Jffm)Jffm)
-0.1.-0.1.
(Л(L
l(m}l (m}
фигЛ Изобретение относитс к электроизмерительной технике и может быть использовано в пассивных квантовых стандартах частоты, использующих некратное преобразование частоты по страиваемого кварцевого генератора„ Известен способ измерени мощности фазомодулированного сигнала, включающий амплитудное детектирование , фильтрацию посто нной составл щей и измерение посто нного тока (напр жени ) ij « Однако данный способ не обеспечивает измерени мощности фазомодул рованного сигнала, его спектральной составл ющей, так как измер емый посто нньй ток (напр жение) пропорционален общей мощности фазомодулированного сигнала. Наиболее близким к предлагаемому вл етс способ измерени .фазомодулированного сигнала, включающий фил рацию контролируемой спектральной составл ющей (например, с частотой Wo 5.J «1 преобразование ее в посто ньй ток, фильтрацию посто нной составл ющей и измерение посто нного тока (напр жени ). Операции преобразовани контролируемой спектральной составл ющей Б посто нный ток (квадратичное преобразование), филь рацию посто нной составл ющей и измерение посто нного напр жени можн заменить одной известной операцией измерением переменного напр жени . В данном способе из фазомодулирован ного сигнала, определ емого выражением и ti) UmCtntWottmuinSlMtl-UmpoWcOiH 4j((cx)( + + 3(( m) co iWo iSwH C.M(W о-aSlw) t+.. где U( - амплитуда модулированного сигнала, имеющего часто TyWcsl 51и частота модулирующего сиг нала; m индекс фазовой модул цииj Зо(ш) , 1,(т), 3л(т) - функции Бессел первого р да нулевого, первого и вт рого пор дков соответстве но, фильтруетс измер ема спектральна составл юща , , (m)cos( например, узкополосным фильтром с резонансной частотойШр, равной (Ыд-Жщ), и шириной полосы тгропускани меньшей 51, . Затем перуиенное напр жение (ток) преобразуетс в посто нное и измер етс ток (напр жение ), пропорциональный мощности измер емой спектральной составл ющей 2. Недостатком этого способа вл етс низка точность измерени фазомодулированного сигнала во вр..- -;еыи при изменении внешних условий (например , температуры окружающей среды ) и при изменении частоты несущей фазомодулированного сигнала. , Дл фазомодулированного сигнала с несущей, лежащей в сверхвысокочастотном диапазоне, и частотой фазовой модул ции пор дка нескольких МГц и меньше добротность узкополосного фильтра должна быть большой, пор дка нескольких дес тков и сотен тыс ч. Изменение внешних условий, прежде всего, температуры окружающей среды, приводит к изменению резонансной частоты данного фильтра, а следовательно , к изменению коэффициента его передачи. Изменение частоты несущей фазомодулированного сигнала Ю приводит к изменению частоты (ijJo) контролируемой спектральной составл ющей. При фиксированной резонансной частоте (л)р узкополоснэго фильтра контролируемое значение тока (напр жени ) зависит от частот ЬЗ и Ыр, а именно, определ етс амплитудно-частотной характеристикой узкополосного фильтра . Цель изобретени - повышение точности измерени , Поставленна це71ь достигаетс тем, что согласно способу измерени мощности фазомодулированного сигнала частотой uJs 51 включающему фильтрацию сигнала , и измерение переменного напр жени (тока), дополнительно перед фильтрацией производ т амплитудное квадратичное .детектирование, а фильтрацию сигнала осуществл ют на частоте где Wsj - частота несушей, v-t.- частота модулирующего сигнала. На фиг, 1 показана зависимость амплитуды второй гармоники В(т) моду лирующего сигнала на выходе квадрати ного амплитудного детектора и зависи мость Бесселевой функции 3(т) от ин декса фазовой модул ции; на фиг. 2 структурна схема примера реализации Согласно предлагаемому способу входной фазомодулированньй сигнал (1) детектируют по амплитуде (квадратично ) , в результате чего происходит преобразование спектра и перенос его в область низких частот. После амплитудного детектировани образует с сигнал, описываемый выражением (опуска посто нную составл ющую и спектральные составл ющие с частотами (А)ЛМ) : (m)cm1ft t C(... где k - посто нный коэффициент преоб разовани амплитудного детек гора; ., (m) (m)); CM ) Выражени дл B(m) и C(m) ириведе ны дл малых индексов фазовой модул ции т, т.е. при учете в контролируемом сигнале только несущей с частото Ыо и боковых с частотами а)(И, Ыо 12Яд В полученном транспортированном спектре присутствуют только четные гармоники модулирующего сигнала, т.е. гармоники с частотами пйц, где ,. 4, 6, ..., и нет нечетных гармоник с частотами л5, где , 3, 5 ... Причем, наибольшую амплитуду при малых индексах m фазовой модул ции (до наступлени перемодул ции) контролируемого сигнала имеет втора гармоника модулирующего сигнала, описываема выражением А (m).cos 22„ t (4) Амплитуда этого сигнала дл отдельных областей изменени индекса фазовой модул ции m пропорциональна квадрату амплитуды контролируемой . спектральной составл ющей, определ е мой выражением (2), т.е. мощности контролируемой спектральной составл ющей с точностью до константы. Так при индексе фазовой модул ции ,4 (и при значени х m близких к этому значению) Бесселева функци нулевого пор дка в вьфажении дл В(т) равна нулю 3(5(, 4)0 и амплитуда второй гармоники модулирующего сигнала А пр мо пропорциональна мощности контролируемой спектральной составл ющей. При малых индексах фазовой модул ции (т от О до 0,6) -зависимости Б(т) и l(in) аппроксимируетс линейными зависимост ми , соответственно, равными иоС-т (фиг.1). В этом случае амплитуда второй гармоники модулирующего сигнала А пр мо пропорциональна мощности контролируемой спектральной составл ющей. В общем случае дл (, т.е. от нул до значени т, при котором В(га)0 (фиг. 1) амплитуда второй гармоники модулирующего сигнала А пропорциональна мощности контролируемой спектральной составл ющей фазомодулированного сигнала. Абсолютное значение мощности контролируемой спектральной составл ющей получено при умножении (усилении) амплитуды второй гармоники А в l(m)/B(m) раз. После амплитудного детектировани производ т фильтрацию второй гармоники модулирующего сигнала т.е. фильтруют вторую гармонику модулирующего сигнала (сигнала, описываемого выражением (4). После чего производ т измерение переменного тока (напр жени ) при работе детектора (выпр мител ) в линейном режиме. Устройство дл реализации предлагаемого способа содержит последовательно соединенные квадратичный амплитудный детектор 1, полосовой фильтр 2 второй гармоники модулирующего сигнала и измеритель 3 переменного напр жени (тока), выполненный в виде последовательно соединенных детектора 4, фильтра 5 нижних частот и индикатора 6 посто нного тока (напр женил ). В данном устройстве входной фазомодулированный сигнал, описываемый выражением (1), детектируетс по амплитуде амплитудным (квадратичньЫ) детектором 1. В результате происходит преобразование спектра входного сигнала и перенос его в область низких частот. В спектре выходного сигнала амплитудного детектора отсутствуют нечетные гармоники, кратные частоте модулирующего сигнала но присутствуют четные гармоники, кратные частоте модулирующего сигнала. Наибольшую амплитуду при малых индексах фазовой модул ции m (до пере модул ции) контролируемого сигнала имеет втора гармоника модулирующег сигнала, описываема выражением (4) На фиг. 1 показана зависимость амплитуды В(ш) второй гармоники мод | ирующего сигнала на выходе квадратичного амплитудного детектора 1 от индекса фазовой модул ции т. Значение В дл малых индексов фазовой модул ции (т от О до 2, т.е. до кор н функции В(т) при ) характеризует мощность первой боковой спектральной составл ющей фазомодулиройанного сигнала. Так как перва бокова спектральна составл юща кон ролируемого фазомодулированного сиг нала пропорциональна Бесселевой фун ции первого рода нулевого пор дка /(т) (дл сравнени показана на фиг. 1), то амплитуда второй гармоники , определ ема выражением (4), l.(m)/B(m) раз (дл усиленна в а ), равна абсолютному значению мо ности первой боковой спектральной составл ющей контролируемого фазомо дулированного сигнала. Втора гармоника модулирующего сигнала на выходе амплитудного детектора 1 фильтруетс полосовым фильтром 2 второй гармоники модулирующего сигнала. Измеритель 3 переменного напр жени (тока) фиксирует амплитуду второй гармоники модулиру щего сигнала на выходе полосового фильтра 2. Причем детектор 4 работа ет в линейном режиме работы. В предлагаемом способе измерени мощности спектральной составл ющей фазомодулированного сигнала, при заданной частоте модулирующего сигнала Jt, изменение внешних условий приводит к значительно меньшему изменению измеренного переменного тока (напр -. жени ), т.е. мощности контролируемой спектральной составл ющей. по сравнению с известным способом, примерно в oJo/й раз, так как дл фильтрации второй гармоники необходг5м полосовой фильтр с добротностью на несколько пор дков меньшей чем дл известного способа, а следовательно, и изменение его резонансной частоты будет во столько же раз мсныче. Кроме того,, в предлагаемом способе измерени мощности спектральной составл ющем фазомодулированного сигнала изменение частоты несущей Wo вообще не сказываетс на точности контрол ,, что вл етс существенным преимуществом способа по сравнению с известным, так как при квадратичном амплитудном детектировании фазомодулированного сигнала осуществл етс транспортирование спектра входного сигнала в область низких частот. Применение предлагаемых способа и устройства особенно актуально в пассивных квантовых стандартах частоты, так как вследствие подвозбуждени умножител частоты с высокой кратностью , используемого в составе таких стандартов, спектр его выходного сигнала может измен тьс в широких пределах. При этом становитс невозможной даже при фиксированном индексе модул ции оценка с приемлемой точностью Мощности спектральной составл ющей по полкой мощности сигнала известным способом,.fy The invention relates to electrical measuring technology and can be used in passive quantum frequency standards using non-multiple frequency conversion on a tunable quartz oscillator. A method is known for measuring the power of a phase-modulated signal, including amplitude detection, DC filtering, and measurement of direct current (voltage). ij "However, this method does not measure the power of the phase-modulated signal, its spectral component, since the measured PICs nny current (voltage) is proportional to the total power of the phase-modulated signal. The closest to the present invention is a method of measuring a phase-modulated signal, including the filtra- tion of a controlled spectral component (for example, with a frequency of Wo 5.J "1 converting it into direct current, filtering the direct component and measuring direct current (voltage Transformation operations of the monitored spectral component of the direct current (quadratic transformation), the filter of the constant component and the measurement of the direct voltage can be replaced by a single known operation by measuring In this method, of the phase-modulated signal defined by the expression and ti) UmCtntWottmuinSlMtl-UmpoWcOiH 4j ((cx) (+ + 3 ((m) co iWo iSwH CM (W o-aSlw) t + .. where U ( is the amplitude of the modulated signal, which often has TyWcsl 51 and the frequency of the modulating signal; m is the index of phase modulation j 3 (w), 1, (t), 3l (t) —Bessel functions of the first row of the zero, first and second order respectively , the measured spectral component is filtered,, (m) cos (for example, a narrow-band filter with a resonance frequency Shr equal to (I-D) and a transmission bandwidth of less than 51,. Then the primary voltage (current) is converted into a constant and current (voltage) proportional to the power of the measured spectral component is measured. The disadvantage of this method is the low measurement accuracy of the phase-modulated signal during the time conditions (for example, ambient temperature) and when the carrier frequency of the phase-modulated signal changes. , For a phase-modulated signal with a carrier lying in the microwave range and a phase modulation frequency of the order of a few MHz and less, the Q of the narrow-band filter should be large, of the order of several tens and hundreds of hours. Change in external conditions, first of all, the ambient temperature , leads to a change in the resonant frequency of this filter, and consequently, to a change in the coefficient of its transmission. A change in the carrier frequency of the phase-modulated signal U leads to a change in the frequency (ijJo) of the monitored spectral component. At a fixed resonant frequency (l) p of the narrowband filter, the monitored current value (voltage) depends on the frequencies L3 and Lp, namely, it is determined by the amplitude-frequency characteristic of the narrowband filter. The purpose of the invention is to improve the measurement accuracy. The goal is achieved by the method of measuring the power of a phase-modulated signal with frequency uJs 51 including filtering the signal and measuring the alternating voltage (current), additionally performing amplitude quadratic detection before filtering, and filtering the signal at the frequency where Wsj is the frequency of the discharge, vt. is the frequency of the modulating signal. Fig. 1 shows the dependence of the amplitude of the second harmonic B (t) of the modulating signal at the output of the quadratic amplitude detector and the dependence of the Bessel function 3 (t) on the phase modulation index; in fig. 2 is a block diagram of an implementation example. According to the proposed method, the input phase-modulated signal (1) is detected in amplitude (quadratically), as a result of which the spectrum is transformed and transferred to the low frequency range. After amplitude detection, it forms a signal described by the expression (omitting the constant component and spectral components with frequencies (A) LM): (m) cm1ft t C (... where k is the constant conversion ratio of the amplitude detector of the mountain;. , (m) (m)); CM) The expressions for B (m) and C (m) are given for small phase modulation indices t, i.e. when taking into account in the monitored signal, only the carrier with the frequency HO and the side frequencies with frequencies a) (AND, NO 12JAH In the resulting transported spectrum there are only even harmonics of the modulating signal, i.e. harmonics with frequencies, where,. 4, 6, .. ., and there are no odd harmonics with frequencies l5, where, 3, 5 ... Moreover, the amplitude of the monitored signal has the second amplitude for small indices of phase modulation (before overmodulation) of the monitored signal, described by the expression A (m). cos 22 „t (4) The amplitude of this signal for individual areas The change in the phase modulation index m is proportional to the square of the amplitude of the monitored spectral component, defined by expression (2), i.e., the power of the monitored spectral component up to a constant. So, for the phase modulation index, 4 (and for x m close to this value) The Bessel zero-order function in the discharge for B (t) is zero 3 (5 (, 4) 0 and the amplitude of the second harmonic of the modulating signal A is directly proportional to the power of the monitored spectral component. With small phase modulation indices (t from 0 to 0.6), the dependences B (t) and l (in) are approximated by linear dependencies, respectively, equal to ioc-t (Fig. 1). In this case, the amplitude of the second harmonic of the modulating signal A is directly proportional to the power of the monitored spectral component. In the general case, for (, i.e., from zero to t, at which B (ha) 0 (Fig. 1) the amplitude of the second harmonic of the modulating signal A is proportional to the power of the monitored spectral component of the phase-modulated signal. The absolute value of the power of the monitored spectral component obtained by multiplying (amplifying) the amplitude of the second harmonic A by l (m) / B (m) times. After amplitude detection, the second harmonic of the modulating signal is filtered, that is, the second harmonic of the modulating signal is filtered (the signal describing Then, the measurement of alternating current (voltage) is performed when the detector (rectifier) is operated in a linear mode. A device for implementing the proposed method comprises a series-connected quadratic amplitude detector 1, a second harmonic filter 2 of the modulating signal and a meter 3 alternating voltage (current), made in the form of series-connected detector 4, low-pass filter 5 and dc indicator 6 (voltage). In this device, the input phase-modulated signal, described by expression (1), is detected in amplitude by an amplitude (quadratic) detector 1. As a result, the spectrum of the input signal is transformed and transferred to the low frequencies. The spectrum of the output signal of the amplitude detector does not contain odd harmonics, are multiples of the frequency of the modulating signal, but even harmonics are present and are multiples of the frequency of the modulating signal. The highest amplitude with small indices of phase modulation m (before re-modulation) of the monitored signal has the second harmonic of the modulating signal, described by the expression (4). In FIG. 1 shows the dependence of the amplitude B (w) of the second harmonic of the modes | signal for the output of a square-law amplitude detector 1 from the phase modulation index r. The value B for small phase modulation indices (t from 0 to 2, i.e. to the base of function B (t) at) characterizes the power of the first side spectral component phase modulated signal. Since the first lateral spectral component of the phase modulated signal being proportional is proportional to the Bessel function of the first kind of zero order / (t) (for comparison, it is shown in Fig. 1), the amplitude of the second harmonic defined by expression (4), l. ( m) / B (m) times (for amplified in a) is equal to the absolute value of the power of the first side spectral component of the monitored phase-modified signal. The second harmonic of the modulating signal at the output of the amplitude detector 1 is filtered by a band-pass filter 2 of the second harmonic of the modulating signal. An alternating voltage (current) meter 3 detects the amplitude of the second harmonic of the modulating signal at the output of the band-pass filter 2. Moreover, the detector 4 operates in a linear mode of operation. In the proposed method of measuring the power of the spectral component of a phase-modulated signal, at a given frequency of the modulating signal Jt, a change in the external conditions leads to a significantly smaller change in the measured alternating current (eg, marriage), i.e. power of the controlled spectral component. in comparison with the known method, approximately oJo / i times, since for filtering the second harmonic, the bandpass filter with a quality factor is several orders of magnitude smaller than for the known method, and, consequently, a change in its resonant frequency will be as many times as good. In addition, in the proposed method of measuring the power of the spectral component of a phase-modulated signal, the change in the frequency of the Wo carrier does not affect the accuracy of monitoring at all, which is a significant advantage of the method compared to the known one, since for a quadratic amplitude detection of the phase-modulated signal, the input spectrum is transported signal to the low frequencies. The application of the proposed method and device is particularly relevant in passive quantum frequency standards, since due to the excitation of a frequency multiplier with a high frequency ratio used in such standards, the spectrum of its output signal can vary within wide limits. In this case, even with a fixed modulation index, the estimate with acceptable accuracy of the Power of the spectral component by the signal power shelf in a known manner becomes impossible.