SU760246A1 - Method and device for phase control in piezosemiconductor transformer - Google Patents

Description

Изобретение относится к области пьезопреобразовательной техники (пьезоэлектроники) и может быть использовано, например, для источников пита- с ния устройств радиоэлектронной аппаратуры.The invention relates to the field of piezoelectric conversion technology (piezoelectronics) and can be used, for example, for power sources of electronic devices.

Известны амплитудный и частотный способы управления на базе пьезоэлектрических трансформаторов (пЭТ)и устройства для их осуществления. При частотном иди амплитудном способах управления рабочая точка выбирается соответственно, на склоне амплитудночастотной характеристики·(АЧХ)ПЭТ или' в точке ее резонансной частоты, и со-*’ ответствующим изменением частоты или амплитуды компенсируют в устройствах, реализующих эти способы, изменение выходного напряжения от заданного. Устройства содержат ПЭТ, усилитель мощности, управляющее устройство с цепью обратной отрицательной связи, соединяющей его с выходом ПЭТ. £1] .Known amplitude and frequency control methods based on piezoelectric transformers (PET) and devices for their implementation. With frequency or amplitude control methods, the operating point is selected, respectively, on the slope of the amplitude-frequency characteristic · (AFC) of PET or 'at the point of its resonant frequency, and with a corresponding change in frequency or amplitude, compensate for changes in the output voltage from devices that implement these methods given. The devices contain PET, a power amplifier, a control device with a negative feedback circuit connecting it to the output of the PET. £ 1].

К .недостаткам указанных способов 25 и устройств относятся невысокая . статическая и динамическая точность стабилизации выходного напряжения при существенно ограниченном диапазоне изменения тока нагрузки.The disadvantages of these methods 25 and devices are low. static and dynamic accuracy of stabilization of the output voltage with a significantly limited range of variation of the load current.

, 2, 2

Известен, способ фазового управлё'ния в пьезоэлектрическом трансформаторе и устройство для его осуществления.A known method of phase control in a piezoelectric transformer and a device for its implementation.

Способ включает возбуждение пьезотрансформатора на резонансной частоте, изменение -амплитуды и фазы выходного напряжения посредством управляющего сигнала. Устройство содержит пьезотрансформатор, регуляторы частоты и амплитуды, усилитель · мощности, выпрямитель, нагрузку, схемы сравнения, корректирующие устройства, датчики напряжения (,2^ .The method includes exciting the piezotransformer at the resonant frequency, changing the amplitude and phase of the output voltage by means of a control signal. The device contains a piezotransformer, frequency and amplitude regulators, a power amplifier, a rectifier, a load, comparison circuits, correction devices, voltage sensors (, 2 ^.

Недостатком известного технического решения является низкая точность управления выходного напряжения путем изменения частоты напряжения возбуждения пьезотрансформатора.A disadvantage of the known technical solution is the low accuracy of controlling the output voltage by changing the frequency of the excitation voltage of the piezotransformer.

Целью изобретения является увеличение точности управления выходного напряжения путем изменения .частоты напряжения возбуждения пьезотрансформатора.The aim of the invention is to increase the accuracy of control of the output voltage by changing the frequency of the excitation voltage of the piezotransformer.

Поставленная цель достигается тем, что в предлагаемом способе угол сдвига фаз ДЧ> преобразуемого и опорного сигналов стабилизируют на уровне, соответствующем резонансной частоте 'трансформатора, и компенсацию отклонения выходного напряжения осуществляют путем изменения'амплитуды(увеличивая при Δ·Ρ_Τ 7 90° и уменьшая приThis goal is achieved by the fact that in the proposed method, the phase angle of the PM> converted and reference signals is stabilized at a level corresponding to the resonant frequency of the transformer, and the compensation of the output voltage deviation is carried out by changing the amplitude (increasing at Δ · Ρ _Τ 7 90 ° and decreasing at

ΔΨ < /90°) напряжения возбуждения в функции текущего угла сдвига фаз этих¹ сигналов; а в устройство введены пог следовательно включенные формирую' щие каскады, управляющее триггерное , устройство, схема преобразования в ре—, менного интервала в аналоговый сигнал Один выход которой соединен через . корректирующее устройство со схемой сравнения на /входе регулятора ампли· туда, а другой выход соединен со схемой сравнения на выходе регулятора частоты .ΔΨ </ 90 °) the excitation voltage as a function of the current phase angle of these ¹ signals; and into the device are entered subsequently included forming cascades, a control trigger, a device, a circuit for converting a variable interval into an analog signal. One output of which is connected through. a correcting device with a comparison circuit at the input / input of the amplitude controller, and the other output is connected to a comparison circuit at the output of the frequency controller.

На фиг. 1 приведена схема стабили’ Эйров анн о го пьезополупроводникового преобразователя, реализующего способ фазового управления; на фиг. 2 - амплитудно- и фазочастотные, характерис- тики'пьезотрансформатора; на фиг.З временные диаграммы работы преобразователя .In FIG. 1 is a diagram of a stabilizer ’Air annuity piezoelectric semiconductor converter that implements the phase control method; in FIG. 2 - amplitude and phase frequency characteristics of a piezotransformer; on Fig.3 timing diagrams of the Converter.

Йье.зополупроводнйковый Преобразователь содержит пьезотрансформатор 1, своим выходом соединенный с датчиком напряжения 2 и через выпрямитель 3 с нагрузкой 4, напряжение на которой следует стабилизировать. Входные цепи схемы выбора напряжения 5 соединены со входным сопротивлением б ПЭТ, входом самого ПЭТ, секцией обратной связи ПЭТ и с выходом датчика напряжения 2. Выходы схемы выбора.напряжения 5 соединены со входами формирующих каскадов 7,8. Формирующие каскады 7,8 включают в себя повторители напряжения 9,10, усилители-ограничители 11,12, формирующие прямоугольные импульсы несимметричные триггеры'13, 14, дифференцирующие цепочки 15,16, выпрямительные цепи 17,18. Формирующий каскад 7 преобразуемого напряжений, кроме того, может содержать частотно-избирательный фильтр '.19, подавляющий высшие гармоники во входномнапряжении, поступающем на усилитель-ограничитель 11.The semiconductor transducer contains a piezotransformer 1, connected to a voltage sensor 2 by its output and through a rectifier 3 with a load of 4, the voltage at which should be stabilized. The input circuits of the voltage selection circuit 5 are connected to the input resistance b PET, the input of the PET itself, the feedback section of the PET, and the output of the voltage sensor 2. The outputs of the voltage selection circuit 5 are connected to the inputs of the forming stages 7.8. Formation cascades 7.8 include voltage followers 9.10, limiter amplifiers 11.12, forming rectangular pulses asymmetrical triggers '13, 14, differentiating circuits 15.16, rectifier circuits 17.18. The forming stage 7 of the converted voltage, in addition, may contain a frequency-selective filter '.19, suppressing higher harmonics in the input voltage supplied to the amplifier-limiter 11.

•Входы триггерного устройства 20 соединены с выходами формирующих каскадов 7,8 и его выход Соединен одновременно с ключом 21, который в течениеОпределенного'промежутка времени подключает выход источника опорного напряжения ко входу интегратора 22 и одновибратором 23. Входы ключа 24 соединены с выходами интегратора 22 и одновибратора 23, а его'выход соединен со входом согласующего каскада 25. Выход согласующего каскада 25·соединен со входами схемы сравнения 26 и корректирующего устройства 27. Выходная цепь схемы сравнения 26. соединена со входом регулятора частоты 28, а выход регулятора частоты 28 соединен со входом фазосдвигающего 'устройства 29, Входные цепи схемы• The inputs of the trigger device 20 are connected to the outputs of the forming cascades 7.8 and its output is connected simultaneously with a key 21, which for a certain period of time connects the output of the reference voltage source to the input of the integrator 22 and one-shot 23. The inputs of the key 24 are connected to the outputs of the integrator 22 and single vibrator 23, and its output is connected to the input of the matching stage 25. The output of the matching stage 25 · is connected to the inputs of the comparison circuit 26 and the correction device 27. The output circuit of the comparison circuit 26. is connected to the input of the reg frequency converter 28, and the output of the frequency controller 28 is connected to the input of the phase-shifting device 29, the input circuit

1.5 сравнения 30 соединены с источником опорного напряжения υθ_η , а также с выходом корректирующего устройства 27 и датчиком напряжения 31. Выход схемы сравнения 30 соединен с регулятором амплитуды 32. Входы двухтактного усилителя мощности 33.подключены соответственно к выходам фаэосдвигающего устройства 29 и регулятора амплиту- . ды 32; его выход соединен'с входным сопротивлением 6 ПЭТ.1.5 comparisons 30 are connected to the source of the reference voltage υθ _η , as well as to the output of the correction device 27 and the voltage sensor 31. The output of the comparison circuit 30 is connected to the amplitude regulator 32. The inputs of the push-pull power amplifier 33 are connected respectively to the outputs of the phaeo-shifting device 29 and the amplitude regulator . dy 32; Its output is connected with an input impedance of 6 PET.

Работа пьезополупроводникового преобразователя стабилизированного нап-^:” ряжения с.предлагаемым способом фазо-. вого управления осуществляется следующим образом. На схему 26 сравнения поступают сигналы и дР_т , соответствующие заданному и текущему ^зн_?^чению Угла сдвига фаз двух наПряжений: преобразуемого и_х и опорного 1)ρ. > При этом .The operation of the stabilized piezoelectric semiconductor transducer is ^: ”voltage with the proposed method of phase-. management is carried out as follows. On the comparison circuit 26 receives signals, etc. _t corresponding to the desired and actual ^receptacle _? ^{to the} angle of the phase shift of two voltages: transformable and _x and reference 1) ρ. > At the same time.

δΨ= (О-Ψ{Ό = (υ_χ~υ₀)ι+(ψ_χ-%) если А ιίχ (ΐ) =и_тх . 5 ϊ η (ώχ £⁺4·χ), υ₀( ί) χ 5 ϊ η (ιλΓ₀ ί +φ₀).,δΨ = (O-Ψ {Ό = (υ _χ ~ υ ₀ ) ι + (ψ _χ -%) if A ιίχ (ΐ) = and _max . 5 ϊ η (ώχ £ ⁺ 4 · χ), υ ₀ (ί ) χ 5 ϊ η (ιλΓ ₀ ί + φ ₀ ).,

Опорное и преобразуемое напряжения выбираются в зависимости от типа и конструкции ГЙТ, его назначения(низковольтный, высоковольтный), ив обдаем случае в качестве тактовых могут быть использованы напряжения с выхо•да, входа ПЭТ, с , его секции обратной связи. При этом следовательно, ΛΨ-. =;{ψ_χ - % ) и является функцией тока нагрузки. На фиг.1 эти напряжения поступают .на схему 5 выбора напряжений,· с выхода которой, выбранные по определенным соображениям (см.ниже) преобразуемое и_х и опорное 11о напряжения, поступают на формирующие каскады соответственно 7 и 8,. Синусоидальные напряжения, поступившие на формирующие каскады 7 и 8 после > несимметричных триггеров 13,14 преобразуются в прямоугольные сигналы. . Усилители-ограничители 11,12 усиливают' и_х и и₀ , увеличивая’крутизну в области переходов и_х и и₀ через нуль .(за счет большого коэффициента усиления) и ограничивают их амплитуду на, определенном постоянном уровне (для обеспечения линейности режима -усиления) .При этом расположение выходных импульсов с усилителей нё зависит от амплитуды, поступающих на их входы напряжений, а определяется только моментами их переходов через нулевые значения. Несимметричные триггеры 13, на выходе усилителей-ограничителей обеспечивают формирование хороших фронтов прямоугольной формы импульсов . Дифференцирующие цепочки 15,16 формируют остроконечные импульсы, совпадающие по времени с моментами перехода через нуль напряжёжений П_х , и о . С выхода выпрямительных цепей 17,18 импульсы поступают на входы управляющего триггерного устройства 20 (например, на основе триггера .НК-типа) .Триггерное, устройство 20 формирует импульсы с длительностью, пропорциональной д Ψ_τ между и_х и и_а , точнее пропорциональной временному·сдвигу точек перехода .через нуль напряжений 0_хи и_р:The reference and converted voltages are selected depending on the type and design of the GJT, its purpose (low-voltage, high-voltage), and in the case we can use the voltages from the output • of the PET input, s, and its feedback section as clock frequencies. Moreover, therefore, ΛΨ-. =; {ψ _χ -%) and is a function of the load current. In Fig. 1, these voltages are supplied to the voltage selection circuit 5, · from the output of which, the transformed and _x and reference 11o voltages selected for certain reasons (see below) are supplied to the forming stages 7 and 8, respectively. The sinusoidal voltages supplied to the forming stages 7 and 8 after> asymmetrical triggers 13,14 are converted into rectangular signals. . Limiting amplifiers 11.12 amplify both _x and u ₀ , increasing the steepness in the transition region of _x and u ₀ through zero. (Due to the large gain) and limit their amplitude at a certain constant level (to ensure linearity of the mode - gain) .In this case, the location of the output pulses from the amplifiers does not depend on the amplitude of the voltages supplied to their inputs, but is determined only by the moments of their transitions through zero values. Asymmetrical triggers 13, at the output of limiter amplifiers, provide the formation of good rectangular-shaped pulse fronts. Differentiating chains 15,16 form spiky impulses that coincide in time with the moments of transition of voltages П _х , and о about zero. From the output of the rectifier circuits 17.18, the pulses are fed to the inputs of the control trigger device 20 (for example, based on a .NK-type trigger). Trigger device 20 generates pulses with a duration proportional to d Ψ _τ between and _x and and _a , more precisely proportional to the time · The shift of the transition points. Through zero stress 0 _x and and _p :

ϊ «Xи где сР - суммарный внутренний фазовый 10 сдвиг, вносимый цепями формирующих каскадов (сГ-»о) .ϊ "Xi where cP is the total internal phase shift 10 introduced by the chains of the forming cascades (cG-" o).

Триггерное устройство 20 соединено своим выходом со схемой преобразования временного интервала (временного сдви-45 . га точек перехода через нуль преобра:вуемого и опорного напряжений) в аналоговый сигнал (управляющий фазовый сигнал)~. Триггерное устройство 20’управляет работой ключа 21 , который на эре---да мя Ец подключает выход' источника -· ' спорного напряжения ко входу интегратора 22. Задним фронтом управляющего импульса запускается одновибратор .23 и своим выходным импульсом открывает 25 ключ 24. При этом на конденсаторе С запоминается значение напряжения с выхода интегратора 22, которое достигается’ к моменту''окончания импульса с Выхода управляющего' триггерного уст- /ройства 20. Согласующий каскад 25 (усилитель.с высоким входным сопротивлением и единичным коэффициентом передачи) обеспечивает малые пульсации, напряжения на конденсаторе. Напряже- ние υ^_ιχ согласующего каскада ,ск _ |, А'Рт *к •Δ'ί’The trigger device 20 is connected by its output to a circuit for converting a time interval (time shift of 45 ha of points of transition through zero of the converted and reference voltages) to an analog signal (control phase signal) ~. The trigger device 20 'controls the operation of the key 21, which on the era --- yes, the EC connects the output of the “source - ·” of the reference voltage to the input of the integrator 22. The trailing edge of the control pulse starts the one-shot .23 and opens its output pulse 25 key 24. When this, the capacitor C remembers the voltage value from the output of the integrator 22, which is reached 'by the time' of the end of the pulse from the output of the control 'trigger device 20. Matching stage 25 (amplifier with a high input resistance and unity factor p soap has) provides a small ripple voltage across the capacitor. The voltage υ ^ _{ιχ of the} matching cascade, ck _ |, A'Pt * k • Δ'ί '

Ьых оп 2.-ΪΪ “’т и представляет собой аналоговый управляющий. фазовый сигнал (постоянное напряжение в установившемся режиме и ступенчатая кривая в переходных про-/ цесеах конечной длительности), который поступает на схему 26 сравнения и корректирующее устройство 27, где ему придаются желаемые динамические свойства. Корректирующее устройство 27 яв~ '. ляется форсирующим (дифференцирующим) звеном, выполненным, например, на основе операционного усилителя.. Выход _ корректирующего устройства 27 связан с одним входом схемы сравнения 30,' на два других входа которой поступают соответственно сигнал отрицательнойΊ обратной связи по выходному напряже- . нию преобразователя υθ_ε . с датчика на- 55 пряхсения 31- и сигнал .Сигнал с выхода схемы 30 сравнения поступает на регулятор амплитуды 32 и далее на двухтактный усилитель мощности 33, управляемый по частоте сигналом с выхо- 60 да фазосдвигающего устройства (фазоинвертора)29 от регулятора .частоты 28.Bth op 2.-ΪΪ “'t and is an analog control. a phase signal (constant voltage in steady state and a step curve in transition processes / processes of finite duration), which is fed to a comparison circuit 26 and a correction device 27, where it is given the desired dynamic properties. Corrective device 27 jav ~ '. forcing (differentiating) link, made, for example, on the basis of an operational amplifier .. The output _ of the correcting device 27 is connected to one input of the comparison circuit 30, 'to the other two inputs of which are received a signal of negative feedback on the output voltage. transducer υθ _ε . from the décor sensor 55- and the signal. The signal from the output of the comparison circuit 30 is fed to an amplitude controller 32 and then to a push-pull power amplifier 33, controlled by the frequency signal from the output 60 of the phase-shifting device (phase inverter) 29 from the frequency controller 28. .

В составе регулятора частоты 28 содержится также форсирующее (дифференцирующее) звено (например, на.осно-· 65 ве операционного усилителя),которое Фбеспечивает более форсированный переход по частоте напряжений возбуждения по сравнению с корректирующим воздействием на амплитуду напряжения ¹ в функции управляющего.фазового сигнала. Выход усилителя мощности 33 через измерительное сопротивление б (малой величины)нагружен на пьезотрансформатор 1, который через выпрямитель (схему умножения) 3 соединен с нагрузкой 4. Опорное напряжение часто целесообразно снимать с выхода пьезотрансформатора, для чег в общем случае используется Датчик напряжения 2. Это обусловлено тем, что сам ПЭТ представляет собой высококачествен-ное частотно-избирательное устройство. При действии сильных возмущений(значительное изменение тока нагрузки) у ПЭТ имеет место дреф его' амплитудночастотных характеристик (АЧХ), сопровождаемый при увеличении тока нагрузки уменьшением резонансной частоты Рр ПЭТ, уменьшением выходного напряжения П_6ь(Х (фиг. 2.) При этом в ре- . зультате экспериментальных исследований фазо-частотных характеристик (ФЧХ) ПЭТ было обнаружено, что значениям резонансной частоты ПЭТ при дрейфе АЧХ всегда соответствуют определенные фазовые соотношения между преобразуемым и опорным напряжениями.The frequency controller 28 also contains a boosting (differentiating) link (for example, based on an operational amplifier), which provides a more forced transition in the frequency of the excitation voltages as compared to the corrective action on the amplitude of voltage ¹ as a function of the control phase signal . The output of the power amplifier 33 through a measuring resistance b (small value) is loaded on a piezotransformer 1, which is connected to a load 4 through a rectifier (multiplication circuit) 3. It is often advisable to remove the reference voltage from the output of the piezotransformer, for which voltage sensor 2 is generally used. due to the fact that PET itself is a high-quality frequency-selective device. Under the action of strong perturbations (a significant change in the load current), PET experiences a drift in its amplitude-frequency characteristics (AFC), accompanied by an increase in the load current with a decrease in the resonant frequency Pp of the PET and a decrease in the output voltage P _{6b (X} (Fig. 2.) As a result of experimental studies of the phase-frequency characteristics (PFC) of the PET, it was found that the resonance frequency of the PET during the AFC drift always corresponds to certain phase relations between the converted and reference voltages.

Так например, если. и_х = и<л, и₀ = и(см. фиг.1), то сдвиг фаз между ними на резонансной частоте ПЭТ всегда равен, примерно нулю,. Т.е. =0; если = 11$ , а 11о=и<р ,το Д^сГгсопвЬ · (для ПЭТ типа.ТПЭ из пьезокерамики ДГП-23 значение =55°);если 1)χ=ΙΙ|6, •а и₀ = 11г& ,το'Ρ^'Κ также С0П51.So for example, if. and _x = u <n, and ₀ = u (see Fig. 1), then the phase shift between them at the resonant frequency of the PET is always equal to approximately zero. Those. = 0; if = 11 $, and 11o = u <p, το Д ^ с Ггсопв · (for PET type. TPE from DHP-23 piezoceramics value = 55 °); if 1) χ = ΙΙ | 6, • а and ₀ = 11г &, το'Ρ ^ 'Κ also С0П51.

(для ПЭТ типа 'ГПЭ.Д'Р^#- ¢= 85°) (см.фиг.2)Гздесь под примерно понимается возможное отклонение Д9 до нескольких градусов ( сГ Δ'ί* ) .однако при. этом ίρ > ^что связано со значительно большей крутизной ФЧХ в области Рр - по сравнению с характером АЧХ ПЭТ в этой же. области (см.. фиг.2, где штрих-пунктиром показаны отклонения сР Л⁴? от указанных выше значений и соответствующие им изменения по. частоте на АЧХ ПЭТ).Как видно из фиг.2,. некоторый разброс по Д/Ц, ведет к незначительному отклонению Р от Рр и позволяет строить систему фазового управления’ с. использованием весьма полезного свойства грубости · системы. Следовательно, задавая Д'Рз и стабилизируя его значение,можно отслеживать изменение Р_р ПЭТ при действии сильных возмущений (при этом для .конкретного ПЭТ значение Д^ может быть.легко уточнено по АЧХ й ФЧХ). Компенсация, изменения 1Ц_Ь1Х при действии сильных возмущений производится регулятором амплитуды. Так, например, ёсли в системе произошел -наброс наг^.1^8¾¾¾¾¾¾¾¾¾ «льыиб&та;^'·.¹.(for a PET of the type 'GGE. D'P ^ # - ¢ = 85 °) (see Fig. 2) Here, by approximately we mean the possible deviation of D9 to several degrees (cG Δ'ί *). However, with. this ίρ> ^which is associated with a significantly greater steepness of the phase response in the region of PP - compared with the character of the frequency response of PET in the same. area (see .. figure 2, where the dash-dot line shows the deviation of CP R ⁴ ? from the above values and the corresponding changes in frequency on the frequency response of PET). As can be seen from figure 2 ,. some variation in D / C, leads to a slight deviation of P from Pp and allows you to build a phase control system 's. using a very useful property of coarseness · of the system. Therefore, by setting D'P3 and stabilizing its value, one can monitor the change in P _{p of} PET under the action of strong perturbations (in this case, for a specific PET, the value of P ^ can be easily determined by the frequency response and phase response). Compensation, changes in 1C _L1X under the action of strong perturbations is performed by the amplitude regulator. So, for example, if in the system there was a surge of nag ^ .1 ^ 8¾¾¾¾¾¾¾¾¾ “llyib &ta; ^ '·. ¹ .

рузки (уменьшилось' сопротивлёйй'ё'нагрузки на выходе преобразователя), то ίρ будет меньше т_но - резонансной частоты ПЭТ при номинальной(согласованной) нагрузке, а ие,ых будет меньше ^иЬЫУ.н. ^Угол сдвига фаз между 1)_х и и₀ увеличивается; сигналы и^_1х и ошибки “''/*жа'ккодё' регулятора частоты увеличиваются.. Регулятор частоты начинает уменьшать ПЭТ в сторону компенсаций сигнала ошибки до тех пор, пока ί_6χ не будет равна ί_ρ при ^Δ'Ρ^ .manual ultrasonic inspection (decreased 'soprotivloyy'o'nagruzki output transducer), then m will be less ίρ _but - PET resonant frequency at a nominal (coherent) load and s, ^and s is less YU.n. ^The phase ^angle between 1) _x and ₀ increases; the signals and ^ _1x and the errors “'' / * to the code 'of the frequency controller increase. The frequency controller begins to decrease the PET in the direction of the compensation of the error signal until _{ί 6χ} is equal to ί _ρ for ^ Δ'Ρ ^.

Сигнал υξ*,_χ .проходя через корректирующее устройство 27, приобретает определенные динамические 'составляющие (необходимые динамические свойства); воздействуя . на регулятор амплитуды 32, возросший сигнал ошибки по амплитуде увеличивает амплитулу входного напряжения возбуждения ПЭТ, что приводит к компенсации отклонения от заданного значения. Таким образом, совместноё действие регуляторов частоты и амплитуды в функции угла сдвига фаз приводят к восстановлению на выходе преобразователя заданного значения напряжения и отслеживанию резонансной 'частоты ПЭТ. При уменьшении нагрузки (сбросе нагрузки) на выходе преобра- зователя его работа осуществляется обратным образом. Временное преобраэова' ние сигналов при работе стабилизированного преобразователя напряжения^ в ' установившихся режимах показано на' фиг. 3 для случаев, когда ЛР<90^о,The signal υξ *, _χ. Passing through the correction device 27, acquires certain dynamic 'components (necessary dynamic properties); impacting. to the amplitude controller 32, the increased amplitude error signal increases the amplitude of the input PET drive voltage, which leads to compensation for deviations from the set value. Thus, the combined action of the frequency and amplitude regulators as a function of the phase angle leads to the restoration of the set voltage value at the converter output and the tracking of the resonant frequency of the PET. When the load decreases (load shedding) at the inverter output, its operation is performed in the opposite way. Temporary signal conversion during the operation of a stabilized voltage converter ^ in 'steady-state modes is shown in' Fig. 3 for cases when LR <90 ^about ,

Д⁴? =90° и ΔΨ > 90°. Буквами в кружках обозначены сигналы на выходах соответствующих элементов схемы преобразователя (см. фиг.1): а - сигнал 1)_х ; б - И_о ; в - сигнал после фильтра 19; г, д- сигналы после формирующих триггёров; е,ж -сигналыс выхода'дифференцирующих цепочек ; '3, и - сигналы с выхода выпрямительных цепей;к - сигнал на выводе управляющего триггерного устройства - Остальные сигналы соответствуют обозначениям элементов на фиг. 1 .D ⁴ ? = 90 ° and ΔΨ> 90 °. The letters in the circles indicate the signals at the outputs of the corresponding elements of the converter circuit (see figure 1): a - signal 1) _x ; b - And _o ; in - the signal after the filter 19; g, d- signals after forming triggers; e, g-signals from the output of the differentiating chains; '3, and - signals from the output of the rectifier circuits; k - signal at the output of the control trigger device - The remaining signals correspond to the designations of the elements in FIG. 1 .

Воздействие сигналов ошибок в каналахрегулирования Частоты й амплитуды осуществляется взаимосвязанным образом так, чтобы при сильном возму” ^Мёй'йй 'со стороны 'наврузки происходил „более форсированный переход от преж- . ней;., частоты к новой ( за счет действия · более форсированного сигнала) при изменении амплитуды напряжения возбуждения менее форсированным Сигналом.The influence of error signals in the channels of regulation of the Frequency of the amplitude is carried out in an interconnected manner so that with a strong load of “^ Мёйй” from the “load” side, a “more forced transition from the former occurs. her;., frequency to a new one (due to the action of a · more forced signal) when the amplitude of the excitation voltage is changed by a less forced signal.

Это достигается посредством использо^: _вания взаимосвязанных форсирующих цепей коррекции в регуляторе частоты 28 и в корректирующем устройстве 27. Например, в регуляторе частоты 28 форсирующее звено реализует двойное *' дифференцирование сигнала, в то время корректирующее устройство 27 ре-₄ This is achieved by ^using: _Bani interconnected booster regulator in frequency correction circuits 28 and in the correction device 27. For example, in frequency controller 28 realizes forcing component double * 'differentiation signal while correcting device 27 PE ₄

----------авизует простое дифференцирование уп'*фаэ'8'В8¥б^ЙЙТ^|й'аЙё'''; “ аналогичное действие можно получить при ре10 ’ализаций форсирующих цепей с различными постоянными времени (постоянными упреждения, предварения Т_П1 4 Т_п2_) . Определенные особенности в построенйи схемы преобразования вносит выбор угла сдвига фаз Δ4³ =0^ч, так как при.---------- Advises a simple differentiation of yn '* fae'8'B8 ¥ b ^ YYT ^| y'ayyo '''; “A similar action can be obtained by realizing boosting chains with different time constants (lead-time constants, preliminaries T _P1 4 T _{p2_} ). Certain features in the construction of the conversion scheme are introduced by the choice of the phase angle Δ4 ³ = 0 ^h , since at.

этом на логические входы управляющего триггерного устройства одновременно поступают импульсы( моменты пересечения Нулевого уровня Οχ и и_о совпадают при =0).Триггерное устройство (например, на основе триггера Ί-К-типа) начинает работать в этом случае в режиме счетного триггера ¹ (счет по модулю два) и частота импульсов на его выходе будет в два раза меньше частоты импульсов · при Д⁴? Но.In this case, pulses simultaneously arrive at the logic inputs of the control trigger device (the times of crossing the Zero level Οχ and _о coincide at = 0). The trigger device (for example, based on the Ί-K type trigger) starts to work in this case in the counting trigger ¹ mode ( modulo two counts) and the pulse frequency at its output will be half the pulse frequency · at D ⁴ ? But.

Так как при δΨ /0- частота импульсов с триггерного устройства ί_τ = Бзг’’ ² (двойной частоте задающего' генерато- ра; умножение частоты осуществляется посредством выпрямительных цепей), то при Δ'Ρ=0, очевидно, Еу=Г^г. Это свойство изменения частоты ίτ может' быть использовано для организации нормального функционирования схемы · при Δ’4^>=0. Другим, более простым методом, организации нормального функционирования схемы при'Д'Р=0 является применение в цепи преобразуемого сигнала и* фазовращающей цепи, включаемой, например, на входе частотно-избирательного фильтра. 19. При этом, так как с точки зрения упрощения схемы Преобразователя наиболее целесообразным режимом явцяется режим' с Д'РКЭО⁰, фазовый сдвиг, вносимый фазовращателем,определяют так, чтобы &Ψ =90°. Это же положение естественно справедливо и'при начальном выборе исходных напряжений ихи II/у , т.е. в качестве преобразуемого и опорного напряжений при фазовом управлении целесообразно применять напряжения, между которыми ΛΨ /0° (при Δ'Ρ /0 полностью сохраняется схема фиг.1; если ΔΨ'/Ο , то вносят некоторые схемнологические особенности либо во внешние коммутационные соединения управляющего триггерного устройства, ключевых схем и' интегратора, либо вводится фазовращатель в такт преобразуемого сигнала). Выполнение узлов (элементов).последующих каскадов в схеме преобразователя может быть также различным (при выполнении в них вышеуказанных операций). Это касается схемы преобразования временного интервала, пропорционального ,в аналоговый сигнал (здесь могут быть использованы схемы разного рода фазовых дискриминаторов, в том числе и Схемы с компенсацией частотной зависимости δΨ_τ .пропорциональной крутизне ФЧХ)схемы выходных каскадов. Например/регулятор 32 может изменить амплитуду напряжения возбуждения по цепи питания усилителя мощности 33' (см.фиг.1) или по его цепи управле9 .ния за счет широтно-импульсной модуляции. В последнем случае сигнал с выхода регулятора 28 поступает через Генератор пилообразного напряжения на компаратор,где происходит сравнение развертывающего пилообразного напряжения с частотой ίς,ρ . с сигналом, поступающим с выхода регулятора амплитуды 32. Выход компаратора через фазосдвигающее устройство (фазоинвертор) 29 соединен с усилителем мощности, на транзисторы которого поступают в противофазе регулируемые по длительности импульсы квазипрямоугольной формы с паузой на нуле.Since at δΨ / 0- the frequency of pulses from the trigger device is ί _τ = Бзг '' ² (double frequency of the master 'generator; the frequency is multiplied by rectifier circuits), then when Δ'Ρ = 0, it is obvious that Еу = Г ^ g. This property of changing the frequency ίτ can be used to organize the normal functioning of the circuit at Δ'4 ^> = 0. Another, simpler method of organizing the normal functioning of the circuit at Д Д'Р = 0 is to use a phase-shifting signal in the circuit and * phase-shifting circuit, included, for example, at the input of a frequency-selective filter. 19. At the same time, since from the point of view of simplifying the Converter circuit the most appropriate mode is the mode with D'RCEO ⁰ , the phase shift introduced by the phase shifter is determined so that & Ψ = 90 °. The same situation is naturally true for the initial choice of the initial stresses uh and II / y, i.e. it is advisable to use voltages between which ΛΨ / 0 ° (for Δ'Ρ / 0, the circuit of Fig. 1 is fully preserved as the converted and reference voltages during phase control; if ΔΨ '/ Ο, some circuitological features are introduced either into the external switching connections of the control trigger device, key circuits and 'integrator, or the phase shifter is introduced to the clock of the converted signal). The execution of nodes (elements) of subsequent cascades in the converter circuit can also be different (when performing the above operations in them). This applies to the scheme for converting the time interval proportional to an analog signal (schemes of various kinds of phase discriminators can be used here, including schemes with compensation of the frequency dependence δΨ _{τ. The} proportional steepness of the phase response) of the output stage circuit. For example, the controller 32 can change the amplitude of the excitation voltage along the power supply circuit of the power amplifier 33 '(see Fig. 1) or along its control circuit 9. Due to pulse-width modulation. In the latter case, the signal from the output of the regulator 28 enters through a sawtooth voltage generator to a comparator, where the deploying sawtooth voltage is compared with the frequency ίς, ρ. with a signal coming from the output of the amplitude regulator 32. The output of the comparator through a phase shifting device (phase inverter) 29 is connected to a power amplifier, the transistors of which are supplied in antiphase, regulated in duration, by quasi-rectangular pulses with a pause at zero.

Использование способа и устройст- 15 ва фазового управления обеспечивает по сравнению с существенными способами и устройствами следующие преимущества: высокую статическую и динамическую точность стабилизации выходного напря- 20 жения, обеспечиваемую стабилизацией выходного напряжения по мгновенным значениям (не хуже 0,05% - 0,03%); высокую точность отслеживания резонансной частоты ПЭТ при ее изменении от действия сильных возмущений (не хуже 0,1%); эффективное использование ПЭТ в связи с выбором рабочей точки ПЭТ, соответствующей его резонансной частоте и стабилизацией выходного напряжения по его максимуму на резонансной частоте.The use of the phase control method and device 15 provides the following advantages in comparison with significant methods and devices: high static and dynamic accuracy of stabilizing the output voltage, provided by stabilization of the output voltage by instantaneous values (no worse than 0.05% - 0.03 %); high accuracy of tracking the resonant frequency of the PET when it changes from the action of strong disturbances (no worse than 0.1%); efficient use of PET in connection with the choice of the operating point of the PET corresponding to its resonant frequency and stabilization of the output voltage by its maximum at the resonant frequency.

Claims (2)

Формула изобретенияClaim 1. Способ фазового управления в пьезополупроводниковом трансформаторе, включающий возбуждение пьезотрансформатора на резонансной частоте, измене760246 ₁₀ ί1. The method of phase control in a piezoelectric semiconductor transformer, including the excitation of a piezotransformer at a resonant frequency, changing 760246 ₁₀ ί ние амплитуды и фазы Выходного напряжения посредством изменения управляющего сигнала, отличающийся тем, что, с целью увеличения точности управления выходного напряжения , путем изменения частоты напряжения ^э возбуждения пьезотрансформатора, угол сдвига фаз дф преобразуемого и опорного сигналов стабилизируют на уровне, соответствующем его резонансной частоте,, и компенсацию отклонения выходного напряжения осуществляют путем изменения амплитуды (увеличивая при 542,.7 90°* и уменьшая п; и ώΨ_τ < 9(β напряжения возбуждения функции текущего угла сдвига фаз этих-Сигналов.of the amplitude and phase of the output voltage by modifying the control signal, characterized in that, in order to increase the accuracy of the output voltage control by changing the frequency of the excitation voltage ^e piezotransformer, phase angle DF converted and the reference signal is stabilized at a level corresponding to its resonance frequency ,, and compensation for the deviation of the output voltage is carried out by changing the amplitude (increasing at 542, .7 90 ° * and decreasing n; and ώΨ _τ <9 (β excitation voltage of the function of the current angle and phase shift of these-Signals. • 2. Устройство для осуществления способа по π. 1, содержащее пьезотранбформатор, регуляторы частоты и амплитуды, усилитель мощности, выпрямитель, нагрузку схемы сравнения, корректирующие устройства, датчики нап- ряжения, отличающееся тем, что в него введены последовательно включенные формирующие каскады, управляющее триггерное устройство,схема преобразования временного интервала в аналоговый сигнал, один выход которой соединен через корректирующее устройство со схемой сравнения на входе ' регулятора амплитуды, а другой выход соединен со схемой сравнения на входе· 30'регулятора частоты.• 2. A device for implementing the method according to π. 1, comprising a piezotransformer, frequency and amplitude regulators, a power amplifier, a rectifier, a load of a comparison circuit, corrective devices, voltage sensors, characterized in that serially connected forming stages, a control trigger device, a time interval to an analog signal conversion circuit are introduced one output of which is connected through a correction device to the comparison circuit at the input of the amplitude controller, and the other output is connected to the comparison circuit at the input Ota.