SU1742803A1 - Dc voltage regulator - Google Patents

Abstract

Изобретение относитс  к радиотехнике Цель изобретени  - улучшение статических хлрактеристик без ухудшени  быстродействи  л линейности в режиме большого сигнала В операционном усилителе используетс  входной двухтактный дифференциальный каскад 1, выполненный с двум  противофаз- высокоомными выходами и несимметричным высокоомным выходом Введен малосигнальный канал 2 усилени , содержа щий двухсторонний ограничитель 4 резистор 5, инвертирующий усилитель 6 с конденсатором в цепи обратной св зи и преобразователь 7 напр жение-ток Малосигнальный канал 2 усилени  позвол в обеспечить искусственный малосигнальный режим в р де каскадов операционного усилител  и тем самым обеспечить одновременно его хорошую линейность в режиме большого сигнала и хорошие параметры на посто нном токе, поскольку в выходном сумматоре 3 при работе операционного усилител  в любом режиме суммируютс  только линейные составл ющие сигнала 1 з п ф лы, 2 ил ;СЛ сThe invention relates to radio engineering. The purpose of the invention is to improve static chloraperies without impairing the speed of linearity in large signal mode. The operational amplifier uses an input push-pull differential cascade 1, made with two anti-phase high-resistance outputs and an asymmetrical high-resistance output. 4 a resistor 5, an inverting amplifier 6 with a capacitor in the feedback circuit and a voltage-to-current converter 7 Small Signal amplifier channel 2 allows to provide an artificial low-signal mode in a number of cascades of an operational amplifier and at the same time ensure its good linearity in a large signal mode and good parameters at a constant current, since in the output adder 3, when an operational amplifier is in any mode, only linear components of the signal 1 z p f ly, 2 silt; SL s

Description

Изобретение относитс  к радиотехнике и может быть использовано дл  обработки электрических сигналов с высоким быстродействием и точностью в системах с ограниченным ресурсом питани The invention relates to radio engineering and can be used for processing electrical signals with high speed and accuracy in systems with limited power supply.

Цель изобретени  - улучшение статических характеристик без ухудшени  быстродействи  и линейности в режиме большого сигналаThe purpose of the invention is to improve the static performance without deteriorating the speed and linearity in the large signal mode.

На фиг 1 представлена структурна  электрическа  схема предлагаемого операционного усилител  (ОУ) по п.1 формулы изобретени ; на фиг 2 представлен возможный вариант его конкретной реализации.Fig. 1 shows the structural electrical circuit of the proposed operational amplifier (OA) according to claim 1; Fig 2 shows a possible variant of its specific implementation.

ОУ содержит входной двухтактный дифференциальный каскад 1 малосигнальный канал 2 усилени  и выходной сумматор 3 Малосигнальный канал 2 усилени  выполнен на двухстороннем ограничителе 4 резисторе 5, инвертирующем усилителе 6 с конденсатором в цепи обратной св зи и преобразователе 7 напр жение-токThe op-amp contains a push-pull differential cascade 1 small-signal amplification channel 2 and an output adder 3. Small-signal amplification channel 2 is made on a two-way limiter 4, a resistor 5, an inverting amplifier 6 with a capacitor in the feedback circuit, and a voltage-current converter 7

Входной двухтактный дифференциальный каскад 1 выполнен на первом втором, третьем, четвертом и п том транзисторах 8. 9, 10, 11 и 12 одного типа, на шестом, седьмом и восьмом транзисторах 13 14 и 15 другою типа, на первом втором и третьем управл емых источниках тока 16 17 и 18, на первом и втором резисторах 19 и 20, на источнике 21 смещени  и на элементе 22 смещени The input push-pull differential cascade 1 is made on the first second, third, fourth and fifth transistors 8. 9, 10, 11 and 12 of the same type, on the sixth, seventh and eighth transistors 13 14 and 15 of the other type, on the first second and third controlled current sources 16 17 and 18, on the first and second resistors 19 and 20, on the bias source 21 and on the bias element 22

Предложенный ОУ работает следующим образомThe proposed OU works as follows

В его составе имеютс  два канала пере дачи сигнала, однако в отличие от известных двухканальных усилителей, на входе каждого канала в которых производитс  частотное разделение сигнала в предлагаемом ОУ такого разделени  не осуществл етс  а выходные сигналы не перемножаютс , как Р большинстве известных устройств, а суммируютс  Вклад же каждого канала в резульо елIt has two signal transmission channels, however, unlike the well-known two-channel amplifiers, at the input of each channel in which the frequency division of the signal in the proposed op-amp is not performed, such separation does not take place and the output signals do not multiply, as P most of the known devices, but add up The contribution of each channel to the result

о оoh oh

о about

тирующий выходной сигнал зависит от режима , в котором работает ОУ.The output output depends on the mode in which the op-amp operates.

Допустим, что на входе ОУ присутствует малый сигнал. Такое состо ние характерно дл  случа , когда ОУ работает без обратной св зи на низких частотах либо с обратной св зью в уравновешенном режиме.Suppose that a small signal is present at the input of an opamp. This condition is typical for the case when the OS operates without feedback at low frequencies or with feedback in a balanced mode.

Предположим, что обратна  св зь отсутствует , при этом амплитуда сигнала на выходе ОУ составл ет 1 В. Если коэффициент усилени  по напр жению малосигнального канала 2 совместно с дифференциальным усилителем на транзисторах 8,9 составл ет, например, 105, то сигнал, приложенный к входам ОУ, в этом случае равен 10 мкВ. Усиление входного двухтактного дифференциального каскада 1 обычно равно 200-300. Следовательно.в рассматриваемом режиме сигнал на выходе этого канала (например, в прототипе) составил бы всего 2-3 мВ, что составл ет 0,2-0,3% от сигнала на выходе малосигнального канала 2. В такой же пропорции отличаютс  токи, поступающие на вход выходного сумматора 3. Поэтому в режиме малого сигнала вкладом входного двухтактного дифференциального каскада 1 в результирующее усиление можно пренебречь . Соответственно, можно пренебречь и его малосигнальными погрешност ми, при этом такие характеристики ОУ, как коэффициент усилени  на посто нном токе и коэффициент ослаблени  синфазного сигнала (КОСС), полностью определ ютс  только малосигнальным каналом 2 совместно с транзисторами 8, 9, а результату ющий входной сдвиг определ етс  исключительно степенью согласованности этих транзисторов. При этом по статической точности предлагаемый ОУ не уступает никаким известным усилител м, выполненным на одинаковом технологическом уровне.Suppose that there is no feedback, and the amplitude of the signal at the output of the opamp is 1 V. If the gain of the voltage of the small signal channel 2 together with the differential amplifier 8.9 is, for example, 105, then the signal applied to OU inputs, in this case equal to 10 mV. The gain of the input push-pull differential cascade 1 is usually 200-300. Consequently, in this mode, the signal at the output of this channel (for example, in the prototype) would be only 2-3 mV, which is 0.2-0.3% of the signal at the output of the small signal channel 2. The currents differ in the same proportion arriving at the input of the output adder 3. Therefore, in the small signal mode, the contribution of the input push-pull differential stage 1 to the resulting gain can be neglected. Accordingly, its small signal errors can be neglected, with such OU characteristics as DC gain and common mode signal attenuation coefficient (COSS), are completely determined only by the small signal channel 2 together with transistors 8, 9, and the resulting input the shift is determined solely by the degree of consistency of these transistors. At the same time, in terms of static accuracy, the proposed opamp is not inferior to any known amplifiers made at the same technological level.

С помощью частоты входного сигнала усиление малосигнального канала 2 уменьшаетс , что обусловлено параллельной емкостью обратной св зью, которой охвачен инвертирующий усилитель 6, однако оно остаетс  большим, чем у входного двухконтактного дифференциального каскада 1 вплоть до частоты среза его собственной АЧХ. В дальнейшем за счет резистора 5 усиление малосигнального канала 2 начинает снижатьс  со скоростью 12 дБ/ окт и по сравнению с усилением входного двухтактного дифференциального каскада 1 становитс  пренебрежимо малым. При этом, начина  с некоторой частоты, общее усиление определ етс  практически только этим каскадом.Using the frequency of the input signal, the gain of the small signal channel 2 is reduced, due to the parallel capacitance of the feedback that covers the inverting amplifier 6, but it remains larger than the input two-stage differential stage 1 up to the cutoff frequency of its own frequency response. Subsequently, due to the resistor 5, the amplification of the low signal channel 2 begins to decrease at a speed of 12 dB / oct and becomes negligible compared to the gain of the input push-pull differential stage 1. At the same time, starting from a certain frequency, the total gain is determined practically only by this cascade.

При переходе в режим большого сигнала, например при включении ОУ неинвертирующим повторителем напр жени  и передаче импульсного фронта, сигнал также усиливаетс  только входным двухтактным дифференциальным каскадом 1, обладающим исключительно высоким относительным быстродействием и линейностью в режиме большого сигнала.When switching to large signal mode, for example, when switching on an OA with a non-inverting voltage follower and transmitting a pulse front, the signal is also amplified only by an input push-pull differential stage 1, which has an exceptionally high relative speed and linearity in a large signal mode.

Это обь сн етс  существенно большим усилением от входов ОУ до противофазных высо- коомных выходов входного двухтактного дифференциального каскада 1 по сравнению с усилением на высоких частотах малосиг0 нального канала 2, который поэтому никак не вли ет на передачу коротких фронтов.This is explained by a significantly higher gain from the inputs of the opamp to the antiphase high impedance outputs of the input push-pull differential stage 1 compared to the amplification at high frequencies of the low-frequency channel 2, which therefore does not affect the transmission of short fronts.

Однако в момент переключени  на несимметричном выходе входного двухтактного дифференциального каскада 1 также присут5 ствует большой сигнал, который поступает на вход малосигнального канала 2, а поскольку ток с выхода этого канала суммируетс  с выходными токами входного двухтактного дифференциального каскада 1, то при попа0 дании малосигнального канала 2 в нелинейный режим он в равной степени определ л бы величину и характер искажений выходного сигнала, но уже не на фронте, а на вершине передаваемого импульса. ЧтобыHowever, at the moment of switching over to the unbalanced output of the input push-pull differential stage 1, there is also a large signal that is fed to the input of the small signal channel 2, and since the current from the output of this channel is summed with the output currents of the input push-pull differential stage 1, then when a small signal channel 2 arrives in a nonlinear mode, it would equally determine the magnitude and nature of the distortion of the output signal, but not at the front, but at the top of the transmitted pulse. To

5 исключить вли ние малосигнального канала 2 на характер передачи сигналов, имеющих высокую скорость нарастани , необходимо таким образом реализовать этот канал, чтобы предотвратить нелинейные искажени 5 to eliminate the influence of the small signal channel 2 on the nature of the transmission of signals having a high slew rate; this channel must therefore be implemented to prevent nonlinear distortions.

0 его выходного тока при любой скорости нарастани  сигнала на входе ОУ. Это условие выполнено за счет использовани  двухстороннего ограничител  4, ограничивающего сигнала на несимметричном высокоомном0 of its output current at any rate of increase of the signal at the input of an opamp. This condition is met by using a two-sided limiter 4, a limiting signal on an unbalanced high-resistance.

5 выходе входного двух контактного дифференциального каскада 1 до уровн  U0, резистора 5сопротивлениемР. Очевидно, что при введении этих элементов в состав малосигнального канала 2, входной ток инвертирующе0 го усилител  6 не может превысить величины Uo/R. Такое решение практически никак не отражаетс  на малосигнальных характеоисти- ках малосигнального канала 2,но np-i этом гарантируетс  линейный режим усилени 5 output of the input two-contact differential stage 1 to the level of U0, the resistor 5 with resistance P. Obviously, with the introduction of these elements into the composition of the small signal channel 2, the input current of the inverting amplifier 6 cannot exceed the values of Uo / R. This solution practically does not reflect in any way on the low-signal characteristics of the low-signal channel 2, but the np-i guarantees a linear gain mode.

5 инвертирующего усилител  6 при любой скорости нарастани  сигнала на входе ОУ, если начальный ток смещени  этого каскада выбран большим, чем Uo/R. Однако условие, при котором сигнальный ток каскада всегда5 inverting amplifier 6 at any rate of rise of the signal at the input of the op-amp, if the initial bias current of this stage is chosen greater than Uo / R. However, the condition under which the signal current of the cascade is always

0 имеет меньшую величину по сравнению с начальным током его смещени , и есть условие малосигнального режима усилени .0 has a smaller value compared to the initial current of its displacement, and there is a condition for the low-signal gain mode.

Следовательно, предлагаемое техническое решение позвол ет обеспечить искус5 ственный малосигнальный режим в р де каскадов ОУ и тем самым обеспечить одновременно его хорошую линейность в режиме большего сигнала и хорошие параметры на посто нном токе, поскольку в выходном сумматоре 3 при работе ОУ в любом режимеConsequently, the proposed technical solution allows providing an artificial low-signal mode in a number of opamp stages and at the same time ensuring its good linearity in the larger signal mode and good parameters at a constant current, since in the output adder 3 when the op amp is in any mode

суммируютс  только линейные составл ющие сигнала. Дл  реализации такой структуры ОУ следует дополнительно выполнить еще одно условие. Поскольку выход инвертирующего усилител  б нельз  непосредственно подключить к дополнительному входу сумматора 3, что привело бы к шунтированию низким выходным сопротивлением этого усилител  симметричных противофазных выходов входного двухконтактного дифференциального каскада 1 и к нарушению его работоспособности, между выходом инвертирующего усилител  6 и входом выходного сумматора 3 необходим преобразователь напр жение-ток 7. Один из вариантов его конкретного выполнени  показан на фиг.2. В качестве выходного сумматора 3 может использоватьс  либо простое соединение выходов малосигсального канала и входного двухконтактного дифференциального каскада 1, как это показано на фиг 2, либо каскад с ОБ, на входе которого суммируетс  сигнал с одного из противофазных высокоомных выходов входного двухтактного дифференциального каскада 1 и выходной сигнал малосигнального канала 2. Сигнал с другого противофазного высокоомного выхода может при этом поступать в точку суммировани  либо непосредственно, либо также через каскад с ОБ. Использование таких каскадов позвол ет несколько улучшить частотные свойства ОУ за счет снижени  величины емкости приведенной к выходу ОУ.only the linear components of the signal are added. In order to implement such an OU structure, one more condition should be additionally fulfilled. Since the output of the inverting amplifier can not be directly connected to the auxiliary input of the adder 3, which would cause the low output impedance of this amplifier to symmetrically counter-phase the outputs of the two-contact differential stage 1 and bypass its performance, a converter is needed voltage-current 7. One variant of its specific implementation is shown in FIG. As an output adder 3, either a simple connection of the outputs of the low-signal channel and the input two-contact differential stage 1 can be used, as shown in Fig. 2, or the cascade with an OB, the input of which sums the signal from one of the anti-phase high-resistance outputs of the two-stroke differential stage 1 and the output signal of the small signal channel 2. In this case, the signal from another anti-phase high-resistance output can arrive at the summation point either directly or also through a cascade with ON. The use of such cascades makes it possible to somewhat improve the frequency properties of the OU by reducing the capacitance value reduced to the OU output.

Claims (2)

Формула изобретени  1. Операционный усилитель, содержащий входной д вухтактн ый дифференциал ьн ый каскад, выполненный с двум  противофазными высокоомными выходами, и выходной сумматор , при этом противофазные высокоомкые выходы входного двухтактного дифференциального каскада подключены к соответствующим входам выходного сумматора, отличающийс  тем, что, с целью улучшени  статических характеристик без ухудшени  быстродействи  и линейности в режиме большого сигнала, входной двухтактный дифференциальный каскад выполнен с несимметричным высокоомным выходом, выходной сумматор выполнен с дополнительным входом и введен малосигнальный канал усилени , содержащий двухсторонний ограничитель, резистор, инвертирующий усилитель с конденсаторомClaim 1. An operational amplifier comprising an input two-stage differential cascade made with two anti-phase high-resistance outputs and an output adder, while the anti-phase high-resistance outputs of the input two-stroke differential cascade are connected to the corresponding inputs of the output adder, characterized by In order to improve the static performance without degrading the speed and linearity in the large signal mode, the push-pull differential cascade is made with asymmetry ary high impedance output, the output of the adder is configured with additional input and entered the small-signal gain channel comprising a double-sided limiter, a resistor, an inverting amplifier with a capacitor в цепи обратной св зи и прроОразпвоте .ь напр жение ток, причем несимметричный высокоомный выход входного двухтактною дифференциально о каскада подкл-счен че- 5 рез последовательно соединенные дв1. - сторонний ограничитель и резистоп к инвертирующего усилител , выход кстороп через преобразователь напр жение ток подключен к дополнитетьному в/пэду суммэ- 0 тораin the feedback circuit and the distribution voltage, the current, and the asymmetrical high-resistance output of the input push-pull is differentially connected to the cascade via a series of two connected in series. - third-party limiter and resistop to the inverting amplifier, the output of the kstorop through the voltage converter current is connected to the additional in / pad summato-torus 2. Усилитель по п. 1, о т л и а ю щ и и с   тем, что входной двухтактный дифференциальный каскад содержит первый, агорой, тре- тийг четвертый и п тый транзисторы олмого2. The amplifier according to claim 1, that is, with the fact that the input push-pull differential cascade contains the first, the agora, the third, the fourth and fifth transistors of the primary 5 типа, шестой, седьмой и восьмой транзисторы другого типа, первый второй и третий управл емые источники юка пепвый и второй резисторы, источник смещени  и элемент смещени , при этом базы первого и второгоType 5, sixth, seventh and eighth transistors of a different type, first second and third controlled sources of apex and second resistors, bias source and bias element, while the bases of the first and second 0 транзисторов  еп ютс  неинвертирующим и инвертирующим входами входного двухтактного дифференциального каскада, базы шестого и седьмого транзисторов подключены соответственно к базам первого и второго0 transistors are supplied by non-inverting and inverting inputs of an input push-pull differential cascade, the bases of the sixth and seventh transistors are connected respectively to the bases of the first and second 5 транзисторов, эмиттеры третьего и четвертого транзисторов соответственно через первый и второй резисторы подключены к эмиттерам шестого и седьмого транзисторов, а базы - к первому выводу источника смещени , входы5 transistors, emitters of the third and fourth transistors, respectively, through the first and second resistors are connected to the emitters of the sixth and seventh transistors, and the base to the first output of the bias source, inputs 0 первого и второго управл емых источников тока соединены через эпе лент смещени  и подключены к коллекторам шестого и четвертого транзисторов соответственно а их выходы подключены соответственно к второму и0 of the first and second controlled current sources are connected through the bias elements and are connected to the collectors of the sixth and fourth transistors, respectively, and their outputs are connected to the second and 5 первому выводам источника смещени , второй вывод которого соединен с эмиттерами первого и второго транзисторов эмиттеры п того и восьмого транзисторов подключены к соответствующим шинам источника гипа0 ни . их базы - к входам соответственно первого и второго управл емых ИСТОЧНИКОЕ тока. а их коллекторы  вл ютс  соответствующими противофазными высокоомными выходами входного двухтактного дифференциально5 го каскада, коллекторы третьего и седьмого транзисторов соединены с соответствующими шинами источника питчии , а коллекторы первого и второго транзисторов подключены соответственно к входу и аыходу третьего5 to the first pins of the bias source, the second pins of which are connected to the emitters of the first and second transistors; the emitters of the fifth and eighth transistors are connected to the corresponding busbars of the hypoinum source. their bases are to the inputs of the first and second controlled respectively SOURCE current. and their collectors are the corresponding antiphase high-resistance outputs of the input push-pull differential cascade, the collectors of the third and seventh transistors are connected to the corresponding buses of the pitch source, and the collectors of the first and second transistors are connected respectively to the input and output of the third 0 управл емого источника тока, коллектор второго транзистора  вл етс  несимметричным высокоомным выходом входного двухтактного дифференциального каскада0 controlled current source, the collector of the second transistor is an asymmetrical high-resistance output of the input push-pull differential stage