SE527687C2 - Device and method for controlling a voltage-rigid inverter - Google Patents
Device and method for controlling a voltage-rigid inverterInfo
- Publication number
- SE527687C2 SE527687C2 SE0402106A SE0402106A SE527687C2 SE 527687 C2 SE527687 C2 SE 527687C2 SE 0402106 A SE0402106 A SE 0402106A SE 0402106 A SE0402106 A SE 0402106A SE 527687 C2 SE527687 C2 SE 527687C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- switching
- pulse
- time
- voltage
- order
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 39
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 claims abstract description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 28
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 10
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 10
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 10
- 230000035484 reaction time Effects 0.000 claims description 8
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 8
- 238000004590 computer program Methods 0.000 claims description 6
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 6
- 230000009471 action Effects 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 6
- 230000006399 behavior Effects 0.000 description 5
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000006870 function Effects 0.000 description 5
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 3
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000012886 linear function Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000007175 bidirectional communication Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000012790 confirmation Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
25 .30_ 35 527 6-87 strömriktare innefattar sålunda en brygga med sex ventiler där varje ventil innefattar åtminstone en switch. En switch innefattar en släckanordning och en därmed antiparallell- kopplad diod. Genom detta arrangemang stoppas strömmen på 'ett kontrollerbart sätt i ena riktningen men passerar fritt i motsatt riktning. För högspänningstillämpningar innefattar varje ventil ett flertal seriekopplade switchar med sådana släckanordningar och antiparallella dioder. Thus, the converter comprises a bridge with six valves, each valve comprising at least one switch. A switch comprises an extinguishing device and an diode-connected diode connected thereto. By this arrangement the current is stopped in a controllable manner in one direction but passes freely in the opposite direction. For high voltage applications, each valve includes a plurality of series switches with such extinguishers and antiparallel diodes.
Eftersom belastningen är av induktiv typ är det nödvändigt att en diod som betecknas som en ”frihju1sdiod" placeras parallellt med switchen för att tillåta att belastnings- strömmen flyter när motsvarande switch är öppen. En vidare utveckling av tvånivåströmriktaren är trenivåströmriktaren som kräver sex extra dioder. Denna strömriktare är även känd som en nollpunktsspänd (neutral point clamped, NPC) ström- riktarbrygga.Since the load is of the inductive type, it is necessary for a diode referred to as a "freewheel diode" to be placed parallel to the switch to allow the load current to flow when the corresponding switch is open. This converter is also known as a neutral point clamped (NPC) converter bridge.
Genom att som ett exempel använda en brygga hos en tvånivå- strömriktare styrs växelströmsutspänningen hos en strömrik- tare, amplituden, fasvinkeln och frekvensen hos grundtons- frekvensen såväl som den harmoniska distorsionen genom att alternativt koppla till och från de två ventilerna på bryggan som är kopplade till samma fas. Därmed styrs växel- strömmen på önskat sätt. Pulssignalerna för styrning av switcharna genereras enligt en vald metod för pulsbredds- modulering (PWM).By using as an example a bridge of a two-level inverter, the AC output voltage of a converter is controlled, the amplitude, the phase angle and the frequency of the fundamental frequency as well as the harmonic distortion by alternatively switching on and off the two valves on the bridge which are connected to the same phase. This controls the alternating current in the desired way. The pulse signals for controlling the switches are generated according to a selected method for pulse width modulation (PWM).
Det finns en stor mängd PWM-metoder. De oftast använda meto- derna_ärlbärarbaserad PWM. såsom sinusformad pulsbredds- modulering, SPWM, och bärarlös PWM, såsom optimal puls- breddsmodulering, OPWM. Moduleringsteknikerna enligt tek- nikens ståndpunkt bygger på antagandet att kopplingselemen- ten hos strömriktaren fungerar på ett idealt sätt, dvs de kopplas in och ur exakt vid de tidpunkter som styrningen dikterar. Dessa räknas som ideala kopplingsögonblick i det följande. I verkligheten avviker dock strömriktarens ut- spänningsvågform från vad som ursprungligen dikterades av styrningen. l0 l5 "20 25 30” 35 527 687 En första orsak är att kopplingsanordningarna inte är ideala. En kopplingsanordning har en fördröjd reaktion på sin styrsignal vid tändning respektive släckning. Den för- dröjda reaktionen beror på typen av halvledare, på dess märkström och märkspänning, på de styrande vågformerna vid gate-elektroden, på anordningens temperatur och i synnerhet på den aktuella ström som skall kopplas. eller ”dödtiden”, som maste införas mellan en öppningsorder (släckorder) hos En andra orsak är den s k blankingtiden, en första ventil och en stängningsorder (tändorder) hos en andra ventil på samma brygga. Närvaron av en blankingtid gör så att de två ventilerna hos en strömriktarbrygga aldrig stängs vid samma tid för att förhindra en kortslutning.There are a large number of PWM methods. The most commonly used methods_carrier-based PWM. such as sinusoidal pulse width modulation, SPWM, and carrierless PWM, such as optimal pulse width modulation, OPWM. The modulation techniques according to the state of the art are based on the assumption that the coupling elements of the converter function in an ideal way, ie they are switched on and off exactly at the times dictated by the control. These are counted as ideal switching moments in the following. In reality, however, the converter's output voltage waveform differs from what was originally dictated by the control. l0 l5 "20 25 30" 35 527 687 A first reason is that the switching devices are not ideal. A switching device has a delayed reaction to its control signal when switching on and off. The delayed reaction depends on the type of semiconductor, on its rated current and rated voltage , on the controlling waveforms at the gate electrode, on the temperature of the device and in particular on the current to be connected, or the "dead time", which must be entered between an opening order (extinguishing order) of A second reason is the so-called blanking time, a first valve and a closing order (ignition order) of a second valve on the same bridge The presence of a blanking time means that the two valves of a converter bridge are never closed at the same time to prevent a short circuit.
En tredje orsak som bidrar till deformationen av utspänning- en är skillnaden i stig- och fallhastigheten, dv/dt, hos spänningen över kopplingsanordningen under släckning och tändning. Detta kan bero på närvaron av en snubberkrets eller parasitisk kapacitans i dioderna. Deformationen är märkbar i synnerhet när kopplingsströmmen är låg.A third reason which contributes to the deformation of the output voltage is the difference in the rise and fall speed, dv / dt, of the voltage across the switching device during extinguishing and ignition. This may be due to the presence of a snub circuit or parasitic capacitance in the diodes. The deformation is noticeable especially when the coupling current is low.
Enligt de nämnda orsakerna blir det en fördröjning mellan kopplingsordern och den verkliga kopplingshändelsen. För att åstadkomma en verklig kopplingshändelse som motsvarar det ideala kopplingsögonblicket måste kopplingsordern sändas i förväg. Således maste man för varje omkoppling ta hänsyn till en verkningstid hos ventilen. Verkningstiden hos en ventil definieras i det följande som tidsskillnaden mellan den~verkliga>kopplingsordern och det verkliga kopplings- händelsen. Verkningstiden innefattar således den fördröjda reaktionen hos kopplingsanordningen, blankingtiden och den variation som orsakas av den låga stig- och fallhastigheten hos spänningen (dv/dt). Konsekvensen av variationen hos dess parametrar ger upphov till ett icke~linjärt fel mellan den beordrade spänningen och den verkliga strömriktarutspänning- en. Detta resulterar inte bara i ytterligare övertoner med låga ordningstal, t ex 5:e och 7:e övertonerna, utan ibland också i instabilitetsproblem hos styrsystemet. Det har där- 10 15 20 25 _ 35 527 687 för gjorts många försök att korrigera eller kompensera för dessa fel.According to the reasons mentioned, there will be a delay between the switching order and the actual switching event. In order to achieve a real switching event that corresponds to the ideal switching moment, the switching order must be sent in advance. Thus, for each switching, an operating time of the valve must be taken into account. The operating time of a valve is defined in the following as the time difference between the ~ actual> switching order and the actual switching event. The operating time thus includes the delayed reaction of the switching device, the blanking time and the variation caused by the low rise and fall speed of the voltage (dv / dt). The consequence of the variation of its parameters gives rise to a non-linear error between the ordered voltage and the actual converter output voltage. This results not only in additional harmonics with low order numbers, such as the 5th and 7th harmonics, but sometimes also in instability problems of the control system. Therefore, many attempts have been made to correct or compensate for these errors.
Genom US 5 991 176 är tidigare känd en metod för behandling av PWM-vågor och en anordning därför. Ändamålet med metoden är att minska eller undanröja effekten av blankingtiden (betecknad som dödtid) vid en växelriktare eller en styrd likriktare. Den kända växelriktaren styrs av en modulator och en diskriminator. Modulatorns roll är att skapa en in- ställd våg, medan diskriminatorn gör det möjligt att uppdela denna våg i ett flertal vågor som är avsedda för individuell styrning av de olika switcharna. Syftet med diskriminatorn är att införa en fördröjning i slutningen av motsvarande switchar, så att det alltid är säkert att - när komandot att sluta en switch ges - motstående switch redan är öppen.U.S. Pat. No. 5,991,176 discloses a method for treating PWM waves and a device therefor. The purpose of the method is to reduce or eliminate the effect of the blanking time (referred to as dead time) at an inverter or a controlled rectifier. The known inverter is controlled by a modulator and a discriminator. The role of the modulator is to create a set wave, while the discriminator makes it possible to divide this wave into a number of waves that are intended for individual control of the various switches. The purpose of the discriminator is to introduce a delay at the end of the corresponding switches, so that it is always safe that - when the command to stop a switch is given - the opposite switch is already open.
Den kända metoden föreslår användning av två korrigerade styrinställningssignaler, en för det fall då strömmen är en utström och en för det fall då strömmen är en inström. Det är riktningen hos strömmen i belastningen som bestämer om det är den ena eller den andra av de två korrigerade in- ställda signalerna som skall användas. Kopplingsordern kom- penseras sålunda för blankingtiden.The known method proposes the use of two corrected control setting signals, one for the case where the current is an output current and one for the case where the current is an input current. It is the direction of the current in the load that determines whether it is one or the other of the two corrected set signals to be used. The switching order is thus compensated for the blanking time.
Genom US 6 535 402 är tidigare känd en metod för adaptiv kompensation av dödtiden för en växelriktare och en ström- riktare. Ändamålet med metoden är att kompensera för effek- ten av dödtiden för att undvika strömdistorsion och moment- rippel vid motorer som drivs av en sådan växelriktare. >Skriften~inser svårigheten med att mäta nollgenomgången hos strömmen och föreslår sålunda en förspänningsström som pä- Sedan fastställs när strömmen går genom strömmens förspänningsnivå. En andra dödtidskom- pensation härleds från strömgenomgången hos den förspända nivån och läggs till den första dödtidskompensationen hos en läggs den förvrängda strömmen.U.S. Pat. No. 6,535,402 previously discloses a method for adaptive compensation of the dead time of an inverter and a converter. The purpose of the method is to compensate for the effect of the dead time in order to avoid current distortion and torque ripple in motors driven by such an inverter. > The script ~ recognizes the difficulty of measuring the zero crossing of the current and thus proposes a bias current which is then determined when the current passes through the current bias level. A second dead-time compensation is derived from the current passage of the biased level and is added to the first dead-time compensation of an added distorted current.
WM-signal.WM signal.
De kända metoderna för korrigering av fel mellan den be- ordrade spänningen och den verkliga utspänningen enligt tek- 10 15 20 25 _30H- 35 527 587 nikens ståndpunkt bygger på strömmätningar. De kända meto- derna är sålunda baserade på mätning av strömkoppling. En kompensation av frammatningstyp åstadkoms, vilken enbart korrigerar det genomsnittliga spänningsfelet orsakat av blankingtiden eller lågt dv/dt. Felet som beror på reak- tionstiden hos kopplingsanordningarna tas inte i beaktande.The known methods for correcting errors between the ordered voltage and the actual output voltage according to the state of the art are based on current measurements. The known methods are thus based on measurement of current connection. A feed-type type compensation is provided, which only corrects the average voltage error caused by the blanking time or low dv / dt. The error due to the reaction time of the coupling devices is not taken into account.
Det finns ingen återkopplingskontroll eller bekräftelse som talar om huruvida tändningen eller släckningen av kopplings- anordningarna inträffar vid exakt det ögonblick som styr- ningen dikterar. Dessutom kräver den i US 6 535 402 beskriv- na metoden ytterligare hårdvarukomponenter, vilket kan vara mycket kostsamt vid högeffekttillämpningar.There is no feedback check or confirmation that indicates whether the switching devices are switched on or off at the exact moment that the control dictates. In addition, the method described in US 6,535,402 requires additional hardware components, which can be very costly in high power applications.
De metoder som är kända genom teknikens ståndpunkt kan fun- gera tillräckligt väl under vissa förhållanden. Under andra förhållanden kan det hända att de inte fungerar på rätt sätt. Ett sådant fall är när omkopplingsfrekvensen är låg och induktansen också är låg, vilket kan leda till ett mycket högt strömrippel. I typfallet vid högeffekttillämp- ningar vid STATCOM och HVDC är strömriktarna direktkopplade till elnätet. I sådana situationer kommer de att ha högt kopplingsströmrippel. Det är uppenbart i ett sådant fall att strömriktningen skiljer sig från ett kopplingsögonblick till nästa kopplingsögonblick.The methods known from the state of the art can work well enough under certain conditions. Under other conditions, they may not work properly. Such a case is when the switching frequency is low and the inductance is also low, which can lead to a very high current ripple. Typically in high-power applications at STATCOM and HVDC, the converters are directly connected to the mains. In such situations, they will have a high switching current ripple. It is obvious in such a case that the current direction differs from one switching moment to the next switching moment.
Det kan vara möjligt att använda en predikterad ström vid nästa kopplingsögonblick för att uppskatta verkningstiden för nästa koppling i förväg. Det är dock mycket svårt att garantera riktigheten i den predikterade strömmen, då rik- tigheten av'den predikterade strömen inte bara beror på strömriktarens referensspänning, på noggrannheten i den uppmätta strömmen och den uppmätta spänningen, utan också på beräkningshastigheten i styrprocessen.It may be possible to use a predicted current at the next switching moment to estimate the effective time of the next switching in advance. However, it is very difficult to guarantee the accuracy of the predicted current, as the accuracy of the predicted current depends not only on the reference voltage of the converter, on the accuracy of the measured current and the measured voltage, but also on the calculation speed in the control process.
Vid högeffekttillämpningar, såsom vid HVDC och STATCOM, leder övertonerna med låga ordningstal till mycket höga kostnader för filtreringsapparater. Det finns sålunda ett behov av en ny styrmetod som kan förverkliga koppling med hög precision, och sålunda undanröjer effekten av ovannämnda 10 15 20 25 _i30M 35 527 687 fel, för spänningsstyva strömriktare vid högeffekttillämp- ningar. ' RsDoGöRELsE FÖR UPPFINNINGEN Ett primärt ändamål med föreliggande uppfinning är att åstadkomma en metod och en apparat för styrning av en spänningsstyv strömriktare genom vilken precisionen i om- kopplingsstyrningen höjs och påverkan från de ovan diskute- rade felen minimeras. Ett andra ändamål med uppfinningen är att åstadkomma en metod och en apparat som eliminerar över- tonerna med låga ordningstal, t ex 5:e och 7:e övertonerna, samt instabilitetsproblemen i systemstyrningen. Ett ytterli- gare ändamål år att bestämma verkningstiden för en ventil med hög precision. Ännu ett ändamål är att åstadkomma en metod som är lämplig för strömriktare med högt strömrippel, såsom i högeffekttillämpning i ett kraftsystem, såväl som för strömriktare med lågt strömrippel, såsom i drivsystem och andra tillämpningar. Ett vidare ändamål är att åstad- komma en metod som inte kräver någon ytterligare hårdvara och som är oberoende av huruvida information från strömmat- ning eller spänningsmätning används.In high-power applications, such as HVDC and STATCOM, the harmonics with low order numbers lead to very high costs for filtering devices. Thus, there is a need for a new control method which can realize high precision coupling, and thus eliminates the effect of the above-mentioned 10 15 20 25 _i30M 35 527 687 faults, for voltage rigid converters in high power applications. PRESENTATION OF THE INVENTION A primary object of the present invention is to provide a method and apparatus for controlling a voltage rigid converter by which the precision of the switching control is increased and the influence of the errors discussed above is minimized. A second object of the invention is to provide a method and an apparatus which eliminates the harmonics with low order numbers, for example the 5th and 7th harmonics, as well as the instability problems in the system control. A further purpose is to determine the operating time of a valve with high precision. Yet another object is to provide a method suitable for high current ripple converters, such as in high power application in a power system, as well as for low current ripple converters, such as in drive systems and other applications. A further object is to provide a method which does not require any additional hardware and which is independent of whether information from current supply or voltage measurement is used.
Dessa ändamål uppnås genom en apparat kännetecknad av sär- dragen i det oberoende patentkravet 1, genom en metod känne- tecknad av stegen i det oberoende patentkravet 7, eller genom ett datorprogram kännetecknat av särdragen i det obe- roende patentkravet 10. Föredragna utföringsformer beskrivs i de beroende patentkraven.These objects are achieved by an apparatus characterized by the features of the independent claim 1, by a method characterized by the steps in the independent claim 7, or by a computer program characterized by the features of the independent claim 10. Preferred embodiments are described in the dependent claims.
Enligt uppfinningen detekteras den verkliga kopplingshändel- sen, och genom en jämförelse mellan det ideala kopplings- ögonblicket och den detekterade kopplingshändelsen inställs verkningstiden. Tiden för det ideala kopplingsögonblicket subtraheras från tiden för den verkliga kopplingshändelsen och adderas till den föreliggande verkningstiden för att bilda en justerad verkningstid. Om den beräknade skillnaden sålunda är positiv ökas verkningstiden, och om skillnaden är negativ minskas verkningstiden. Om det inte är någon skill- 10 15 20 25 30., 35 527 687 nad mellan det ideala kopplingsögonblicket och den verkliga kopplingshändelsen behövs ingen justering av verkningstiden.According to the invention, the actual switching event is detected, and by a comparison between the ideal switching moment and the detected switching event, the action time is set. The time of the ideal switching moment is subtracted from the time of the actual switching event and added to the present operating time to form an adjusted operating time. Thus, if the calculated difference is positive, the duration of action is increased, and if the difference is negative, the duration of action is reduced. If there is no difference between the ideal switching moment and the actual switching event, no adjustment of the effective time is required.
En tidsskillnad mellan den ideala kopplingstidpunkten och den verkliga verkliga kopplingshändelsen fràn en första puls kan användas för att korrigera verkningstiden för nästa puls. Genom att göra sa uppkommer tva betydande faktorer att ta hänsyn till. För det första är den prestanda hos härd- varan som behövs för att beräkna skillnaden och den inställ- ning som behövs mellan tvä närliggande pulser mycket stor.A time difference between the ideal switching time and the actual switching event from a first pulse can be used to correct the operating time of the next pulse. By doing so, two significant factors arise to take into account. First, the performance of the hardware required to calculate the difference and the setting required between two adjacent pulses is very large.
För det andra kanske inte kopplingsvillkoret för den första pulsen är det samma som för den andra pulsen. verkningstiden skulle sålunda kunna bli annorlunda och inställningen kan bli sämre än genom att endast beräkna ögonblicket för att sända kopplingsordern.Second, the switching condition for the first pulse may not be the same as for the second pulse. the response time could thus be different and the setting may be worse than by only calculating the moment to send the switching order.
Enligt uppfinningen används den inställda verkningstiden för en utvald puls under en första period av grundtonsfrekvensen för att korrigera den verkliga kopplingsordern för samma puls under en påföljande period av grundtonsfrekvensen. Sá- lunda används den information som utvunnits frän den första perioden till att bestämma kopplingsordern under en följande period. Genom att memorera verkningstiden för en puls under en första period av en grundtonsfrekvens blir det gott om tid att beräkna kopplingsorderjusteringen för nästa period av grundtonsfrekvensen. Sålunda minskas kravet pä härdvaru- prestandan. Genom att justera verkningstiden för samma puls under pä varandra följande perioder tar man hänsyn till den variation som är relaterad till den fördröjda reaktionen hos enlkomponentloch dess arbetsförhållanden eftersom kopplings- förhällandet skulle vara det samma för en motsvarande puls under pà varandra följande perioder av grundtonsfrekvensen.According to the invention, the set action time of a selected pulse during a first period of the fundamental frequency is used to correct the actual switching order for the same pulse during a subsequent period of the fundamental frequency. Thus, the information extracted from the first period is used to determine the switching order during a subsequent period. By memorizing the effective time of a pulse during a first period of a fundamental frequency, it becomes ample time to calculate the switching order adjustment for the next period of the fundamental frequency. This reduces the requirement for hardware performance. By adjusting the duration of action of the same pulse during successive periods, the variation related to the delayed response of one component and its operating conditions is taken into account since the switching ratio would be the same for a corresponding pulse during successive periods of fundamental tone frequency.
Enligt en första aspekt av uppfinningen uppnås ändamalen genom en metod för styrning av en VSC genom en PWM-puls- signal innefattande en ideal kopplingstidpunkt för varje kopplingspuls, varvid metoden innefattar att detektera en verklig kopplingshändelse för en utvald kopplingspuls under en första period av grundtonsfrekvensen, inställa en verk- 10 15 20 25 _3g__ 35 527 687 ningstid för den utvalda kopplingspulsen genom jämförelse mellan det ideala kopplingsögonblicket och den verkliga kopplingshändelsen, och genom den inställda verkningstiden korrigera en kopplingsorder för en motsvarande puls under en därpå följande period av grundtonsfrekvensen.According to a first aspect of the invention, the object is achieved by a method of controlling a VSC by a PWM pulse signal comprising an ideal switching time for each switching pulse, the method comprising detecting an actual switching event for a selected switching pulse during a first period of the fundamental frequency. setting an operation time for the selected switching pulse by comparing the ideal switching moment with the actual switching event, and by the set operating time correcting a switching order for a corresponding pulse for a subsequent period of the fundamental frequency.
För varje motsvarande puls under angränsande perioder av grundtonsfrekvensen är arbetsförhållandena i princip de- samma. Den aktuella belastningen är den samma och läget i perioden är det samma. Reaktionstiden för två motsvarande pulser under olika perioder skulle sålunda ocksa vara den samma. Genom denna adaptiva metod blir osäkerheterna i be- . stämingen av reaktionstiden hos halvledaren på grund av de aktuella arbetsbetingelserna självjusterande. Metoden är tillämpbar både på stationära system och också för system med variabel frekvens, speciellt när variationen är långsam.For each corresponding pulse during adjacent periods of the fundamental tone frequency, the working conditions are in principle the same. The current load is the same and the situation during the period is the same. The reaction time for two corresponding pulses during different periods would thus also be the same. Through this adaptive method, the uncertainties in be-. the tuning of the reaction time of the semiconductor due to the current working conditions self-adjusting. The method is applicable both to stationary systems and also to variable frequency systems, especially when the variation is slow.
Vid en föredragen utföringsform av uppfinningen beräknas ett medelvärde för verkningstiden för varje puls under en period ur verkningstider hos likvärdiga pulser under föregående perioder. Det memorerade värdet är sålunda ett medelvärde av det tidigare värdet och det nya värdet. Beräkningsmetoden är antingen en linjär medelvärdesmetod eller en exponentiell medelvärdesmetod.In a preferred embodiment of the invention, an average value of the action time for each pulse during a period is calculated from the action times of equivalent pulses during previous periods. The memorized value is thus an average of the previous value and the new value. The calculation method is either a linear averaging method or an exponential averaging method.
Vid en ytterligare föredragen utföringsform av uppfinningen utvärderas bestämingen av kopplingshändelsen genom spän- ningsmätning över elektroderna hos halvledarelementet.In a further preferred embodiment of the invention, the determination of the coupling event is evaluated by voltage measurement across the electrodes of the semiconductor element.
-Genom-att-inställa»den verkliga ordertidpunkten för varje puls under en period av grundtonsfrekvensen från information hos samma puls under en föregàende period, uppträder spän- ningsändringen på ventilen exakt i det ögonblick som styr- ningen begärde. Fördelen med föreliggande uppfinning är att övertoner med låga ordningstal reduceras till en miniminivå.-By-setting »the actual order time for each pulse during a period of the fundamental frequency from information of the same pulse during a previous period, the voltage change on the valve occurs exactly at the moment requested by the control. The advantage of the present invention is that harmonics with low order numbers are reduced to a minimum level.
Detta innebär en betydande minskning av filterkostnaderna.This means a significant reduction in filter costs.
En annan fördel är att styrningsstabiliteten för strömrik- tare med OPWM undviks. 10 15 20 25 t 30 35 527 687 Enligt en andra aspekt av uppfinningen uppnås ändamàlen genom att en kontrollapparat tillhandahåller en pulsbredds- moduleringssignal (PWM-signal) för styrning av ventilerna hos en strömriktarbrygga. Kontrollapparaten innefattar av- känningsmedel för att detektera den verkliga kopplingshän- delsen hos halvledarkomponenterna och datormedel innehall- ande minnesmedel för att beräkna och memorera verkningstiden för varje puls under en period av grundtonsfrekvensen och för att korrigera den faktiska kopplingsordern hos en mot- svarande puls under en påföljande period av grundtonsfre- 'kvensen. Apparaten innefattar vidare signaleringsmedel för att åstadkomma och överföra information mellan datormedlet, detekteringsmedlet och halvledarelementen i strömriktaren.Another advantage is that the control stability of converters with OPWM is avoided. According to a second aspect of the invention, the objects are achieved by a control apparatus providing a pulse width modulation signal (PWM signal) for controlling the valves of a converter bridge. The control apparatus comprises sensing means for detecting the actual switching event of the semiconductor components and computer means containing memory means for calculating and memorizing the action time of each pulse during a period of the fundamental tone frequency and for correcting the actual switching order of a corresponding pulse during a subsequent period of the fundamental frequency. The apparatus further comprises signaling means for providing and transmitting information between the computer means, the detecting means and the semiconductor elements in the converter.
Vid föredragna utföringsformer av uppfinningen är PWM:n en bärarlös PWM, exemelvis an optimal pulsbreddsmodulering, OPWM, eller en bärarbaserad PWM, exempelvis en sinusformad pulsbreddsmodulering, SPWM.In preferred embodiments of the invention, the PWM is a carrierless PWM, for example an optimal pulse width modulation, OPWM, or a carrier based PWM, for example a sinusoidal pulse width modulation, SPWM.
Enligt en tredje aspekt av uppfinningen uppnås dessa ändamal genom en datorprogramprodukt innefattande instruktioner för apparaten att utföra metoden att korrigera den verkliga ordertidpunkten för en puls under en period av grundtons- frekvensen genom information fràn en likvärdig puls under en föregående period av grundtonsfrekvensen. Datorprogrammet beräknar även verkningstiden för varje kopplingspuls.According to a third aspect of the invention, these objects are achieved by a computer program product comprising instructions for the apparatus to perform the method of correcting the actual order time of a pulse during a period of the fundamental tone frequency by information from an equivalent pulse during a previous period of the fundamental tone frequency. The computer program also calculates the duration of action for each switching pulse.
FIGURBESKRIVNING Andra särdrag och fördelar med föreliggande uppfinning .kommer att framgå klarare för fackmannen genom följande detaljerade beskrivning under hänvisning till bifogade ritningar, där: Figur la är en grafisk framställning av en strömriktare, Figur lb är en generell framställning av en brygga hos en tvànivàströmriktare, 10 15 20 25 _.3O 35 527 687 10 Figur 2 är ett diagram som visar en ideal puls, motsvarande puls till övre och undre ventilen samt den resulterande spänningen, Figur 3 är ett diagram som visar olika frànkopplingsbeteen- den, Figur 4 är ett diagram som visar ett strömrippel, Figur 5 visar ett fasben hos en högspänd strömriktarkrets, Figur 6 är ett diagram som visar fördröjningen av kopplings- händelsen som funktion av strömmen, Figur 7 är ett diagram över spänningsdetektering för kopp- lingshändelsen, Figur 8 är ett diagram över strömdetektering för fördröj- ningen av kopplingshändelsen, Figur 9 är ett blockdiagram över en första utföringsform av en styrmetod och en apparat enligt uppfinningen, och Figur 10 är ett blockdiagram över en andra utföringsform av en styrmetod och en apparat enligt uppfinningen.DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Other features and advantages of the present invention will become more apparent to those skilled in the art from the following detailed description when taken in conjunction with the accompanying drawings, in which: Figure 1a is a graphical representation of a converter; 10 15 20 25 _.3O 35 527 687 10 Figure 2 is a diagram showing an ideal pulse, corresponding pulse to the upper and lower valve and the resulting voltage, Figure 3 is a diagram showing different disconnection behaviors, Figure 4 is a diagram showing a current ripple, Figure 5 shows a phase leg of a high voltage converter circuit, Figure 6 is a diagram showing the delay of the switching event as a function of the current, Figure 7 is a diagram of voltage detection for the switching event, Figure 8 is a diagram over current detection for the delay of the switching event, Figure 9 is a block diagram of a first embodiment of a control method d and an apparatus according to the invention, and Figure 10 is a block diagram of a second embodiment of a control method and an apparatus according to the invention.
BESKRIVNING AV FÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORMER En brygga hos en tvànivàströmriktare visas som ett exempel i _figurN1r Figur la illustrerar den fullständiga trefasiga. tvàngskommuterade bryggan och figur lb är en enfasig del av bryggan. Bryggdelen innefattar en första ventil V1 och en andra ventil V2 och har ett nedre likströmsuttag U@,och ett övre likströmsuttag Qw. Varje ventil innefattar åtminstone en kopplingsanordning som innehåller ett självkommuterande halvledarelement och ett därmed antiparallellkopplat diod- element. Vid den visade utföringsformen innefattar det självkomuterande halvledarelementet en IGBT. Bryggan har ett växelströmsuttag.Um i med en växelström i. 10 15 20 25 3Q_W 35 527 687 11 Vid drift av strömriktaren maste en blankingtid, eller 'dödtid', läggas in mellan öppningsordern (släckordern) hos den första ventilen och stängningsordern (tändordern) hos den andra ventilen och omvänt. Orsaken till detta är att de tva ventilerna hos en strömriktarbrygga aldrig bör stängas samtidigt för att förhindra kortslutning. Effekten av blan- kingtiden illustreras i figur 2. Den första vägformen 1 är den ideala kopplingspulsen. Den andra vàgformen 2 är order- pulsen till den första ventilen V1 och den tredje vàgformen 3 är orderpulsen till den andra ventilen V2. Den fjärde väg- formen 4 är den resulterande spänningen Um. Blankingtiderna betecknas th. Det visas i figur 2 att bade fasläget och spänningstidomrädet, som bestämmer amplituden, skiljer sig frän den ideala pulsen, dvs den beordrade utspänningen.DESCRIPTION OF PREFERRED EMBODIMENTS A bridge of a two-level inverter is shown as an example in Figure 1a. Figure 1a illustrates the complete three-phase. forcibly commutated bridge and figure lb is a single-phase part of the bridge. The bridge part comprises a first valve V1 and a second valve V2 and has a lower DC socket U1, and an upper DC socket Qw. Each valve comprises at least one coupling device which contains a self-commutating semiconductor element and an diode element coupled thereto. In the embodiment shown, the self-commutating semiconductor element comprises an IGBT. The bridge has an AC outlet. If in with an AC in. 10 15 20 25 3Q_W 35 527 687 11 When operating the inverter, a blanking time, or 'dead time', must be inserted between the opening order (extinguishing order) of the first valve and the closing order (ignition order) at the other valve and vice versa. The reason for this is that the two valves of a converter bridge should never be closed at the same time to prevent short circuits. The effect of the blanking time is illustrated in Figure 2. The first path shape 1 is the ideal switching pulse. The second waveform 2 is the order pulse of the first valve V1 and the third waveform 3 is the order pulse of the second valve V2. The fourth path shape 4 is the resulting voltage Um. The blanking times are denoted th. It is shown in Figure 2 that both the phase position and the voltage time range, which determine the amplitude, differ from the ideal pulse, i.e. the ordered output voltage.
Som illustrerat definieras ett positivt strömvärde som en inström. Om strömmen är positiv leder IGBT:n i den andra ventilen V2 och dioden i den första ventilen V1 strömen. I detta fall ändras strömmen i och spänningen över den andra ventilen V2 nästan omedelbart när en släckorder mottas av dess styrenhet. När en frànkopplingsorder sänds till den första ventilen V1 kommer emellertid strömmen i och spän- ningen över den första ventilen Vl inte att ändras. Änd- ringen av ström och spänning pà den första ventilen V1 uppträder först när den andra ventilen V2 mottar en tänd- order. Följden blir att spänningen pà växelströmsuttaget skiljer sig från den spänning som begärdes av styrningen.As illustrated, a positive current value is defined as an input current. If the current is positive, the IGBT in the second valve V2 and the diode in the first valve V1 conduct the current. In this case, the current and voltage across the second valve V2 change almost immediately when a blanking order is received by its control unit. However, when a disconnect order is sent to the first valve V1, the current in and the voltage across the first valve V1 will not change. The change of current and voltage on the first valve V1 only occurs when the second valve V2 receives an ignition order. As a result, the voltage at the AC outlet differs from the voltage requested by the controller.
Detta visas genom att jämföra vagformen hos den ideala pulsen I och den resulterande spänningen 4 vid växelströms- nttaget-rMm__.__W_ -Om strömmen är negativ komer dioden i den andra ventilen V2 och IGBT:n i den första ventilen Vl att leda strömen. Ett spänningsfel kommer att bildas när en frànkopplingsorder sänds till den andra ventilen V2 och den resulterande spän- ningen pà växelströmsuttaget kommer att bli säsom visat i den femte vàgformen 5 i figur 2. 10 15 20 25 ,“30tl 35 527 687 12 När strömamplituden är låg kan strömriktningen skilja sig från en kopplingshändelse till nästa kopplingshändelse. Det är då möjligt att dioderna i både den första ventilen Vl och den andra ventilen V2 leder strömmen under frånkopplingen, dvs strömen är negativ när den första ventilen Vl från- kopplas och den ändras till positiv när den andra ventilen V2 frånkopplas. I detta fall komer spänningen på växel- strömsuttaget att bli såsom visat i den sjätte vågformen 6 i figur 2 under förutsättning att kopplingsanordningarna har ett idealt beteende. Det är också möjligt att IGBT:n i både den första ventilen V1 och den andra ventilen V2 leder strömmen under frånkopplingen. I detta tillstànd kommer spänningen på växelströmsuttaget att bli såsom visat i den sjunde vågformen 7 i figur 2 under förutsättning att kopp- lingsanordningarna hade ett idealt kopplingsbeteende.This is shown by comparing the waveform of the ideal pulse I and the resulting voltage 4 at the AC outlet-rMm __.__ W_ -If the current is negative, the diode in the second valve V2 and the IGBT in the first valve V1 will conduct the current. A voltage error will be formed when a disconnection order is sent to the second valve V2 and the resulting voltage on the AC outlet will be as shown in the fifth waveform 5 in Figure 2. 10 15 20 25, “30tl 35 527 687 12 When the current amplitude is low, the current direction may differ from one switching event to the next switching event. It is then possible that the diodes in both the first valve V1 and the second valve V2 conduct the current during the disconnection, ie the current is negative when the first valve V1 is disconnected and it changes to positive when the second valve V2 is disconnected. In this case, the voltage at the AC outlet will be as shown in the sixth waveform 6 in Figure 2, provided that the switching devices have an ideal behavior. It is also possible that the IGBT in both the first valve V1 and the second valve V2 conducts the current during the disconnection. In this state, the voltage at the AC outlet will be as shown in the seventh waveform 7 in Figure 2, provided that the switching devices had an ideal switching behavior.
Det framgår således att både fasläget och spänningstidområ- det skiljer sig från den styrningsbeordrade utspänningen när strömamplituden är stor. Om strömamplítuden är liten kan fasläget skilja sig från ordern, men spänningstidområdet verkar bli det sama som det som styrningen begärde. Det bör emellertid noteras att vid släckning av låga strömmar ökar spänningen långsammare än vid höga strömar. Som exempel visar 3 olika frånkopplingsströmmar och deras motsvarande spänningar över ventilen under frànkopplingsförloppet. Spän- ningsderivatan är tydligen lägre vid en kopplingsström om 100 A än vid en kopplingsström om 2500 A. Den låga spän- ningsderivatan kommer också att bidra med ett spänningsfel i jämförelse med den styrningsbeordrade spänningen.It thus appears that both the phase position and the voltage time range differ from the control-commanded output voltage when the current amplitude is large. If the current amplitude is small, the phase position may differ from the order, but the voltage time range appears to be the same as that requested by the control. It should be noted, however, that when extinguishing low currents, the voltage increases more slowly than at high currents. As an example, show 3 different disconnection currents and their corresponding voltages across the valve during the disconnection process. The voltage derivative is apparently lower at a switching current of 100 A than at a switching current of 2500 A. The low voltage derivative will also contribute with a voltage error in comparison with the control-ordered voltage.
Omkopplin halvledande elementet beroende på kopplingsströmmen. För två närliggande pulser är dessa tillstånd sällan desamma, i synnerhet för högeffekttillämpningar där omkopplingsfrekven- sen är låg. Omkopplingstiden hos ett halvledarelement kommer därför inte att bli den samma för två närliggande pulser. gen påverkas av ett icke linjärt beteende hos det Verkningstiden, som förutom omkopplingstiden även innefattar blankingtiden, påverkas följaktligen. Detta betyder att en adaptiv beräkning av verkningstiden för en påföljande puls 10 15 20 25 . 1 _ 3.0, _ 35 527 687 13 utifrån information i den föregående pulsen inte kommer att bidra till att öka precisionen i en effektuerad kopplings- händelse. I figur 4 visas strömen 5 och pulssignalen 6 till den övre ventilen som funktion av tiden. Det är dà uppenbart att strömríktningen skiljer sig från ett kopplingstillfälle till nästa kopplingstillfälle.Switch on the semiconductor element depending on the switching current. For two adjacent pulses, these states are rarely the same, especially for high power applications where the switching frequency is low. The switching time of a semiconductor element will therefore not be the same for two adjacent pulses. gen is affected by a non-linear behavior of the Effect time, which in addition to the switching time also includes the blanking time, is consequently affected. This means that an adaptive calculation of the duration of action for a subsequent pulse 10 15 20 25. 1 _ 3.0, _ 35 527 687 13 based on information in the previous pulse will not contribute to increasing the precision of an effected switching event. Figure 4 shows the current 5 and the pulse signal 6 to the upper valve as a function of time. It is then obvious that the current direction differs from one connection to the next.
Ett fasben hos en högspänd strömriktarkrets, pa vilken den föreliggande.uppfinningen är tillämpbar, visas schematiskt i figur 5. Det finns normalt tre fasben med en gemensam lik- strömskondensator 13 i en anläggning som är ansluten till ett trefasigt växelströmsnät. Detta innefattar pa konven- tionellt sätt ett flertal krafthalvledarkomponenter 11 kopp- lade i serie, här i form av IGBT:er, och en s k frihjulsdiod 12 kopplad antiparallellt med varje sådan komponent. Antalet ' seriekopplade krafthalvledarkomponenter är i praktiken be- tydligt högre än vad som anges i figur 5.A phase leg of a high voltage converter circuit, to which the present invention is applicable, is shown schematically in Figure 5. There are normally three phase legs with a common DC capacitor 13 in a plant connected to a three-phase AC network. This conventionally comprises a plurality of power semiconductor components 11 connected in series, here in the form of IGBTs, and a so-called free-wheel diode 12 connected antiparallel to each such component. The number of power semiconductor components connected in series is in practice significantly higher than that shown in Figure 5.
Seriekopplingen av krafthalvledarkomponenter kopplas till en likströmskondensator 13, medan fasuttaget 14 mellan kraft- halvledarkomponenterna kopplas genom en fasreaktor 15, t ex en fas hos ett växelspänningsnät. Krafthalvledarkomponen- terna med dioder anordnade över fasuttaget 14 i figur 5 bildar en IGBT-ventil och de som är placerade därunder bil- dar en annan IGBT-ventil.The series connection of power semiconductor components is connected to a direct current capacitor 13, while the phase terminal 14 between the power semiconductor components is connected through a phase reactor 15, for example a phase of an alternating voltage network. The power semiconductor components with diodes arranged over the phase socket 14 in Figure 5 form an IGBT valve and those placed below it form another IGBT valve.
Alla krafthalvledarkomponenter i IGBT-ventilen tänds sam- tidigt genom signaler från en drivenhet 16, var och en sche- matiskt visad, så att krafthalvledarkomponenterna i den förstaiIGBT-ventilen_är_ledande när en positiv potentialm önskas vid fasuttaget 14 och krafthalvledarkomponenterna i den andra IGBT-ventilen är ledande när en negativ potential önskas pà fasuttaget 14.All power semiconductor components in the IGBT valve are simultaneously ignited by signals from a drive unit 16, each schematically shown, so that the power semiconductor components in the first IGBT valve are conductive when a positive potential is desired at phase phase 14 and the power semiconductor components in the second IGBT component leading when a negative potential is desired on the phase socket 14.
Genom styrning av krafthalvledarkomponenterna enligt ett bestämt pulsbreddsmoduleringsmönster (PWM-mönster) kan lik- spånningen över likströmskondensatorn 13 användas för att alstra en spänning vid fasuttaget 14, vars grundtonskompo- nent är en växelspänning som har en önskad amplitud, fre- 10 15 20 25 ..3gl 35 527 687 14 kvens och fasläge. Sådan styrning äger rum genom att sända styrpulser till de olika drivenheterna fràn en kontroll- apparat 17, vilket normalt äger rum genom fiberoptik. I figur 5 finns det en första optisk fiber 9 och en andra redundant optisk fiber 10.By controlling the power semiconductor components according to a certain pulse width modulation pattern (PWM pattern), the direct voltage across the direct current capacitor 13 can be used to generate a voltage at the phase terminal 14, the fundamental component of which is an alternating voltage having a desired amplitude. .3gl 35 527 687 14 kvens and phase position. Such control takes place by sending control pulses to the various drive units from a control device 17, which normally takes place through fiber optics. In Figure 5, there is a first optical fiber 9 and a second redundant optical fiber 10.
Informationsutbytet mellan styrenheten 17 och en drivenhet 16 är dnbbelriktad komunikation via en optisk fiber.The exchange of information between the control unit 17 and a drive unit 16 is bidirectional communication via an optical fiber.
Kopplingsordern sänds fràn styrenhet 17 till drivenhet 16.The switching order is sent from control unit 17 to drive unit 16.
Indikeringssignalen vid kopplingstillfället kan sändas tillbaka fràn drivenhet 16 till styrenhet 17. Styrenheten 17, som är placerad pà en làgspänningspotential, separeras galvaniskt fràn drivenheten 16, som är placerad pà hög- spånningspotential. Indikeringssignalen vid ett kopplings- tillfälle alstras i drivstyrenheten.The indication signal at the time of switching can be sent back from drive unit 16 to control unit 17. The control unit 17, which is located at a low voltage potential, is galvanically separated from the drive unit 16, which is located at high voltage potential. The indication signal at a switching point is generated in the drive control unit.
Det finns ett flertal faktorer som pàverkar fördröjningen fràn kopplingsordern till den verkliga omkopplingen. Kopp- lingsanordningarna är inte ideala och kopplingsbeteendet är i hög grad beroende av styrdrivenheternas egenskaper. Kopp- lingsanordningarna reagerar fördröjt pà sina styrsignaler vid tändning och släckning. Fördröjningstiden beror pà typen av halvledare, pà dess märkström och mârkspänning, pà de styrande vàgformerna hos gate-elektroden, pá anordningens temperatur och i synnerhet pà den faktiska ström som skall omkopplas. I figur 6 visas omkopplingsfördröjningen i bero- ende av strömmen.There are a number of factors that affect the delay from the switching order to the actual switching. The clutch devices are not ideal and the clutch behavior is highly dependent on the characteristics of the control drives. The switching devices react with delay to their control signals during switching on and off. The delay time depends on the type of semiconductor, on its rated current and rated voltage, on the controlling waveforms of the gate electrode, on the temperature of the device and in particular on the actual current to be switched. Figure 6 shows the switching delay depending on the current.
Sàsom visats i figur 6 är strömriktningen den viktigaste «parametern.-Detta beror pa att olika strömriktningar be- stämmer om strömmen flyter i IGBT:er eller i dioder vid kopplingsögonblicket. Som har diskuterats tidigare maste en 'dödtid' eller blankingtid införas mellan släckordern för den första ventilen och tändordern för den andra ventilen.As shown in Figure 6, the current direction is the most important «parameter.-This is because different current directions determine whether the current flows in IGBTs or in diodes at the moment of switching. As has been discussed previously, a 'dead time' or blanking time must be inserted between the extinguishing order for the first valve and the ignition order for the second valve.
Blankingtiden dominerar omkopplingsfördröjningen beroende pà strömen.The blanking time dominates the switching delay depending on the current.
Pà grund av den fördröjda reaktionen hos kopplingsanord~ ningen och variationen i den låga stig- och falltakten hos 10 15 20 25 ,30H_ 35 527 587 15 spänningen (dv/dt) maste kopplingsordern sändas i förväg för att fa den verkliga kopplingshändelsen att inträffa vid det ideala kopplingsögonblicket. Om den verkliga kopplingshän- delsen inte äger rum exakt vid det ideala kopplingsögon- blicket betyder detta emellertid ett problem med bristande precision.Due to the delayed response of the switching device and the variation in the low rise and fall rate of the voltage (dv / dt), the switching order must be transmitted in advance to cause the actual switching event to occur at the ideal coupling moment. However, if the actual coupling event does not take place exactly at the ideal coupling moment, this means a problem of lack of precision.
En första konsekvens av denna brist pà precision i omkopp- lingen är att den ger ytterligare övertoner med laga ord- ningstal, t ex de 5:e och 7:e övertonerna. En andra konse- kvens är att instabilitetsproblem kan uppträda i system- styrningen. Detta beror pa ett icke-linjärt fel mellan den beordrade spänningen och den verkliga utspänningen fràn strömriktaren. Enligt uppfinningen undanröjs detta icke- linjära fel genom att detektera den verklika kopplingshän- delsen, utvärdera tidsskillnaden mellan den verkliga kopp- lingsordern och den verkliga kopplingshändelsen on-line och i enlighet därmed inställa den verkliga kopplingsordern hos samma puls under nästa period av grundtonsfrekvensen. Detta fungerar pä rätt sätt oberoende av strömriktning och ampli- tud.A first consequence of this lack of precision in switching is that it produces additional harmonics with legal order numbers, such as the 5th and 7th harmonics. A second consequence is that instability problems can arise in system control. This is due to a non-linear error between the ordered voltage and the actual output voltage from the converter. According to the invention, this non-linear error is eliminated by detecting the actual switching event, evaluating the time difference between the actual switching order and the actual switching event on-line and accordingly setting the actual switching order of the same pulse during the next period of the fundamental frequency. This works correctly regardless of current direction and amplitude.
Ett första sätt att detektera den verkliga kopplingshän- delsen är att använda den uppmätta spänningen. Genom att använda en spänningsdelare mäts storleken pà en spänning över elektroderna hos den ena krafthalvledarkomponenten i en ventil och jämförs med ett förutbestämt referensvärde under frankopplingsförfarandet. Sásom visats i figur 7 betraktas den tidpunkt när mätspänningen 32 passerar referensen 33 som _den-verkliga.kopplingshåndelsen. Vid.tidpunkten för kopp- lingshändelsen alstras en signal 34 i styrenheten hos en halvledarkomonent. Signalen sänds tillbaka till ventil- styrningen för att ange den tidpunkt da den verkliga kopp- lingen äger rum. Vid fel pà nagon enskild halvledarkomponent kan flera sådana signaler sändas fràn olika halvledarkompo- nenter till sin motsvarande ventilstyrning. I ventilstyr- ningen kommer tiden fran sändningen av frankopplingsordern 31 till mottagandet av angivelsen av en verklig kopplings- _händelse 34 att memoreras och den kommer att användas för 10 15 20 25 H3Ql 35 527 687 16 att inställa motsvarande frankopplingsorder under nästa period av grundtonsfrekvensen.4 Enligt en föredragen utföringsform är referensspänningen lika med ungefär halva den stationära spänningen under fran- kopplingsstadiet.A first way to detect the actual switching event is to use the measured voltage. By using a voltage divider, the magnitude of a voltage across the electrodes of one power semiconductor component in a valve is measured and compared with a predetermined reference value during the disconnection process. As shown in Figure 7, the time when the measuring voltage 32 passes the reference 33 is considered the actual switching action. At the time of the switching event, a signal 34 is generated in the control unit of a semiconductor component. The signal is sent back to the valve control to indicate the time when the actual connection takes place. In the event of a fault in a single semiconductor component, several such signals can be sent from different semiconductor components to their corresponding valve control. In the valve control, the time from the transmission of the disconnection order 31 to the reception of the indication of an actual switching event 34 will be memorized and it will be used to set the corresponding disconnection order during the next period of the fundamental tone frequency.4 According to a preferred embodiment, the reference voltage is equal to approximately half the stationary voltage during the disconnection stage.
Ett andra sätt att bestämma den verkliga kopplingshändelsen är att använda den uppmätta strömen. Växelströmen är upp- mätt och redan använd i systemstyrningen och skyddet. Den uppmätta strömmen sänds till ventilstyrningen som ingångs- data. För en specifik typ av halvledarkomponenter med en specifik styrenhet och styrning, samt en given blankingtid, kan förhållandet mellan kopplingsströmen och tidsfördröj- ningen, vilken är fran fränkopplingsordern till den verkliga frànkopplingshändelsen, erhållas via omkopplingstestning.A second way to determine the actual switching event is to use the measured current. The alternating current is measured and already used in system control and protection. The measured current is sent to the valve control as input data. For a specific type of semiconductor device with a specific control unit and control, as well as a given blanking time, the relationship between the switching current and the time delay, which is from the disconnection order to the actual disconnection event, can be obtained via switching testing.
Figur 6 visar som exempel funktionsförhàllandet mellan kopp- lingsströmmen och tidsfördröjningen. Den erhållna funktionen införs antingen som en tabell eller en likvärdig icke-linjär funktion i ventilstyrningsprocessen. För varje uppmätt kopp- lingsström kan en motsvarande tidsfördröjning utvärderas genom att använda en tabell eller en icke-linjär funktion 41, såsom visats i figur 8. Den utvärderade tidsfördröj- ningen för varje frànkopplingsorder kommer att memoreras och den kommer att användas vid inställning av motsvarande fràn- kopplingsorder under nästa period av grundtonsfrekvens.Figure 6 shows as an example the functional relationship between the switching current and the time delay. The function obtained is introduced either as a table or an equivalent non-linear function in the valve control process. For each measured disconnection current, a corresponding time delay can be evaluated using a table or a non-linear function 41, as shown in Figure 8. The evaluated time delay for each disconnection order will be memorized and it will be used in setting the corresponding disconnection order during the next period of fundamental frequency.
Ett generellt koncept för en första utföringsform av en styrmetod och apparat enligt uppfinningen visas i figur 9. I denna-utföringsform.kompenserar en pulsstyrningsprocessor (pulse control processor, PCP) för de fördröjningar som upp- träder vid en omkoppling av en ventil genom användning av adaptiv styrning. En drivenhet innefattande en ventilkon- trollenhet (valve control unit, VCU) detekterar den effektu- erade kopplingshändelsen hos en puls tß i ett pulstàg 19 för styrning av en spänningsstyv strömriktarventil för att bilda en grundtonsfrekvens 18. En pulssignal 20 som bär denna information sänds till en pulstyrningsprocessor, PCP, som ingar i kontrollapparaten. PCP:n mottar också en styrpuls 10 15 20 25 30~' 35 527 687 17 (CP) som representerar den kopplingsorder som har verk- ställts. PCP:n beräknar genom jämförelse mellan pulssignalen 20 och styrpulsen CP reaktionstiden för pulsen tßy dvs hur lang fördröjningen var fran kopplingsordern som sändes till den effektuerade kopplingshändelsen. Den beräknade reak- tionstiden 21 för varje puls under en period av grundtons- frekvensen lagras i ett minne M.A general concept for a first embodiment of a control method and apparatus according to the invention is shown in Figure 9. In this embodiment, a pulse control processor (PCP) compensates for the delays that occur in a switching of a valve by using adaptive control. A drive unit comprising a valve control unit (VCU) detects the effected switching event of a pulse tß in a pulse train 19 for controlling a voltage rigid converter valve to form a fundamental frequency 18. A pulse signal 20 carrying this information is sent to a pulse control processor, PCP, which is included in the control device. The PCP also receives a control pulse 10 15 20 25 30 ~ '35 527 687 17 (CP) which represents the switching order that has been executed. The PCP calculates by comparing the pulse signal 20 and the control pulse CP the reaction time of the pulse tßy, ie how long the delay was from the switching order sent to the effected switching event. The calculated response time 21 for each pulse during a period of the fundamental frequency is stored in a memory M.
En pulsbreddsmoduleringsstyrenhet representerad av blocket OPWM sänder en pulssignal 22 som representerar den kopp- lingsorder som dikteras av systemstyrningen, dvs den ideala kopplingsordern. En signal 23 som representerar den beräk- nade reaktionstiden för en puls tf adderas genom ett addi- tionsmedel 24 till ordersignalen 22 för att bilda en ny ordersignal 25 som syftar till att påverka den faktiska kopplingshändelsen vid önskad tidpunkt. Den nya ordersig- nalen 25 sänds till en styrpulsbildare C för att utföra en kopplingsorder för nästa omkoppling.A pulse width modulation controller represented by the OPWM block transmits a pulse signal 22 representing the switching order dictated by the system controller, i.e. the ideal switching order. A signal 23 representing the calculated response time of a pulse tf is added by an addition means 24 to the order signal 22 to form a new order signal 25 which is intended to influence the actual switching event at the desired time. The new order signal 25 is sent to a control pulse generator C to execute a switching order for the next switching.
Normalt uppdelas den totala styrningen av en strömriktare i HVDC-tillämpning i tre större delar. För det första är det systemstyrningen som styr den aktiva effekten/likspänningen och den reaktiva effekten/växelspänningen liksom växel- strömmen. Den önskade eller ideala pulsen genereras från systemstyrningen. För det andra är det ventilstyrningen som motsvarar organ 17 i figur 5. För det tredje är det driv- styrenheten, som motsvarar organ 16 i figur 5.Normally, the overall control of a converter in HVDC application is divided into three major parts. First, it is the system control that controls the active power / direct voltage and the reactive power / alternating voltage as well as the alternating current. The desired or ideal pulse is generated from the system control. Secondly, it is the valve control which corresponds to means 17 in Figure 5. Thirdly, it is the drive control unit which corresponds to means 16 in Figure 5.
Ett generellt koncept för en andra utföringsform av en styr- -metod-och apparat enligt-uppfinningen visas i figur 10. I denna utföringsform utvärderas reaktionstiden, vilken repre- senteras av signalen 26, för pulsen tnlgenom att använda den uppmätta växelströmmen och ett funktionsblock 41, vilket har beskrivits tidigare och visats i figur 8. Den beräknade reaktionstiden 21 för varje puls under en period av grund- tonsfrekvensen lagras i ett minne M. En signal 23 som repre- senterar den beräknade reaktionstiden för en puls tnzadderas genom ett additionsmedel 24 till ordersignalen 22 för att 10 15 20 25 ,3O 35 527 687 18 bilda en ny ordersignal 25 som syftar till att paverka den faktiska kopplingshändelsen vid önskad tidpunkt. Även om det är fördelaktigt skall inte uppfinningen begrän- sas till de sàsom exempel anförda utföringsformerna. Huvud- tanken bakom uppfinningen är användning av information fran en kopplingspuls under en första svängningsperiod av en grundtonsfrekvens för att styra omkopplingen av en ekviva- lent puls under nästa period. Bestämningen av den verk- ställda kopplingshändelsen kan sålunda utvärderas ur an- tingen spänningsmätningar eller strömmätningar. Även andra detaljmodifieringar kommer att framgå klart för en fackman efter studium av de häri angivna direktiven. Sådana modifie- ringar ligger inom ramen för föreliggande uppfinning.A general concept for a second embodiment of a control method and apparatus according to the invention is shown in Figure 10. In this embodiment the reaction time, which is represented by the signal 26, is evaluated for the pulse by using the measured alternating current and a function block 41. , which has been described previously and shown in Figure 8. The calculated reaction time 21 for each pulse during a period of the fundamental frequency is stored in a memory M. A signal 23 representing the calculated reaction time of a pulse is added by an addition means 24 to the order signal 22 to form a new order signal 25 which aims to influence the actual switching event at the desired time. Although advantageous, the invention should not be limited to the exemplary embodiments. The main idea behind the invention is the use of information from a switching pulse during a first oscillation period of a fundamental tone frequency to control the switching of an equivalent pulse during the next period. The determination of the performed switching event can thus be evaluated from either voltage measurements or current measurements. Other detailed modifications will also become apparent to one skilled in the art upon study of the directives set forth herein. Such modifications are within the scope of the present invention.
Claims (13)
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE0402106A SE527687C2 (en) | 2004-08-31 | 2004-08-31 | Device and method for controlling a voltage-rigid inverter |
| PCT/SE2005/001250 WO2006025782A1 (en) | 2004-08-31 | 2005-08-30 | Voltage source converter |
| JP2007529773A JP4833983B2 (en) | 2004-08-31 | 2005-08-30 | Voltage source converter |
| EP05776425.0A EP1794873A4 (en) | 2004-08-31 | 2005-08-30 | Voltage source converter |
| CNB200580028854XA CN100511935C (en) | 2004-08-31 | 2005-08-30 | Voltage source converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE0402106A SE527687C2 (en) | 2004-08-31 | 2004-08-31 | Device and method for controlling a voltage-rigid inverter |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE0402106D0 SE0402106D0 (en) | 2004-08-31 |
| SE0402106L SE0402106L (en) | 2006-03-01 |
| SE527687C2 true SE527687C2 (en) | 2006-05-09 |
Family
ID=33096057
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE0402106A SE527687C2 (en) | 2004-08-31 | 2004-08-31 | Device and method for controlling a voltage-rigid inverter |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1794873A4 (en) |
| JP (1) | JP4833983B2 (en) |
| CN (1) | CN100511935C (en) |
| SE (1) | SE527687C2 (en) |
| WO (1) | WO2006025782A1 (en) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8385097B2 (en) * | 2008-01-08 | 2013-02-26 | Abb Technology Ag | Method for controlling a voltage source converter and a voltage converting apparatus |
| EP2346155B1 (en) * | 2010-01-14 | 2014-08-27 | Siemens Aktiengesellschaft | Method and control system for controlling power conversion in a power converter |
| EP2586126B1 (en) * | 2010-06-23 | 2016-01-27 | ABB Technology AG | Voltage converting apparatus and method for converting a voltage |
| US8710888B2 (en) * | 2012-02-24 | 2014-04-29 | Analog Devices, Inc. | System and method for oscillator frequency control |
| NL2015303B1 (en) * | 2015-08-13 | 2017-02-28 | Prodrive Tech Bv | Electric power converter and MRI system comprising such converter. |
| CN112840551B (en) | 2018-11-01 | 2023-11-17 | 株式会社安川电机 | Power conversion device, power conversion system, and power conversion method |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0318290A (en) * | 1989-06-14 | 1991-01-25 | Nippon Seiko Kk | Transistor bridge circuit |
| JPH0490617A (en) * | 1990-08-03 | 1992-03-24 | Toyota Autom Loom Works Ltd | Driving circuit |
| JPH05344741A (en) * | 1992-06-10 | 1993-12-24 | Hitachi Ltd | Inverter unit, air-conditioner, electric washing machine, and electric cleaner equipped with inverter unit |
| JPH06120788A (en) * | 1992-10-06 | 1994-04-28 | Mitsubishi Electric Corp | Transistor protecting device |
| JPH1141078A (en) * | 1997-07-16 | 1999-02-12 | Wako Giken:Kk | Method and device for shortening dead time of semiconductor device and pwm inverter |
| US6169670B1 (en) * | 1999-04-08 | 2001-01-02 | Hitachi, Ltd. | Inverter apparatus operatable over extended frequency range while suppressing output error |
| DE19925490A1 (en) * | 1999-06-04 | 2000-12-07 | Philips Corp Intellectual Pty | Converter with resonance circuit elements, performs automatic adaptation of length of dead time phases between successive switch-on phases and between which switching elements are off |
| US7132868B2 (en) * | 2001-06-27 | 2006-11-07 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Semiconductor device |
| US6535403B1 (en) * | 2001-08-17 | 2003-03-18 | Abb Technology Ag | Systems and methods for inverter waveform smoothing |
-
2004
- 2004-08-31 SE SE0402106A patent/SE527687C2/en not_active IP Right Cessation
-
2005
- 2005-08-30 CN CNB200580028854XA patent/CN100511935C/en not_active Expired - Fee Related
- 2005-08-30 WO PCT/SE2005/001250 patent/WO2006025782A1/en active Application Filing
- 2005-08-30 EP EP05776425.0A patent/EP1794873A4/en not_active Withdrawn
- 2005-08-30 JP JP2007529773A patent/JP4833983B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2008512079A (en) | 2008-04-17 |
| CN101010862A (en) | 2007-08-01 |
| SE0402106D0 (en) | 2004-08-31 |
| CN100511935C (en) | 2009-07-08 |
| EP1794873A4 (en) | 2017-03-01 |
| WO2006025782A1 (en) | 2006-03-09 |
| SE0402106L (en) | 2006-03-01 |
| EP1794873A1 (en) | 2007-06-13 |
| JP4833983B2 (en) | 2011-12-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN106688172B (en) | Method for controlling DC-DC converter | |
| US10014686B2 (en) | Commutation control method and commutation control apparatus | |
| US6469916B1 (en) | Method and apparatus for compensating for device dynamics and voltage drop in inverter based control systems | |
| US6477067B1 (en) | Method and apparatus for compensating for device dynamics in inverter based control systems | |
| EP3518407B1 (en) | An apparatus and method for linearization of the control inputs for a dual output resonant converter | |
| KR102485705B1 (en) | Method for controlling three phase equivalent voltage of multilevel inverter | |
| EP3518409B1 (en) | Apparatus and method for a dual output resonant converter to ensure full power range for both outputs | |
| CN110932584B (en) | Inverter nonlinear compensation method, system, device and storage medium | |
| US7239535B2 (en) | Voltage source converter | |
| JP4833983B2 (en) | Voltage source converter | |
| US20210135563A1 (en) | Inverter and soft-start method for the same | |
| US11722072B2 (en) | Inverter circuit control method and device thereof | |
| Xiao et al. | A universal power flow model for dual active bridge-based converters with phase shift modulation | |
| Yadav et al. | Survey of open-circuit fault detection and localization methods applicable to cascaded H-bridge multilevel converters | |
| US11342878B1 (en) | Regenerative medium voltage drive (Cascaded H Bridge) with reduced number of sensors | |
| Okuda et al. | A dead-time minimized inverter by using complementary topology and its experimental evaluation of harmonics reduction | |
| US10666131B2 (en) | Dead-time voltage compensation apparatus and dead-time voltage compensation method | |
| KR102146387B1 (en) | Control system for compensating voltage synthetic error due to nonlinearity of inverter | |
| KR20200126276A (en) | Error diagnosis apparatus and diagnosis method for switches of converter | |
| Murray et al. | Masterless interleaving scheme for parallel-connected inverters operating with variable frequency hysteretic current-mode control | |
| KR20230098137A (en) | Systems and methods for soft-switching current source converter control | |
| US20220123668A1 (en) | Power conversion device | |
| JP2018170856A (en) | Control device of dc/dc converter | |
| CN110707954A (en) | Three-level inverter control system based on PCI control | |
| Zaman et al. | Dynamic Performance Improvement of a Single‐Phase VSI with Digital Implementation of an On‐Line Optimal Trajectory Control Algorithm |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |