動信號的準位決定第二比較信號的斜率符號(即正斜率或負斜率)，放大信號決定第二比較信號的斜率絕對值，詳細電路於稍後介紹。

比較器33使第一比較信號相比於第二比較信號，而在第一比較信號較高時使脈寬調變信號為低電位，在第一比較信號較低時使脈寬調變信號為高電位。接著，驅動電路34進一步根據脈寬調變信號決定驅動信號的上升緣 時間，且根據一個週期性的時脈信號決定驅動信號的下降緣時間，詳細電路於稍後介紹。

如圖4所示，驅動信號之後會傳入修正器2的電晶體11而決定其導通狀態。熟悉本技藝者可分析圖4電路而得知驅動信號的責任週期越小，電晶體11導通時間越短，電感12儲存電荷越少，這將使輸出電壓Vo降低。相反地，如果驅動信號的責任週期越大，輸出電壓Vo將提升。所以，如果交流電源Vac和負載8產生飄動，控制器3可對應地調整驅動信號的責任週期，達到調整輸出電壓Vo且改善功率因素的目的。

接下來，進一步解說斜波產生器323和驅動電路34。

斜波產生器323實現電路可參考圖5，具有一運算放大器51、一電晶體52、一電阻53、一電流鏡54、一電容55和一開關56。運算放大器51的正輸入端接收放大信號，負輸入端電連接電晶體52的第一端和電阻53，輸出端電連接電晶體52的控制端。電流鏡54的輸入端電連接電晶體52的第二端，輸出端電連接電容55的一端。且電容55的另一端接地，開關56與電容55並聯。其中，第二比較信號相當於電容55跨壓，開關56在驅動信號為高電位時導通，在驅動信號為低電位時不導通。

因此，斜波產生器323中，當放大信號使電晶體52導通，電流鏡54使用輸入端接收電晶體52的第二端電流，且據以透過輸出端提供一映射電流。電容55於開關 56不導通期間根據映射電流進行充電，而使第二比較信號上升，如圖6的T_OFF期間。電容55於開關56導通期間進行放電，而使第二比較信號迅速下降，如圖6的T_ON期間。

另外，驅動電路34實現電路可參考圖7，具有一震盪器61、一第一反或閘62a、一第二反或閘62b、一第一電流源63a、一第二電流源63b、一第一開關64a、一第二開關64b、一電容65、一判斷單元66、一及閘67和一正反器68。

第一反或閘62a接收脈寬調變信號和驅動信號，而送出用以決定第一開關64a導通與否的信號。第二反或閘62b接收一個反相於脈寬調變信號的信號和一控制信號(即判斷單元66的輸出端信號)，而送出用以決定第二開關64b導通與否的信號。第一開關64a和第二開關64b串接於電壓源VDD和地間，且該兩個開關64a、64b的電連接處會電連接電容65和判斷單元66的負輸入端。判斷單元66的正輸入端接收一驅動參考電壓。及閘67的兩輸入端分別用以接收控制信號和脈寬調變信號，且輸出端電連接正反器68的設定(set)端S。而正反器68藉由重置(reset)端R接收一個由震盪器61產生的時脈信號，藉由輸出端Q送出該驅動信號。

所以，驅動電路34中，電容65是在開關64a導通且開關64b截止時根據電流源63a充電，在開關64a截止且開關64b導通時根據電流源63b放電。而當電容65 因充電或放電而造成跨壓不大於驅動參考電壓，判斷單元66就會輸出高電位的控制信號。及閘67在控制信號和脈寬調變信號均為高電位時，使正反器68設定而送出高電位的驅動信號，且直到正反器68被時脈信號的下一個上升緣重置，才會送出低電位的驅動信號。因此，該時脈信號的週期相等於該驅動信號的週期。請注意，時脈信號頻率遠高於交流電源Vac頻率。

聯合參閱圖4~7，為了更明確說明電源轉換器100的整體作動，以下以圖6為例，分別描述各時間區段的信號波形。

在時間t=0~T11期間，第一比較信號大於第二比較信號，脈寬調變信號為低電位，驅動信號因為正反器68沒有被設定而保持低電位，因此第一開關64a被導通且第二開關64b不導通而使電容65充電。電容65充電，使得跨壓大於驅動參考電壓，所以控制信號呈現低電位。

一旦，第一比較信號不大於第二比較信號，如時間t=T11，脈寬調變信號轉為高電位，第一開關64a將不導通且第二開關64b導通，所以電容65於時間t=T11~T12放電。此期間電容65跨壓仍大於驅動參考電壓，控制信號維持低電位，所以驅動信號保持低電位。

於時間t=T12，電容65放電後跨壓不大於驅動參考電壓，控制信號轉為高電位，由於脈寬調變信號為高電位，所以驅動信號因為正反器68被設定而變成高電位。

時間t=T12~T13，斜波產生器323中，電容55 會因為驅動信號變成高電位而放電，所以第二比較信號電壓劇降，使得脈寬調變信號切換成低電位。又因為驅動信號為高電位，控制信號也為高電位，所以第一開關64a和第二開關64b均不導通，電容65跨壓維持為驅動參考電壓。

時間t=T13，時脈信號的一脈衝上升緣重置正反器68，而使驅動信號改為低電位。由於驅動信號和脈寬調變信號均為低電位且控制信號為高電位，所以電容65充電。又，驅動信號的低電位使得電容55充電而提升第二比較信號。之後，電路作動重複如時間t=0~T13。

總結以上時間區段的描述，可發現電容65在第二比較信號不大於第一比較信號時進行充電，在第二比較信號大於第一比較信號時進行放電。而電容65賴以充放電的電流源63a和第二電流源63b具有相同的定電流，所以電容65從驅動參考電壓充電到一特定電壓所花費的時間，相等於電容65從該特定電壓放電到驅動參考電壓所花費的時間，即0~T11的期間長度相等於T11~T12。又，驅動信號會在T=12時切成高電位，所以可歸納出第一較佳實施例主要是根據第一比較信號和第二比較信號來決定驅動信號的上升緣時間。另外，第一較佳實施例的正反器68是受時脈信號重置控制，所以可推論時脈信號會決定驅動信號的下降緣時間。

又，在0~T12期間，第一比較信號下降斜率相關於(Vo-Vrec)/L，其中L為電感12的電感值。由於驅動信 號頻率遠高於交流電源Vac頻率，所以整流信號Vrec在0~T12期間趨於定值，因此第一比較信號於此期間具有固定的下降斜率。

而第二比較信號是電容55進行定電流充電所得，所以該兩個比較信號相等時，第一比較信號值會恰巧等於第一比較信號的平均值，因此第一較佳實施例可視為是根據第一比較信號的平均值來調整驅動信號，屬於一種電流平均模式的功率因數修正方式。

假設驅動信號的週期為T_S，高電位期間為T_ON，低電位期間為T_OFF，熟於本技藝者知曉，整流信號Vrec、輸出電壓Vo和責任週期(即T_ON/T_S)的關係會如式(1)所示。又，流經電感12的平均電流可表示如式(2)，流經電感12的峰對峰(peak-to-peak)電流△i_L可表示如式(3)，所以流經電感12的波峰(peak)電流和波谷(valley)電流可分別表示為式(4)和式(5)。觀察式(2)，可理解本例電源轉換器100所產生的平均電感電流並不會含有諧波成分，有利於功率因素的改善。其中，V _{第二比較信號}代表第二比較信號的電壓，V _放大信號代表放大信號的電壓，R ₃₁₂代表電阻312，L ₁₂代表電感12，而變數k’與第二比較信號具有如式(6)的關係。

相較於第一較佳實施例，本發明電源轉換器之第二較佳實施例的差異在於斜波產生器323’與驅動電路34’的結構。

圖8顯示了第二較佳實施例的斜波產生器323’，除了具有如第一較佳實施例的運算放大器51、第一電晶體52、電阻53、第一電流鏡54、第一電容55和第一開關56外，更具有一第二電晶體81、一第二電流鏡82、第二電容83、一第二開關84和一多工器85。第二電晶體81藉由控制端連接第一電流鏡54，且藉由第一端電連接第二電流鏡82的輸入端。第二開關84和第二電容83串接於斜波參考電壓和地間，且第二開關84與第二電容83的電連接處會電連接第二電流鏡82的輸出端。

其中，第一開關56於驅動信號高電位時導通，第二開關84於驅動信號低電位時導通。並且，多工器85會在驅動信號低電位時使第二比較信號追隨第一電容55跨 壓，在驅動信號高電位時使第二比較信號追隨第二電容83跨壓。

當放大信號使第一電晶體52導通，第一電流鏡54使用輸入端接收第一電晶體52的第二端電流，且據以透過輸出端提供一第一映射電流，作為第一電容55的充電依據。並且，第一映射電流也會經由第二電晶體81傳送到第二電流鏡82，使第二電流鏡82據以送出一第二映射電流，作為第二電容83的放電依據。

圖9顯示第二較佳實施例的驅動電路34’，其與第一較佳實施例的差異在於：用以控制第一開關74a和第二開關74b的信號，以及用以控制正反器78重置端的信號。更詳細地，驅動電路34’更包含一互斥或(XOR)閘79、一反(NOT)閘80和一及閘71。互斥或閘79根據驅動信號和脈寬調變信號產生用以控制第二開關74b的信號，且反閘80據以反相得到用以控制第一開關74a的信號。及閘71根據控制信號和一個相反於脈寬調變信號的信號來得到用以控制正反器78重置端的信號。

聯合參閱圖4和8~10，接下來，藉由圖10的信號波形說明電源轉換器的第二較佳實施例的整體作動。由於t=0~T22期間的作動相仿於第一較佳實施例的t=0~T12期間，所以在此不予贅述。

於t=T22，控制信號和驅動信號都轉為高電位，此時第二電容83開始放電，第二比較信號因此從斜波參考電壓開始遞減，此時第二比較信號仍大於第一比較信號， 所以脈寬調變信號保持高電位。

時間t=T22~T23，因為驅動信號和脈寬調變信號皆為高電位，所以第一開關74a導通，電容75充電，控制信號很快地轉為低電位。此期間第二比較信號電壓持續遞減。

時間t=T23，第二比較信號從大於第一比較信號變成不大於第一比較信號，所以脈寬調變信號切為低電壓，第一開關74a不導通，第二開關74b導通，電容75放電。此時電容75跨壓大於驅動參考電壓，控制信號為低電位，驅動信號持續高電位。

時間t=T23~T24，第二比較信號不大於第一比較信號，脈寬調變信號為低電壓，第一開關74a不導通，第二開關74b導通，電容75放電。此期間電容75放電但電容75跨壓仍大於驅動參考電壓，控制信號為低電位，驅動信號持續高電位。

時間t=T24，電容75跨壓因為放電而降到驅動參考電壓，控制信號轉為高電位，造成正反器78被重置，驅動信號因此降到低電位。之後，第二比較信號換成追隨電容55跨壓。此時，因為第一比較信號電位高於第二比較信號，所以脈寬調變信號呈現低電位，第一開關74a導通，電容75充電而具有大於驅動參考電壓的跨壓，所以控制信號很快地轉回低電位，正反器78的重置端信號也跟著回到低電位。然後，電源轉換器重複t=0~T24的作動。

觀察上述，可以發現第二較佳實施例在驅動信 號為低電位的情況下，根據第一比較信號和第二比較信號(電容55跨壓)來決定驅動信號的上升緣時間；在驅動信號為高電位的情況下，根據第一比較信號和第二比較信號(電容83跨壓)來決定驅動信號的下降緣時間。而不像第一較佳實施例是根據時脈信號決定驅動信號的下降緣時間，因此第二較佳實施例省去了用以產生時脈信號的震盪器61成本。

值得注意的是，前述較佳實施例以橋式整流器來實現整流器1，但也可以選用其他的全波整流器或半波整流器。且，雖然前述較佳實施例的修正器2是屬於升壓(Boost)型的修正器，但其他應用也可以採用降壓(Buck)型或升降壓(Buck-Boost)型。

且值得注意的是，本例的電晶體11是N型通道金屬氧化半導體(Negative-channel Metal-Oxide Semiconductor，簡稱NMOS)，所以會在驅動信號為高電位時導通。但也可以將電晶體11換成P型通道金屬氧化半導體，由於熟於本技藝者可推論驅動信號和其他信號準位應做對應調整，所以在此不多贅述。

綜上所述，前述較佳實施例使用輸入單元31取得載有電感電流資訊的第一比較信號，使用電壓迴路32取得載有輸出電壓Vo資訊的第二比較信號，以供驅動電路34、34’調整驅動信號的責任週期來提升功率因素，而不需使用習知技術複雜的平方、乘法與除法運算電路，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧電源轉換器

1‧‧‧整流器

11‧‧‧電晶體

12‧‧‧電感

13‧‧‧二極體

14‧‧‧電容

2‧‧‧修正器

311‧‧‧電容

312‧‧‧電阻

313‧‧‧反向放大器

321‧‧‧分壓單元

322‧‧‧誤差放大器

323‧‧‧斜波產生器

33‧‧‧比較器

34‧‧‧驅動電路

8‧‧‧負載

Vac‧‧‧交流電源

Vo‧‧‧輸出電壓

Vrec‧‧‧整流信號

Claims (20)

1. 一種電源轉換器，適用於根據一交流電源轉換出一輸出電壓，包含：一整流器，根據該交流電源進行整流處理；一控制器，根據該整流器送出的信號和該輸出電壓產生一個驅動信號；及一修正器，根據該整流器送出的信號和該驅動信號調整該輸出電壓，包括一電感和一電晶體，且流經該電感的電流受該整流器送出的信號控制，該電晶體的導通狀態受該驅動信號控制；其中，該控制器基於該電感電流獲取一第一比較信號，並基於該輸出電壓獲取一第二比較信號，且使該第一比較信號相比於該第二比較信號而得到該驅動信號。
2. 如請求項1所述的電源轉換器，其中，該控制器包括：一輸入單元，基於該電感電流獲取該第一比較信號；一電壓迴路，基於該輸出電壓獲取該第二比較信號；一比較器，比較該兩個比較信號；及一驅動電路，根據該比較器的比較結果決定該驅動信號的上升緣。
3. 如請求項2所述的電源轉換器，其中，該驅動電路具有一電容，在該驅動信號為低電位且該比較器得知該第一比較信號大於該第二比較信號的情況下，該驅動電路使該電容從一驅動參考電壓定電流 充電，直到該比較器得知該第一比較信號不大於該第二比較信號，該驅動電路就使該電容轉成定電流放電，且該驅動電路在該電容放電到該驅動參考電壓就使該驅動信號從低電位切換成高電位。
4. 如請求項3所述的電源轉換器，其中，該驅動電路更具有一判斷單元、一及閘和一正反器；該判斷單元判斷出該驅動電路的電容跨壓不大於該驅動參考電壓，使一控制信號為高電位；該及閘在該控制信號為高電位，且該比較器得知該第一比較信號不大於該第二比較信號的情況下，設定該正反器，使該正反器輸出的該驅動信號為高電位；該正反器被一個週期性的時脈信號重置，而使所輸出的該驅動信號為低電位，其中該時脈信號的週期相等於該驅動信號的週期。
5. 如請求項2所述的電源轉換器，其中，該電壓迴路具有一運算放大器、一電晶體、一電流鏡、一電容和一開關；該電壓迴路中，該運算放大器的一負輸入端電連接該電晶體的一第一端，且該運算放大器的一輸出端電連接該電晶體的一控制端，而該電流鏡的一輸入端電連接該電晶體的一第二端，該電流鏡的一輸出端電連接該電容，且該電容與該開關並聯，其中該電容跨壓為該第二比較信號；當該運算放大器根據該輸出電壓而導通該電壓迴路 的電晶體，該電流鏡使用其輸入端接收該電晶體的第二端電流，且據以透過其輸出端提供一映射電流；當該驅動信號處於低電位，該開關不導通，該電壓迴路的電容根據該映射電流進行充電，而使該第二比較信號上升；當該驅動信號處於高電位，該開關導通，該電壓迴路的電容放電，而使該第二比較信號下降。
6. 如請求項5所述的電源轉換器，其中，該電壓迴路更具有：一分壓單元，根據該輸出電壓產生一分壓信號；及一誤差放大器，使該分壓信號相比於一迴路參考電壓而得到一放大信號；該電壓迴路的運算放大器使用一正輸入端接收該放大信號，且據以決定該電壓迴路的電晶體的導通狀態。
7. 如請求項3所述的電源轉換器，其中，在該驅動信號為高電位且該比較器得知該第一比較信號不大於該第二比較信號的情況下，該驅動電路使該電容從一驅動參考電壓定電流充電，直到該比較器得知該第一比較信號大於該第二比較信號，該驅動電路就使該電容轉成定電流放電，且該驅動電路在該電容放電到該驅動參考電壓就使該驅動信號從高電位切換成低電位。
8. 如請求項7所述的電源轉換器，其中，該驅動電路更具有一判斷單元、兩個及閘和一正反器；該判斷單元判斷出該驅動電路的電容跨壓不大於該 驅動參考電壓，使一控制信號為高電位；其中一及閘在該控制信號為高電位，且該比較器得知該第一比較信號不大於該第二比較信號的情況下，設定該正反器，使該正反器輸出的該驅動信號為高電位；另一及閘在該控制信號為高電位，且該比較器得知該第一比較信號大於該第二比較信號的情況下，重置該正反器，使該正反器輸出的該驅動信號為低電位。
9. 如請求項2所述的電源轉換器，其中，該電壓迴路具有一運算放大器、一第一電晶體、一第二電晶體、一第一電流鏡、一第二電流鏡、一第一電容、一第二電容、一第一開關、一第二開關和一多工器；該電壓迴路中，該運算放大器的一負輸入端電連接該第一電晶體的一第一端，且該運算放大器的一輸出端電連接該第一電晶體的一控制端，而該第一電流鏡的一輸入端電連接該第一電晶體的一第二端，該第一電流鏡的一輸出端電連接該第一電容，且該第一電容與該第一開關並聯，該第二電晶體的一控制端連接該第一電流鏡，且該第二電晶體的一第一端電連接該第二電流鏡的一輸入端，該第二電流鏡的一輸出端電連接該第二開關和該第二電容，其中該第二開關和第二電容串接於一斜波參考電壓和地間；當該驅動信號為低電位，該多工器使該第二比較信號追隨該第一電容跨壓，當該驅動信號為高電位，該多工器使該第二比較信號追隨該第二電容跨壓； 當該運算放大器根據該輸出電壓而導通該第一電晶體，該第一電流鏡使用其輸入端接收該第一電晶體的第二端電流且據以透過其輸出端提供一第一映射電流，該第二電晶體提供該第一映射電流給該第二電流鏡，使該第二電流鏡據以送出一第二映射電流，作為該第二電容的放電依據；當該驅動信號處於低電位，該第一開關不導通，該電壓迴路的第一電容根據該第一映射電流進行充電，而使該第二比較信號上升；當該驅動信號處於高電位，該第二開關不導通，該電壓迴路的第二電容放電，而使該第二比較信號下降。
10. 如請求項9所述的電源轉換器，其中，該電壓迴路更具有：一分壓單元，根據該輸出電壓產生一分壓信號；及一誤差放大器，使該分壓信號相比於一迴路參考電壓而得到一放大信號；該電壓迴路的運算放大器使用一正輸入端接收該放大信號，且據以決定該電壓迴路的第一電晶體的導通狀態。
11. 一種功率因數修正裝置，適用於根據一整流器送出的信號轉換出一輸出電壓，包含：一控制器，根據該整流器送出的信號和該輸出電壓產生一個驅動信號；及一修正器，根據該整流器送出的信號和該驅動信號 調整該輸出電壓，包括一電感和一電晶體，且流經該電感的電流受該整流器送出的信號控制，該電晶體的導通狀態受該驅動信號控制；其中，該控制器基於該電感電流獲取一第一比較信號，並基於該輸出電壓獲取一第二比較信號，且使該第一比較信號相比於該第二比較信號而得到該驅動信號。
12. 如請求項11所述的功率因數修正裝置，其中，該控制器包括：一輸入單元，基於該電感電流獲取該第一比較信號；一電壓迴路，基於該輸出電壓獲取該第二比較信號；一比較器，比較該兩個比較信號；及一驅動電路，根據該比較器的比較結果決定該驅動信號的上升緣。
13. 如請求項12所述的功率因數修正裝置，其中，該驅動電路具有一電容，在該驅動信號為低電位且該比較器得知該第一比較信號大於該第二比較信號的情況下，該驅動電路使該電容從一驅動參考電壓定電流充電，直到該比較器得知該第一比較信號不大於該第二比較信號，該驅動電路就使該電容轉成定電流放電，且該驅動電路在該電容放電到該驅動參考電壓就使該驅動信號從低電位切換成高電位。
14. 如請求項13所述的功率因數修正裝置，其中，該驅動 電路更具有一判斷單元、一及閘和一正反器；該判斷單元判斷出該驅動電路的電容跨壓不大於該驅動參考電壓，使一控制信號為高電位；該及閘在該控制信號為高電位，且該比較器得知該第一比較信號不大於該第二比較信號的情況下，設定該正反器，使該正反器輸出的該驅動信號為高電位；該正反器被一個週期性的時脈信號重置，而使所輸出的該驅動信號為低電位，其中該時脈信號的週期相等於該驅動信號的週期。
15. 如請求項12所述的功率因數修正裝置，其中，該電壓迴路具有一運算放大器、一電晶體、一電流鏡、一電容和一開關；該電壓迴路中，該運算放大器的一負輸入端電連接該電晶體的一第一端，且該運算放大器的一輸出端電連接該電晶體的一控制端，而該電流鏡的一輸入端電連接該電晶體的一第二端，該電流鏡的一輸出端電連接該電容，且該電容與該開關並聯，其中該電容跨壓為該第二比較信號；當該運算放大器根據該輸出電壓而導通該電壓迴路的電晶體，該電流鏡使用其輸入端接收該電晶體的第二端電流，且據以透過其輸出端提供一映射電流；當該驅動信號處於低電位，該開關不導通，該電壓迴路的電容根據該映射電流進行充電，而使該第二比較信號上升； 當該驅動信號處於高電位，該開關導通，該電壓迴路的電容放電，而使該第二比較信號下降。
16. 如請求項15所述的功率因數修正裝置，其中，該電壓迴路更具有：一分壓單元，根據該輸出電壓產生一分壓信號；及一誤差放大器，使該分壓信號相比於一迴路參考電壓而得到一放大信號；該電壓迴路的運算放大器使用一正輸入端接收該放大信號，且據以決定該電壓迴路的電晶體的導通狀態。
17. 如請求項13所述的功率因數修正裝置，其中，在該驅動信號為高電位且該比較器得知該第一比較信號不大於該第二比較信號的情況下，該驅動電路使該電容從一驅動參考電壓定電流充電，直到該比較器得知該第一比較信號大於該第二比較信號，該驅動電路就使該電容轉成定電流放電，且該驅動電路在該電容放電到該驅動參考電壓就使該驅動信號從高電位切換成低電位。
18. 如請求項17所述的功率因數修正裝置，其中，該驅動電路更具有一判斷單元、兩個及閘和一正反器；該判斷單元判斷出該驅動電路的電容跨壓不大於該驅動參考電壓，使一控制信號為高電位；其中一及閘在該控制信號為高電位，且該比較器得知該第一比較信號不大於該第二比較信號的情況下，設定該正反器，使該正反器輸出的該驅動信號為高電位；另一及閘在該控制信號為高電位，且該比較器得知 該第一比較信號大於該第二比較信號的情況下，重置該正反器，使該正反器輸出的該驅動信號為低電位。
19. 如請求項12所述的功率因數修正裝置，其中，該電壓迴路具有一運算放大器、一第一電晶體、一第二電晶體、一第一電流鏡、一第二電流鏡、一第一電容、一第二電容、一第一開關、一第二開關和一多工器；該電壓迴路中，該運算放大器的一負輸入端電連接該第一電晶體的一第一端，且該運算放大器的一輸出端電連接該第一電晶體的一控制端，而該第一電流鏡的一輸入端電連接該第一電晶體的一第二端，該第一電流鏡的一輸出端電連接該第一電容，且該第一電容與該第一開關並聯，該第二電晶體的一控制端連接該第一電流鏡，且該第二電晶體的一第一端電連接該第二電流鏡的一輸入端，該第二電流鏡的一輸出端電連接該第二開關和該第二電容，其中該第二開關和第二電容串接於一斜波參考電壓和地間；當該驅動信號為低電位，該多工器使該第二比較信號追隨該第一電容跨壓，當該驅動信號為高電位，該多工器使該第二比較信號追隨該第二電容跨壓；當該運算放大器根據該輸出電壓而導通該第一電晶體，該第一電流鏡使用其輸入端接收該第一電晶體的第二端電流且據以透過其輸出端提供一第一映射電流，該第二電晶體提供該第一映射電流給該第二電流鏡，使該第二電流鏡據以送出一第二映射電流，作為該第二電容 的放電依據；當該驅動信號處於低電位，該第一開關不導通，該電壓迴路的第一電容根據該第一映射電流進行充電，而使該第二比較信號上升；當該驅動信號處於高電位，該第二開關不導通，該電壓迴路的第二電容放電，而使該第二比較信號下降。
20. 如請求項19所述的功率因數修正裝置，其中，該電壓迴路更具有：一分壓單元，根據該輸出電壓產生一分壓信號；及一誤差放大器，使該分壓信號相比於一迴路參考電壓而得到一放大信號；該電壓迴路的運算放大器使用一正輸入端接收該放大信號，且據以決定該電壓迴路的第一電晶體的導通狀態。