SU1116555A1 - Frequency-shift keyer - Google Patents

Abstract

1. ЧАСТОТНЫЙ МАНИПУЛЯТОР, содержащий генератор синусоидального напр жени , преобразователь сигнала, синхронизатор, и последовательно соединенные генератор несущей частоты, фазовращатель, первый перемножитель и сумматор, к второму входу которого подключен выход второго перемножител , первый вход которого соединен с выГ/г--- ходом генератора несущей частоты, отличающийс  тем, что, с целью подавлени  паразитной боковой полосы частот, введены два делител  частоты и два фильтра нижних частот, при этом выход -генератора синусоидального напр жени  подключен ко входу преобразовател  сигнала, выходы которого соединены с одними входами синхронизатора , выходы которого подключены ко входам первого и второго делителей частоты, выходы которых соединены соответственно со в.ходами первого и второго фильтров нижних частот, выходы которых подключены соответст- венно ко вторым входам первого и вто- в рого перемножителей, а выходы первого (Л и второго делителей частоты соединены С с другими входами синхронизатора.1. A FREQUENCY MANIPULATOR containing a sinusoidal voltage generator, a signal converter, a synchronizer, and a series-connected carrier frequency generator, a phase shifter, a first multiplier, and an adder, to the second input of which the output of the second multiplier is connected, the first input of which is connected to G / g --- a carrier frequency oscillator, characterized in that, in order to suppress the parasitic sideband, two frequency dividers and two low-pass filters are introduced, and the output of the -generator is sinusoidal the voltage is connected to the input of the signal converter, the outputs of which are connected to one of the synchronizer inputs, the outputs of which are connected to the inputs of the first and second frequency dividers, the outputs of which are connected respectively to the first and second low-pass filters whose outputs are connected respectively to the second the inputs of the first and second multiplier multipliers, and the outputs of the first (L and second frequency dividers C connected to other inputs of the synchronizer.

Description

9Ь СД СП9b СД СП

BtixodBtixod

елate

Фиг. fFIG. f

. 11 . eleven

2. Манипул тор по п.1, отличающийс  тем, что синхронизатор содержит три элемента ИЛИ, . два элемента И и элемент НЕ, выход которого подключен к первому входу первого элемента ИЛИ, второй вход которого соединен с первым входом второго элемента ИЛИ, второй вход которого соединен со входом элемента Изобретение относитс  к технике радиосв зи и может быть использовано в системах передачи данных дл  получ НИН частотной манипул ции. Известен частотный манипул тор, содержащий сумматор, два фазовращате л  и два перемножител , выходы которьЕХ подключены к входам сумматора, входы первого перемножител  соединены с выходами соответствующих фазовращателей , первый вход второго перемножител  соединен с входом первог фазовращател  и на них подан входной сигнал, другой вход первого фазовращател  через фазовьй манипул тор сое динен с входом второго фазовращател  и на них подан,сигнал несущей частот а на другой вход фазового манипул тора подан двоичный сигнал tl;i. Однако этот манипул тор характеризуетс  наличием двух фазовращателей необходимостью включе.ни  фазового манипул тора во входную цепь одного из перемножителей. Наиболее близким к предлагаемому  вл етс  частотный манипул тор, содержащий генератор синусоидального напр жени , преобразователь сигнала синхронизатор, и последовательно соединенные генератор несущей частоты, фазовращатель, первый перемножите|1ь и сумматор, к второму входу которого подключен выход второго перемножител , первый вход которого соединен с выходом генератора несущей частоты с 21. Однако этот частотный манипул тор не подавл ет паразитную боковую полосу частот. Цель изобретени  - подавление паразитной боковой полосы частот.2. The manipulator according to claim 1, characterized in that the synchronizer contains three elements OR,. two AND elements and an NOT element whose output is connected to the first input of the first OR element, the second input of which is connected to the first input of the second OR element, the second input of which is connected to the input of the element The invention relates to radio communication technology and can be used in data transmission systems get the frequency manipulation NIN. A frequency manipulator containing an adder, two phase shifters and two multipliers is known, the outputs of which are connected to the inputs of the adder, the inputs of the first multiplier are connected to the outputs of the corresponding phase shifters, the first input of the second multiplier is connected to the input of the first phase shifter and an input signal is supplied to them, the other input of the first multiplier The phase shifter is connected via a phase manipulator to the input of the second phase shifter and is fed to them, the signal of the carrier frequency and a binary signal tl; i is fed to another input of the phase manipulator. However, this manipulator is characterized by the presence of two phase shifters by the necessity of including one phase manipulator in the input circuit of one of the multipliers. Closest to the present invention is a frequency manipulator comprising a sinusoidal voltage generator, a synchronizer signal converter, and a series-connected carrier frequency generator, a phase shifter, multiply the first | 1b, and an adder, to the second input of which the output of the second multiplier is connected, the first input of which is connected to the output of the carrier frequency generator from 21. However, this frequency manipulator does not suppress the parasitic sideband. The purpose of the invention is to suppress the parasitic sideband.

5555

НЕ и с выходом третьего элемента ИЛИ, причем выходы первого и второго элементов ИЛИ подключены соответственно к первым входам первого и второго элементов И, вторые входы и выходы которых  вл ютс  соответственно одними входами и выходами синхронизатора, другими входами которого  вл ютс  входы третьего элемента ИЛИ. Поставленна  цель достигаетс  тем, что в частотньй манипул тор, содержащий генератор синусоидального напр жени , преобразователь сигна-, ла, синхронизатор и последовательно:: соединенные генератор несущей частоты, фазовращатель, первый перемножитель и сумматор, к BTopoNfy входу которого подключен выход второго перемножител , первый вход которого соединен с выходом генератора несущей частоты , введены два делител  частоты и два фильтра нижних частот, при этом выход генератора синусоидального напр жени  подключен к входу преобразовател  сигнала, выходы которого соединены с одними входами синхронизатора, выходы котбрых подключены к входам первого и второгоделителей частоты, вьпсоды которых соединены соответственно с входами первого и второго фильтров нижних частот, выходы которых подключены .соответственно к вторЬ1м входам первого и второго уперемножителеи, а выходы первого и второго делителей частоты соединены с другими входами синхронизатора. При этом синхронизатор содержит три элемента ИЛИ, два элемента И и элемент НЕ, выход которого подключен к первому входу первого элемента ИЛИ, второй вход которого соединен с первым входом второго элемента ШШ, второй вход которого соединен с входом элемента НЕ и с выходом третьего элемента ИЛИ, причем выходы первого и второго элементов ИЛИ подключены соответственно к первым входам первого и второго элементов И, вторые входы и выходы которых  вл ютс  COOTветственно одними входами и выходами синхронизатора, другими входами которого  вл ютс  входы третьего элеме та ИЛИ. На фиг.1 представлена структурна  электрическа  схема предлагаемого манипул тора, на фиг.2 - эпюры напр  жений, по сн ющие его работу. Частотный манипул тор содержит генератор 1 несущей частоты, генератор 2 синусоидального напр жени , преобразователь 3 сигнала, первый 4. и второй 5 делители частоты, первый 6 и второй 7 фильтры нижних частот, первый 8 и второй 9 перемножители, фазовращатель 10, сумматор 11, синхронизатор 12, состо щий из элемента НЕ 13, первого 14 и второго 15 элементов И, первого 16, второго 17 и третьего 18 элементбв РШИ. Частотный манипул тор работает следующим образом. Генератор 2 вырабатывает синусоидальное напр жение с частотой 2 и подает его на вход преобразовател  3, который преобразует синусоидальные колебани  в пр моугольные импуль сы. С двух выходов преобразовател  3 через первый 14 и второй 15 элемен ты И синхронизатора 12 на входы первого 4 и второго 5 делителей частоть подаютс  два меандра, инвертированные друг относительно друга (фиг.2а, с частотой следовани  импульсов 2 Г Первый 4 и второй 5 делители частоты производ т деление поступающих после довательностей импульсов на два, В результате чего на их выходах полу чаютс  последовательности импульсов 1(фиг.2в,г), сдвинутые один относител но другого на JT/2. После прохождени  этих импульсов через первый 6 и вто рой 7 фильтры нижних частот на первы входы первого 8 и второго 9 перемножителей поступают только первые гар ,МОНИКИ разложени  р да Фурье, которы : также оказываютс  сдвинутыми один относительно другого на .Л/2. На вто рые входы первого 8 и второго 9 пе ремножителей от генератора 1 несущей частоты подаютс  сдвинутое на Jt/2 фазовращателем 10 и пр мое синусоидальные напр жени  с частотой f . В результате перемножени  напр жений , поступающих на входы первого 8 и iSToporo 9 перемножителей, с последующим сложением результатов этих перемножений в сумматоре 11 на выходе манипул тора образуетс  синусоидальный сигнал с частотой f+F wmif-f в зависимости от того, кака  последовательность импульсов на входе первого 4 и второго 5 делителей частота оказываетс  сдвинутой на jr /2 относительно другой. . Управление сдвигом одной последовательности импульсов относительно другой осуществл етс  по закону изменени  входного двоичного сигнала синхронизатора 12, который работает следующим образом. С выходов первого 4 и второго 5 делителей частоты последовательности импульсов (фиг.2в,г) поступают на третий- элемент ИЛИ 18, на выходе которого образуетс  импульсное напр жение (фиг.2д), подаваемое на вто)ые входы первого 16 и второго 17 элементов ИЛИ. На первые входы этих элементов РШИ подаютс  инвертированна  (фиг.2е) элементом НЕ 13 и пр ма  (фиг.2ж) последовательности входного двоичного сигнала. В зависимости от значени  двоичного сигнала на входах первого 16 и второго 17 элементов ИЛИ вьфабатываютс  последовательности импульсов, изображенные на фиг.2з и фиг.2и соответственной Эти импульсы, поступа  на входы первого 14 и второго 15 элементов исключают из делени  первого 4 или второго 5 делителей частоты один импульс при смене значени  двоичного сигнала на входе синхронизатора 12, осуществл   задержку на выходе первого 4 и второго 5 делителей частоты соответствующей выходной последовательности импульсов на Jf (фиг.2в,г) . В результате этого на выходе сумматора 11 по вл етс  сигнал с частотой f -F или -P-F в зависимости от значени  двоичного сигнала, т.е. осуществл етс  частотна  манипул ци  без разрыва фазы и без потери стабильности высокочастотных колебаний. Можно оценить качество предлагаемого частотного манипул тора исход  из тех же условий, что и дл  прото-. типа, т.е. д. 0,5 (дл  фазовращател  10), где й.д -фазова  асимметри  высокочастотного фазовращател . Низкочастотные фазосдвинутые напр жени  формируютс  с помощью первого 4 и второго 5 делителей частоты. Различные значени  величины запаздьшани  в транзисторах этих делитеI . 11 лей частоты привод т к тому, что сдвиг между напр жени ми по фазе отличаетс  на дополнительную велинину At. Причем при применении в дели тел х частоты высокочастотных тран . зисторов удаетс  получить значени  0,05-0,1 МКС на частотах до 10 гКц, что соответствует паразитном отклонению фазы „„.-2jrutf--Jr.o,2.W-V/u.j (О дп  /St 0,1 МКС, Учитыва , что в наихудшем случае знаки при Afc на выходах первого и второго делителей частоты могут быть гфотивоположны, принимают -0, Jf-10 FJ a fl,--2f«,Mj Величину с/ где cf - амплитудна  асимметри  в тракте низкой частоты , оценивают из следующих соображений . Выходные транзисторы первого 4 и второго 5 делителей частоты предла гаемого манипул тора могут находитьс  в одном из двух состо ний - оба перехода открыты или оба перехода закрыты. В первом случае, т.е. в режиме насыщени , эквивалентна  схема транзистора представл ет собой генератор остаточного напр жени  с небольшим внутренним сопротивлением ( доли.ома), которым можно пренебречь В режиме насыщени  остаточное напр жение на коллекторе транзистора как функцию от коллекторного г и базового -bs токов можно определить выражением 1 K-iK J, 2 W -- Р . - « - т ()icr4i J,o l Pj/ft) где - температурный потенциал (Tft- абсолютна  температура; К - посто нна  Больцмана, С - зар  электрона, при Т 300 К, т В - коэффициент усилени  по току в схеме с общим эмиттером при пр мом включении, Jij - коэффициент усилени  по току в схеме с общим эмиттером при инверс ном включении (коллектор при этом иг рает роль эмиттера), обратный ток коллекторного перехода.. /i, В режиме насыцени  р « При большом токе базы, когда выполн ютс  неравенства i, остаточное напр жение на коллекторе минимальное V/ .-f,t,.i (3) ««« p,i Из (3) следует, что дл  получени  низкого остаточного напр жени  ключевой схемы, выгоднее включить транзистор в инверсном варианте (помен ть эмиттер и коллектор транзистора местами ), так как J Jl . Тогда -. С) Обычные значени  20-100 Отсюда 26 ) .26M6 . Это подтверждаетс  и экспериментальными данными. Остаточное напр жение UHMVI - попеременно по вл етс  на выходах первого 4 и второго 5 делителей частоты, амплитуды которых различаютс  на величину разброса UtiMMHit cM. (5). Выбира  наихудший случай, получают Д «/иимт.,2б-1«в, относительное изменение определ етс  выражением С/ г Х ИИН1 . напр жение питани , подавае .° выходные-транзисторы первого второго 5 делителей, Выбира  U 5 В (обычна  величина Напр жени , подаваемого дл  питани  импульсных микросхем) получают f 0,4 -10 Вли ние обратного токо эмиттерного перехода Зэв аналогично. Рассматрива  закрытый транзистор как генератор тока Зэо получан т, относительный уровень изменени  амплитуды выходного напр жени  на выходе первого 4 и второго 5 делителей частоты равен Дл  транзисторов с разбросом параметров. мкА и ртношени  U/R 10 мА относительное изменение амплитуды 4-10- . 0 -0,4 -fo 10- 10-i Тогда f-, (/,::0.6 10 Подставл  .полученные дл  предлагаемого манипул тора значени  фазовой и амплитудной асимметрии, получают общее вьфажение дл  степени подавлени  паразитной боковой полосы в общем виде п l ((,4.o-VfF)o.J6-to-6 U 180 Преимуществами предлагаемого час точного манипул тора по сравнению с прототипом  вл ютс  повьшение сте пени компенсации паразитной боковой полосы,котора  дл  наиболее часто используемых в технике передачи данных частот сдв1| га до Гц, составл ет пор дка/9-10 дБ, отсутствие фазовых манипул торов как источника дополнительной амплитудной и фазовой асимметрии упрощение настройки устройства при частотах сдвига до 500 Гц так как точность, поддержани  сдвига фазы Д/2 на низкой частоте по крайней мере на пор док выше, чем , на несущей, что позвол ет подстраивать фазовращатель по максимуму рда riJnJ LJT-rL rL n rNOT and with the output of the third element OR, and the outputs of the first and second elements OR are connected respectively to the first inputs of the first and second elements AND, the second inputs and outputs of which are respectively the same inputs and outputs of the synchronizer, the other inputs of which are the inputs of the third element OR. The goal is achieved by the fact that a frequency manipulator containing a sinusoidal voltage generator, a signal converter, a synchronizer and a series of: connected carrier frequency generator, phase shifter, first multiplier and adder, to the output of the second multiplier, the first one, is connected to the BTopoNfy input. the input of which is connected to the output of the carrier frequency generator; two frequency dividers and two low-pass filters are introduced; the output of the sinusoidal voltage generator is connected to the converter input Signals, the outputs of which are connected to one of the synchronizer inputs, the outputs are connected to the inputs of the first and second frequency duplicators, the outputs of which are connected respectively to the inputs of the first and second low-pass filters, the outputs of which are connected respectively to the second inputs of the first and second multipliers, and the outputs of the first and second the second frequency dividers are connected to other inputs of the synchronizer. In this case, the synchronizer contains three OR elements, two AND elements and an NOT element, the output of which is connected to the first input of the first OR element, the second input of which is connected to the first input of the second SHSh element, the second input of which is connected to the input of the NO element and to the output of the third OR element The outputs of the first and second elements OR are connected respectively to the first inputs of the first and second elements AND, the second inputs and outputs of which are COOT respectively one of the inputs and outputs of the synchronizer, the other inputs of which are inputs of the third element a OR. Figure 1 shows the structural electrical circuit of the proposed manipulator, figure 2 shows the voltage diagrams explaining its operation. The frequency manipulator contains a carrier frequency generator 1, a sinusoidal voltage generator 2, a signal converter 3, a first 4. and a second 5 frequency dividers, a first 6 and a second 7 low pass filters, a first 8 and a second 9 multipliers, a phase shifter 10, an adder 11, the synchronizer 12, consisting of the element HE 13, the first 14 and the second 15 elements And, the first 16, the second 17 and the third 18 elements of the RShI. Frequency manipulator works as follows. The generator 2 produces a sinusoidal voltage with a frequency of 2 and supplies it to the input of the converter 3, which converts the sinusoidal oscillations into square impulses. From the two outputs of the converter 3, through the first 14 and second 15 elements AND of the synchronizer 12 to the inputs of the first 4 and second 5 frequency dividers, two meanders are inverted relative to each other (Fig. 2a, with a pulse following frequency of 2 G. The first 4 and second 5 dividers frequencies produce a division of the incoming sequences of pulses into two, as a result of which at their outputs there are sequences of pulses 1 (Fig. 2c, d), shifted one relative to the other by JT / 2. After these pulses pass through the first 6 and second 7 bottom filters of their frequencies, the first inputs of the first 8 and second 9 multipliers receive only the first gar, MONICS of the Fourier series decomposition, which: are also shifted relative to each other by .Л / 2. On the second inputs of the first 8 and second 9 multipliers from generator 1 The carrier frequencies are shifted by Jt / 2 by the phase shifter 10 and direct sinusoidal voltages at frequency F. As a result of multiplying the voltages supplied to the inputs of the first 8 and iSToporo 9 multipliers, followed by the addition of the results of these multiplications in adder 11 at the output ma ipul torus formed sinusoidal signal of frequency f + F wmif-f depending on cocoa sequence of pulses at the input 4 of the first and second frequency dividers 5 It appears shifted by jr / 2 relative to each other. . Shift control of one sequence of pulses relative to another is carried out according to the law of change in the input binary signal of synchronizer 12, which operates as follows. From the outputs of the first 4 and second 5 frequency dividers of a sequence of pulses (fig. 2c, d) go to the third element OR 18, at the output of which a pulse voltage is formed (fig. 2e) supplied to the second inputs of the first 16 and second 17 elements OR. The first inputs of these elements of the RSHI are fed with an inverted (FIG. 2e) element HE 13 and right (FIG. 2g) of the input binary signal sequence. Depending on the value of the binary signal at the inputs of the first 16 and second 17 elements OR, the pulse sequences shown in Fig. 2h and Fig. 2i are corresponding. These pulses are excluded from the division of the first 4 or second 5 dividers at the inputs of the first 14 and second 15 elements. frequency one pulse when changing the value of the binary signal at the input of the synchronizer 12, carried out a delay at the output of the first 4 and second 5 frequency dividers of the corresponding output pulse sequence by Jf (Fig. 2c, d). As a result, a signal with a frequency of f -F or -P-F appears at the output of the adder 11, depending on the value of the binary signal, i.e. Frequency manipulation is carried out without phase break and without loss of stability of high-frequency oscillations. It is possible to assess the quality of the proposed frequency manipulator on the basis of the same conditions as for the proto. type, i.e. d. 0.5 (for phase shifter 10), where yd is the phase asymmetry of the high frequency phase shifter. The low frequency phase shifted voltages are generated using the first 4 and second 5 frequency dividers. Different values of the magnitude of the delay in the transistors of these dividers. 11 lei frequency causes the phase voltage difference to differ by an additional magnitude of At. Moreover, when used in the del tel x frequency of high-frequency trans. It is possible to obtain the values of 0.05-0.1 MKS at frequencies up to 10 GHz, which corresponds to the parasitic phase deviation „.-2jrutf - Jr.o, 2.WV / uj (О dp / St 0.1 MKS, taking into account that in the worst case the signs at Afc at the outputs of the first and second frequency dividers can be right opposite, take -0, Jf-10 FJ a fl, - 2f ", Mj The value of c / where cf is the amplitude asymmetry in the low frequency path, estimate of the following considerations: The output transistors of the first 4 and second 5 frequency dividers of the proposed manipulator can be in one of two states — both transitions are open You or both transitions are closed. In the first case, i.e., in the saturation mode, the equivalent transistor circuit is a residual voltage generator with a small internal resistance (fraction), which can be neglected. In the saturation mode, the residual voltage on the collector of the transistor as a function of the collector r and the base -bs currents can be defined by the expression 1 K-iK J, 2 W - P. - “- t () icr4i J, ol Pj / ft) where is the temperature potential (Tft is absolute temperature; K is the Boltzmann constant, C is the electron charge, at T 300 K, t B is the current gain in the circuit with a common emitter at direct connection, Jij is the current gain in the circuit with a common emitter at inverse connection (collector at the same time, it plays the role of an emitter), reverse collector junction current .. / i, In saturation mode, p "At a high base current, when inequalities i are satisfied, the residual voltage on the collector is the minimum V /. -f, t, .i ( 3) "" "p, i From (3) it follows that in order to obtain a low residual voltage of the key circuit, it is more advantageous to include v transistor in the inverse embodiment (pomenyatsya be the emitter and collector of transistor places) as J Jl. Then -. C) Typical values are 20-100 Hence 26) .26M6. This is confirmed by experimental data. The residual voltage UHMVI - alternately appears at the outputs of the first 4 and second 5 frequency dividers, the amplitudes of which differ by the amount of spread of UtiMMHit cM. (five). Choosing the worst case, get D «/imt.2.2-1-1, the relative change is determined by the expression С / г X ИИН1. supply voltage, supply. ° output transistors of the first second 5 dividers, choosing U 5 V (the usual value of the voltage supplied to power the pulse circuits) is obtained f 0.4 -10 The influence of the reverse current emitter junction ZeV is similar. Consider a closed transistor as a Zeo current generator obtained, the relative level of change in the amplitude of the output voltage at the output of the first 4 and second 5 frequency dividers is equal to D for transistors with a spread of parameters. µA and rt of U / R 10 mA relative amplitude change 4-10-. 0 -0.4 -fo 10-10-i Then f-, (/,: 10.6.6) Substituting the phase and amplitude asymmetry values obtained for the proposed manipulator, a total fj is obtained for the degree of suppression of the parasitic sideband in general n l ((, 4.o-VfF) o.J6-to-6 U 180 The advantages of the proposed exact manipulator hour compared to the prototype are the increased compensation of the parasitic sideband compensation, which for the most frequently used data in the data transmission technique sdv1 | ha to Hz, on the order of / 9-10 dB, no phase arrester as source As an additional amplitude and phase asymmetry, the device is simplified at shear frequencies up to 500 Hz, since the accuracy of maintaining the D / 2 phase shift at a low frequency is at least an order of magnitude higher than that on the carrier, which allows the phase rotator to be tuned to the maximum jande riJnJ LJT-rL rL nr

п п п„гтги 1 111 8 . ним органом настройки, упрощение практической реализации устройства, выраженное в унификации элементов схемы , так как в цеп х манипул тора используютс  типовые устройства цифровой техникиi повышение температурной стабильности, так как дестабилизирующее вли ние изменени  температуры сказываетс  а настройку только одного фазовращател , а не двух, как у прототипа. Существенное повьшение степени подавлени  паразитной боковой пологч прииспользовании предлагаемого частотного манипул тора позвол ет улучшить чистоту спектра выходного сигнала, а значит улучшить услови  электромагнитной совместимости совместно используемых радиотехнических устройств, повьш1ает помехоустойчивость радиолиний передачи дискретной информации и одновременно за счет повышенной термостабильнос- . ти и упрощени  системы настройки улучшает их эксплуатационные характеристики . П ГТГТП П JTL 1 p. Here, the setting body simplifies the practical implementation of the device, expressed in the unification of the circuit elements, since typical digital equipment devices are used in the manipulator circuits and the temperature stability increases, since the destabilizing effect of temperature changes affects only one phase shifter, but not two at the prototype. A significant increase in the degree of suppression of the parasitic side plate when using the proposed frequency manipulator allows improving the spectral purity of the output signal, and thus improving the electromagnetic compatibility conditions of shared radio devices, increasing the noise immunity of the radio transmission of discrete information and at the same time due to the increased thermostability. These and simplified tuning systems improve their performance. П ГТГТП П JTL

Фиа. 2Fia. 2

Claims (2)

1. ЧАСТОТНЫЙ МАНИПУЛЯТОР, содержащий генератор синусоидального напряжения, преобразователь сигнала, синхронизатор, и последовательно соединенные генератор несущей частоты, фазовращатель, первый перемножитель и сумматор, к второму входу которого подключен выход второго перемножителя, первый вход которого соединен с вы-1. A FREQUENCY MANIPULATOR, comprising a sinusoidal voltage generator, a signal converter, a synchronizer, and serially connected a carrier frequency generator, a phase shifter, a first multiplier and an adder, to the second input of which is connected the output of the second multiplier, the first input of which is connected to Фиг. 1 ходом генератора несущей частоты, отличающийся тем, что, с целью подавления паразитной боковой полосы частот, введены два делителя частоты и два фильтра нижних частот, при этом выход генератора синусоидального напряжения подключен ко входу преобразователя сигнала, выходы которого соединены с одними входами синхронизатора, выходы которого подключены ко входам первого и второго делителей частоты, выходы которых соединены соответственно со входами первого и второго фильтров нижних частот, выходы которых подключены соответст- _β венно ко вторым входам первого и вто- 5В рого перемножителей, а выходы первого и второго делителей частоты соединены с другими входами синхронизатора.FIG. 1 by the carrier frequency generator, characterized in that, in order to suppress the parasitic sideband, two frequency dividers and two low-pass filters are introduced, while the output of the sinusoidal voltage generator is connected to the input of the signal converter, the outputs of which are connected to one of the synchronizer inputs, the outputs which are connected to the inputs of the first and second frequency dividers, the outputs of which are connected respectively to the inputs of the first and second low-pass filters, the outputs of which are connected respectively to _β the second inputs of the first and second 5V multipliers, and the outputs of the first and second frequency dividers are connected to other inputs of the synchronizer. SU _п„ 1116555SU _p „1116555 2. Манипулятор по п.1, отличающийся тем, что синхронизатор содержит три элемента ИЛИ, . два элемента И и элемент НЕ, выход которого подключен к первому входу первого элемента ИЛИ, второй вход которого соединен с первым входом второго элемента ИЛИ, второй вход которого соединен со входом элемента 2. The manipulator according to claim 1, characterized in that the synchronizer contains three elements OR,. two AND elements and an NOT element, the output of which is connected to the first input of the first OR element, the second input of which is connected to the first input of the second OR element, the second input of which is connected to the input of the element НЕ и с выходом третьего элемента ИЛИ, причем выходы первого и второго элементов ИЛИ подключены соответственно к первым входам первого и второго элементов И, вторые входы и выходы которых являются соответственно одними входами и выходами синхронизатора, другими входами которого являются входы третьего элемента ИЛИ.NOT with the output of the third OR element, and the outputs of the first and second OR elements are connected respectively to the first inputs of the first and second AND elements, the second inputs and outputs of which are respectively the inputs and outputs of the synchronizer, the other inputs of which are the inputs of the third OR element. 1 212