Изобретение относитс к технике радиосв зи и может быть использовано в радиотехнических системах, где необходима синхронизаци псевдослучайных сигналов. Известно устройство дл синхронизации псевдослучайных последовательностей (ПСП) импульсов, содержащее временной дискриминатор, в цепь обратной св зи которого включены последовательно соединенные фильтр нижних частот, управл емый генера тор, блок исключени тактовых импульсов и генератор опорной ПСП, а также формирователь сигнала поиска и последовательно соединенные пороговый блок, ди(})ференцирующа цепь и триггер, выход которого подключен к управл ющему входу блока исключени тактовых импульсов, а к второму входу триггера подключен вы ход управл емого генератора, к дополнительному входу которого через формирователь сигнала поиска подклю чен выход порогового блока, к входу которого подключен выход фильтра нижних частот СОДанное устройство обладает низкой точностью синхронизации. Наиболее близким к предлагаемому вл етс цифроаналоговоё устройство слежени за задержкой псевдослучайной последовательности импульсов, содержащее объединенные по первому входу первый и второй перемножитепи а также фильтр, фазовый детектор и последовательно соединенные управл е мый тактовый генератор и генератор псе дослучайной последовательности (ПСП) выход которого через третий перемножитель и непосредственно подключен соответственно к вторым входам первого и второго перемножителей, выхо которых через соответствующие после довательно соединенные интеграторы и стробируемые усилители подключены к первому и второму входам фазового детектора, выход которого Через фильтр нижних частот подключен к входу управл емого тактового генера тора, выход которого подключенк второму входу третьего перемножител и через последовательно соединенные делитель частоты и формирователь уп равл ющих сигналов к управл ющим вх дам интеграторов и стробируемых уси лителей, при зтом выходы разр дов генератора ПСП через дешифратор под ключены к второму входу формировател управл ющих сигналов . Известное устройство обладает низкой точностью синхронизации. Цель изобретени - повышение точности синхронизации. Дл достижени поставленной цели в цифроаналоговоё устройства слежени за задержкой псевдослучайной последовательности импульсов, содержащее объединенные по первому входу первый и второй перемножители, а также фильтр, фазовый детектор и последовательно соединенные управл емый тактовый генератор и генератор псевдослучайной последовательности {ПСП), введены два элемента И, элемент НЕ, три D -триггера, аналого-цифровой преобрэзовдтель (АЦП) и цифровой фильтр, выход которого подключен к входу управл емого тактового генератора , а выход управл емого тактового генератора подключен к С-входам первого и второго D -триггеров и входу элемента НЕ, вьЬсод которого подключен к С-входу третьего D -триггера , пр мой и инверсный выходы которого подключены к второму и третьему входам первого перемножител ,выход которого через фильтр подключен к первому входу фазового детектора, к второму входу которого подключен выход второго перемножител , а выход фазового детектора через АЦП подключен к входу цифрового фильтра, при этом выход генератора ПСП подключен к D -входу первого D -триггера, пр мой выход которого подключен к D -входу третьего D -триггера, входу первого элемента И и J) -входу второго D -триггера, инверсный выход которого подключен к второму входу первого элемента И, а пр мой выход второго и -триггера и инверсный выход первого D -триггера подключены соответственно к первому и второму входам второго элемента И, вьрсод которого, а также выход первого элемента И подключен к второму и третьему входам второго перемножител . На фиг. 1 представлена структурна схема цифроаналогового устройства слежени за задержкой псевдослучайной последовательности импульсов; на фиг. 2 - временные диаграммы, по сн ющие его работу. Цифроаналоговоё устройство слежени за задержкой псевдослучайной последовател1 ности импульсов со .держит первый перемножитель 1, филь 2,фазовый детектор 3, аналого-цифр вой преобразователь А, цифровой , фильтр 5, управл емый тактовьй гене ратор 6, генератор 7 ПСП, второй пе ремножитель 8, первый, второй и третий D -триггеры 9-11, первый и второй элементы И 12 и 13, элементы НЕ 14. : Устройство работает следующим образом. Входной сигнал с фазой О или И В Ч колебани поступает на пе вый и второй перемножители 1 и 8. Первый перемножитель 1 перемножает входной сигнал на двузначньй опорный сигнал (), а второй перемножитель 8 - на трехзначный впорный сигнал (±1,0). Значени м (±1) опорного сигнала первого перемножител соответствуют логические 1 и О на пр мом выходе третьего D -тригге ра 1 1 и, соответственно, О и 1 на его инверсном выходе. Все J) -триггеры срабатывают от среза импульсов, поступающих на их синхронизирующие входы. В результате на опорные входы первого перемно жител 1 поступает ПСП, а на опорны входы второго перемножител 8 - импульсы с длительностью L: Q Т , симметрично расположенные относител но фронтов и срезов этой ПСП. На выходе первого перемножител 1 вьщел етс высокочастотный сигнал частота которого может мен тьс в пределах полосы пропускани фильтра 2. Полоса фильтра 2 выбираетс из услови обеспечени высокого соотношени сигнал/шум на его вь1ходе. Выходной сигнал фильтра 2 вл ет с опорным сигналом дл фазового детектора 3, на второй вход которог поступает сигнал непосредственно, с выхода второго перемножител 8. Сиг нал ошибки с выхода фазового детектора 3 поступает на аналого-цифрово преобразователь (АЦП) 4, где происх дит квантование смеси сигнала с шумом (в частном случае это может быть бинарный квантователь). С выхо да АЦП 4 сигнал в цифровом виде пос тупает на цифровой фильтр (при бинарном квантовании последний может быть вьтолнен на базе реверсивного счетчика) и далее поступает на вход управл емого тактового генератора 6 Формирование дискриминационной характеристики без дрейфа нул из-за неидентичности и нестабильности каналов схемы слежени за задержкой по сн етс зпюрами сигналов. На фиг. 2ff представлена фаза высокочастотного сигнала на входе первого и второго.перемножителей 1 и 8. Фаза высокочастотного сигнала на выходе фильтра 2 после первого перемножител 1 посто нна при сдвиге t опорной последовательности относительно входной, а амплитуда .измен етс по закону автокоррел цион ной функции псевдослучайной последовательности . Точность работы устройства слежени за задержкой характеризуетс флуктуационной ошибкйй из-за воз цействи входного шума (дисперсной ошибки слежени ), динамической ошибкой tr. из-за изменени отслеживаемого параметра .(задержки сигнала), аппаратурной ошибкой - ошибкой смещени из-за неидентичности и нестабильности коэффициента передачи и фазовых сдвигов в элементах схемы. При фиксированном пор дке астатиэма системы и линейном режиме работы флуктуационна и динамическа ошибка определ ютс эквивалентной полосой прозрачности системы л и эквивалентной флуктуационной характеристи А/ кой дискриминатора N, где N. - флуктуационна характеристика дискриминатора; К. - наклон его дискриминационной характеристики (коэффициент передачи дискриминатора ) . При этом увеличение приводит к уменьшению динамической ошибки Т , а также длительности переходных процессов в системе t,, , но к увеличению флуктуационной ошибки бх- а уменьшение - к противоположным эффектам. Поэтому /jfg выбирают исг ход из компромисса между f , t и б . В отличие от этого величину эквивалентной флуктуационной характеристики N дискриминатора в линейном режиме работы всегда целесообразно уменьшать, так как при этом можно уменьшить флуктуационную ошибку о N df без увеличени Тд И7t либо в определенной степени (путем изменени одновременно N и 4f. ) уменьшить как , так и Тд . Найдем величину N в предлагаемой схеме и сравним ее с N в известных схемах. Зходной сигнал Uax( в первом перемножителе, t перемножаетс с опорным сигналом f(t) , которьй представл ет собой задержанный с выхода генератора 7 ПСП псевдослучайный сигнал. Этот сигнал принимает значени +1 (фиг. 25). Во втором перемножителе 8 Ug(tl пере множаетс с сигналом U (i I , принимающим значени ±1, О.Этот сигнал можно представить в виде последовательности двухпол рных импульсов с единичной амплитудой, с длительностью -Гц , симметрично расположенных относительно.фронтов и срезов Uf,(t) , причем фронтам соответствуют положительные, а срезам - отрицатель ные импульсы (фиг. 2в ). После первого перемножител 1 стоит (полосово фильтр 2, который вьщел ет первую гармонику сигнала после первого (полосового ) фильтра 2UQ(i| перемножаетс с помощью фазового детектора 3 с вых дами сигналов второго перемножител . . /где К-, - коэффициент передачи фазо вого детектора. .,.. Вьрсргной сигнал фазового детектора 3U(ti фильтруетс с помощью фильтра нижних частот, вход щего в состав фазового детектора 3. Положим, что на вход,дискриминатора поступает аддитивна смесь вхо ного псевдошумового -радиосигнала с амплитудой V. и белого нормального шума с односторонней спектральной плотностью NO . Умножение входного шума HaUjji tl делает его нестационарным: при умножении на +1 шум остаетс белым со спектральной плот ностью NO , а при умножении на нуль (между импульсами) шум на выходе второго перемножител 8 отсутствует Однако из-за усредн ющего действи фильтра нижних частот с этой нестационарностью можно не считатьс и провести усреднение статических характеристик шума по времени. Усредненна спектральна плотность шу ма На вькоде второго перемножител равна Nflfo /2f . Полоса прозрачност ( полосового) фильтра 2 выбираетс такой, чтобы обеспечить на его выхо де высокое отношение сигнал/шум. Благодар зтому на выходе фазового детектора 3 можно учитывать лишь компоненты биений сигнал - сигнал 1 06 и сигнал (с выхода полосового фильтра ) - шум (с выхода второго перемножител ) . В результате перемноже| и белого шума со спектральной плотностью /2 на гармонический сигнал с амплитудой V на выходе ФД получим белый шум со спектральной плотностью N К V| /4Г Коэффициент передачи фильтра нижних частот на нулевой частоте будем полагать единичным. Тогда найденна величина Мд будет флукту ционной характеристикой дискриминатора. Найдем его дискриминационную характеристику . Счита коэффициент передачи (полосового ) фильтра 2 на частоте заполнени входного псевдошумового радиосигнала единичным, получим вьфажение дл амплитуды сигнала V ci .(-/-(Г/ при y v Rc jпри t|f,t , где R(f) - автокоррел ционна функци псевдошумового видеосигнала . Сигнал UQ(t| можно выразить следующим образом: ()С помощью этого выражени нетрудно найти зависимость первой гармоники в спектре колебани на выходе второго перемножител В от ошибки слежени Т. В результате перемножени в фазовом детекторе 3 первой гармоники сигнала Ц,,2( с гармоническим сигналом, выделенным (полосовым) фильтром 2, получим посто нное напр жение, завис щее от f , которое и определ ет дискриминационную характеристику. . Отметим, что высшие гармоники на выходе второго перемножител 8 образуют на выходе фазового детектора гармонические составл ющие, которые подавл ютс фильтром нижних частот, поэтому с ним можно не считатьс . Наклон дискриминационной характеристики при KA 0.(co5 4|/f, , где А Ч - паразитный фазовьй сдвиг между гармоническими сигналами на входах фазового детектора 3. Теперь нетрудно найти эквивалентную флуктуационную характеристику (при Т 0) и дисперсию ошибку слежени N 2Pc( (со34) Анализ полученных выражений пока . зьшает, что паразитный фазовый сдвиг приводит к незначительному () ухудшению помехоустойчивости, однако этот сдвиг не приводит к смещению дискриминационной характеристики, т.е. к аппаратурной ошибке. Изменение коэффициентов усилени элементов , устройства слежени за задержкой приводит к изменению а{| , но не к ошибке смещени . . Таким образом, предлагаемое,цифроаналоговое устройство слежени за ----. .. J fif и. А . -jq задержкой псевдослучайной последовательности импульсов обеспечивает пов шение точности синхронизации.The invention relates to radio technology and can be used in radio systems where pseudo-random signals need to be synchronized. A device for synchronizing pseudo-random sequences (SRP) of pulses is known, which contains a time discriminator, the feedback circuit of which includes series-connected low-pass filter, a controlled generator, a clock elimination unit, and a generator of a reference bandwidth, as well as a search signal generator and series-connected the threshold block, the di (}) differential circuit and the trigger, the output of which is connected to the control input of the clock elimination block, and the second input of the trigger trigger The output of the controlled generator, the auxiliary input of which through the shaper of the search signal is connected to the output of the threshold unit, is connected to the input of which is connected to the output of the low-pass filter. The device has a low synchronization accuracy. The closest to the proposed is a digital-analog pseudo-random pulse sequence delay tracking device, containing the first and second multipliers combined as the first input, as well as the filter, the phase detector and the sequentially connected control clock generator and the PSE generator of the random pattern (PSP) output through the third multiplier and directly connected respectively to the second inputs of the first and second multipliers, the output of which through the corresponding after connected integrators and gated amplifiers are connected to the first and second inputs of the phase detector, the output of which is connected via a low-pass filter to the input of a controlled clock generator, the output of which is connected to the second input of the third multiplier and through serially connected frequency divider and shaper of control signals to control inputs of integrators and gated amplifiers, while the outputs of the bits of the SRP generator are connected via a decoder to the second input of the control driver signals. The known device has low synchronization accuracy. The purpose of the invention is to improve the synchronization accuracy. To achieve this goal, a pseudo-random pulse train delay tracking device containing a first and second multipliers combined on the first input, as well as a filter, a phase detector and a serially connected controlled clock generator and a pseudo-random sequence generator {SRP), are introduced in order to achieve the goal. the element is NOT, three D-triggers, an analog-to-digital converter (ADC) and a digital filter, the output of which is connected to the input of the controlled clock generator, and the output the controlled clock generator is connected to the C inputs of the first and second D-triggers and the input of the element NOT, whose bridging is connected to the C input of the third D trigger, the direct and inverse outputs of which are connected to the second and third inputs of the first multiplier, whose output through the filter is connected to the first input of the phase detector, to the second input of which the output of the second multiplier is connected, and the output of the phase detector through the ADC is connected to the input of the digital filter, while the output of the PSP generator is connected to the D input of the first D trigger a, the direct output of which is connected to the D input of the third D-trigger, the input of the first element I and J) the input of the second D-trigger, the inverse output of which is connected to the second input of the first element I, and the direct output of the second and-trigger and the inverse output of the first D-trigger is connected respectively to the first and second inputs of the second element AND, whose voltage, as well as the output of the first element AND is connected to the second and third inputs of the second multiplier. FIG. 1 is a block diagram of a digital-analog device for tracking a pseudo-random pulse sequence delay; in fig. 2 - time diagrams that show his work. Digital-analogue device for monitoring the delay of a pseudo-random pulse sequence contains the first multiplier 1, filter 2, phase detector 3, analog-to-digital converter A, digital, filter 5, controlled clock generator 6, generator 7 PSP, second multiplier 8 , the first, second and third D triggers 9-11, the first and second elements are And 12 and 13, the elements are NOT 14.: The device works as follows. The input signal with the O or I B phase oscillations is fed to the first and second multipliers 1 and 8. The first multiplier 1 multiplies the input signal by a two-digit reference signal (), and the second multiplier 8 by a three-digit inverse signal (± 1.0). The values (± 1) of the reference signal of the first multiplier correspond to logical 1 and O at the direct output of the third D-trigger 1 1 and, respectively, O and 1 at its inverse output. All J) triggers are triggered by the cutoff of pulses arriving at their sync inputs. As a result, the reference inputs of the first multiplier 1 receive the bandwidth, and the reference inputs of the second multiplier 8 are pulses with a duration L: Q T, symmetrically located relative to the fronts and cuts of this bandwidth. At the output of the first multiplier 1, a high-frequency signal is selected whose frequency can vary within the passband of the filter 2. The band of the filter 2 is selected based on the condition of providing a high signal-to-noise ratio at its output. The output signal of filter 2 is with a reference signal for phase detector 3, the second input of which receives a signal directly from the output of the second multiplier 8. The error signal from the output of phase detector 3 is fed to an analog-to-digital converter (ADC) 4, where quantization of a signal mixture with noise (in the particular case it can be a binary quantizer). From the output and the A / D converter 4, the digital signal arrives at the digital filter (with binary quantization, the latter can be executed on the basis of a reversible counter) and then goes to the input of a controlled clock generator 6 Forming a discriminatory characteristic without drift zero due to nonidentity and instability of the channels The delay tracking circuitry is indicated by signal bugs. FIG. 2ff represents the phase of the high-frequency signal at the input of the first and second multipliers 1 and 8. The phase of the high-frequency signal at the output of the filter 2 after the first multiplier 1 is constant when the reference sequence is shifted t relative to the input sequence, and the amplitude is changed according to the autocorrelation function of the pseudo-random sequence . The accuracy of the delay tracking device is characterized by fluctuation error due to the influence of input noise (dispersion tracking error), dynamic error tr. due to a change in the monitored parameter. (signal delay), instrumental error — offset error due to the non-identity and instability of the transmission coefficient and phase shifts in the circuit elements. With a fixed order of the austema of the system and a linear mode of operation, the fluctuation and dynamic error is determined by the equivalent transparency band of the system and the equivalent fluctuation characteristic of the discriminator N, where N. is the discriminator characteristic of fluctuation; K. is the slope of its discriminatory characteristic (discriminator transmission coefficient). In this case, an increase leads to a decrease in the dynamic error T, as well as the duration of the transient processes in the system t ,, but to an increase in the fluctuation error bx, and a decrease to opposite effects. Therefore / jfg choose an argument from a compromise between f, t and b. In contrast, the value of the equivalent fluctuation characteristic N of the discriminator in a linear mode of operation is always advisable to reduce, since it can reduce the fluctuation error of N df without increasing Td I7t or to a certain extent (by changing N and 4f simultaneously) to reduce both etc . Find the value of N in the proposed scheme and compare it with N in the well-known schemes. The input signal Uax (in the first multiplier, t is multiplied with the reference signal f (t), which is the pseudo-random signal delayed from the output of the generator 7 of the PRS. This signal takes the values +1 (Fig. 25). In the second multiplier, 8 Ug (tl is multiplied with the signal U (i I, taking values ± 1, O. This signal can be represented as a sequence of two-pole pulses with a unit amplitude, with a -H duration, symmetrically positioned relative to the fronts and slices Uf, (t), and the fronts correspond to positive, and cuts - negative pulses (Fig. 2c). After the first multiplier 1 stands (band-pass filter 2, which picks up the first harmonic of the signal after the first (band-pass) 2UQ filter (i | is multiplied by means of phase detector 3 with the outputs of the second multiplier signal. / where K-, is the transmission coefficient of the phase detector... .. The output signal of the 3U phase detector (ti is filtered using a low-pass filter included in the phase detector 3. Assume that the input of the discriminator is an additive mixture of secondary pseudo-noise radio signal with amplitude V. and white normal noise with unilateral spectral density NO. Multiplying the input noise HaUjji tl makes it non-stationary: when multiplied by +1, the noise remains white with a spectral density of NO, and when multiplied by zero (between pulses) the noise at the output of the second multiplier 8 is absent. However, due to the averaging low-pass filter this nonstationarity can not be considered and averaging the static characteristics of noise over time. The averaged spectral density of noise On the code of the second multiplier is Nflfo / 2f. The bandwidth of the transparency (bandpass) filter 2 is chosen such as to ensure a high signal-to-noise ratio at its output. Due to the output of the phase detector 3, only the components of the beating signal — the signal 1 06 and the signal (from the output of the band-pass filter) — noise (from the output of the second multiplier) can be taken into account. As a result, peremnozh | and white noise with a spectral density of / 2 per harmonic signal with amplitude V at the output of the PD, we obtain white noise with spectral density N K V | / 4G The transmission coefficient of the lowpass filter at zero frequency will be assumed to be unity. Then the value of MD found will be the fluctuation characteristic of the discriminator. We find its discriminatory characteristic. Considering the transmission coefficient of the (bandpass) filter 2 at the frequency of the input pseudo-noise radio signal to a single signal, we obtain an amplification for the amplitude of the signal V ci. (- / - (G / for yv Rc j for t | f, t, where R (f) is the autocorrelation function pseudo-noise video signal. The signal UQ (t | can be expressed as follows: () Using this expression, it is easy to find the dependence of the first harmonic in the oscillation spectrum at the output of the second multiplier B on the tracking error T. As a result of multiplying in the phase detector 3 the first harmonic of the signal C ,, 2 (with harmonic By the signal selected by the (bandpass) filter 2, we obtain a constant voltage depending on f, which determines the discriminatory characteristic. Note that the higher harmonics at the output of the second multiplier 8 form harmonic components at the output of the phase detector, which are suppressed a low-pass filter, so it can be disregarded. The slope of the discriminating characteristic at KA 0. (co5 4 | / f, where A h is the parasitic phase shift between the harmonic signals at the inputs of the phase detector 3. Now it is easy to find the equivalent ntnuyu fluctuation characteristic (at T 0) and the variance of the tracking error N 2Pc ((со34) Analysis of the expressions obtained so far. It is worth noting that the parasitic phase shift leads to a slight () deterioration in noise immunity, however, this shift does not lead to a shift in the discriminatory characteristic, i.e. to hardware error. A change in the gains of the elements, a device for tracking the delay, leads to a change in a {| but not to offset error. . Thus, the proposed digital-analogue device for tracking ----. .. J fif and. BUT . The -jq delayed pseudo-random sequence of pulses increases the accuracy of synchronization.