SE525221C2 - Förförvrängare för effektförstärkare - Google Patents

Description

20 25 30 f uuu uuu n u uu u uu uu uu u. u u I u uu uu u u -u u uu u -u u uu uu _ u u u u u u u u u u u u uuu u uu u u u uuu 'uu uu u uuuuuuu uu ru u u u u u u u uu v u u u uv u u u I I u u u u .u . u. uu « u u u u. u rumet som beror av distorsionen vara ickesymmetriskt med avseende på bärarens mitt.

Metoderna som används för att hantera ickelinjäritet tar inte hänsyn till minneseffekter hos effektförstärkaren. Som indikeras av termen ”minneseffekter” beror de inte enbart av nuvarande sampel utan också av tidigare sampel av signalen. Den tidigare använda metoden med enkeltabell kan således inte hantera minneseffekter, utan hanterar endast ickelinjäritet.

Referens [2] föreslår att minneseffekter hanteras genom användning av ett envelopp-filter, vilket tar hänsyn till både nuvarande och tidigare sampel- amplituder vid beräkning av en viktad multiplikationskoefñcient som är avsedd att representera minneseffekter.

Lei Ding m.fl. [3] har inspirerade av arbete utfört av Kim och Konstantinou [4] härlett en predistorsionsmetod baserad på vad de kallar “minnespo1ynom” som modellerar minneseffekter mycket väl. Denna metod har emellertid nackdelen att den erfordrar att minnespolynomen beräknas om för varje ny insignalsamplitud, vilket kan vara mycket kostsamt ur beräkningssynpunkt, i synnerhet om många högre ordningens polynom används.

SAMMANFATTNING Ett syfte med uppfinningen är att tillhandahålla en ur beräkningssynpunkt effektiv predistorsionsmetod som baseras på minnespolynom.

Detta syfte uppnås i enlighet med bifogade patentkrav.

Kortfattat baseras uppfinningen på insikten att metoden med minnespoly- nom kan implementeras som en struktur av FIR-typ, i vilken “filtertappai-ria” ersätts med uppslagstabeller (som representerar samplade polynom) triggade av insignalsamplituden. Företrädesvis används ytterligare uppslagstabeller 10 15 20 25 30 '52B 221 3 för att spåra förändringar i effektförstärkarens karaktäristik exempelvis på grund av uppvärmning av halvledarkomponenter.

KO RTF ATTAD FIGURBESKRIVN IN G Uppñnningen, samt ytterligare syften och fördelar därmed, förstås bäst genom hänvisning till efterföljande beskrivning tagen i anslutning till bifogade figurer, där: Fig. 1 är ett diagram som illustrerar en effektförstärkares ickelinjära in- / utsignalskaraktäristik; Fig. 2 är ett diagram som illustrerar spektrumet hos en signal som förstärks med en ickelinjär effektförstärkare; Fig. 3 is ett diagram som illustrerar in- / utsignalskaraktäristikenhos en efffektförstârkaipredistorderare för elirninering av ickelinjäriteten i Fig. 1; Fig. 4 ett diagram som illustrerar in- / utsignalskaraktäristiken hos en effektförstärkare försedd med predistorsion; Fig. 5 är ett diagram som illustrerar spektrumet hos en signal som för- stärks av en ickelinjär effektförstärkare med minne; Fig. 6 är ett diagram som illustrerar sampling av polynom i enlighet med uppfinningen; Fig. 7 är ett blockdiagram över en exemplifierande utföringsforrn av en predistorderare i enlighet med uppfinningen; Fig. 8 är ett blockdiagram över en annan exemplifierande utföringsforrn av en predistorderare i enlighet med uppfinningen; Fig. 9 är ett blockdiagram över en annan exemplifierande utföringsforrn av en predistorderare i enlighet med uppfinningen; Fig. 10 är ett blockdiagram över en annan exemplifierande utförings- forrn av en predistorderare i enlighet med uppfinningen; Fig. 11 är ett blockdiagram över en annan exemplifierande utförings- forrn av en predistorderare i enlighet med uppfinningen; och Fig. 12 är ett blockdiagram över en exemplifierande utföringsforrn av en basstation innefattande en effektförstärkare försedd med en predistorderare i enlighet med uppfinningen. 10 15 20 25 30 un» - m; 221 DET ALJERAD BESKRIVNING I den efterföljande beskrivningen används samma referensbeteckningar för samma eller liknande element genomgående i ritningsfigurema.

Innan uppfinningen beskrivs i detalj kommer nu en kort beskrivning av det underliggande problemet att ges med hänvisning till Fig. 1-5.

Fig. l illustrerar en effektförstärkares (PA) ickelinjära in- / ut- signalskaraktäristik. Vid låga insignalsamplituder är förstärkaren nästan linjär men vid högre amplituder blir den mer och mer ickelinjär tills den mättar. Denna ickelinjäritet uppträder som ett breddat spektrum kring den önskade förstärkta signalen (och som en oönskad inombandskomponent hos signalen), såsom illustreras i Fig. 2. Som en motåtgärd för att minska effek- terna av ickelinjäriteten är det känt att predistordera signalen vid förstärka- rens ingång för att erhålla en icke distorderad förstärkt signal vid förstärka- rens utgång. Denna teknik kallas predistorsion (PD) och illustreras i Fig. 3. In- /utsignalskaraktäristiken för en effektförstärkare med predistorsion är väsentligen linjär upp till mättnad, såsom illustreras i Fig. 4.

Minneseffekter är ett annat problem relaterat till effektförstärkare. Minnes- effekter uppträder typiskt sett som ett ickesymmetriskt spektrum kring bäraren vid en effektförstärkares utgång, såsom illustreras i Fig. 5. Det vill säga, fastän bärarens (den önskade signalens) spektrum är helt symmetriskt kan det oönskade spektrumet som kommer från distorsionen vara ickesym- metriskt med avseende på bårarens mitt.

Det finns ett sätt att i teorin utforma en predistorderare så att den tar hand om alla minneseffekter. Detta kallas Volterra-serierna. Volterra-serierna är en utveckling av de välkända Taylor-serierna som kan användas som en predistorderare för förstärkare utan minne. Volterra-serierna tar emellertid även hänsyn till tidsfördröjda termer som kan modellera predistorsionen 10 15 20 n. .u - v H « n u u n - i 1 . .v . . 1 . .- . .. . . . . u . - . u . 4 . . . . . . .n v U 1 III III I' I QIIII Il l I Û I U I Ü Ü I b I il u I I n l I n I O I fl . . . .. . .. u - . . . .. . tämligen precist och kan således användas för att undertrycka distorsions- spektrumet. En Volterra-serie blir emellertid rätt snart stor med avseende på antalet möjliga termer i utvecklingen. Ett polynom av grad 5 med ett min- nesdjup (maximal fördröjning) på 5 sampelenheter ger till exempel upphov till minst 500 koefficienter.

Eftersom hela Volterra-serien inte kan implementeras med en rimlig grad av komplexitet har en approximation baserad på “minnespolynom” föreslagits i [3]. I denna approximation kan predistorsionen PD(n) uttryckas som: K Q k-1 PD(n) = Z Zakqxol - q>|x(n - q>| <1) k=1 q=0 där x(n-q) betecknar de fördröjda (med q tidsenheter) samplen och akq betecknar expansionskoefficienterna. Tyvärr är detta uttryck fortfarande rätt komplicerat och en nackdel med denna metod enligt teknikens ståndpunkt år att den måste utvärderas för varje nytt insampel x(n). Som nedan kommer att visas kan detta uttryck emellertid skrivas om på en form mer lämpad för praktisk implementering. Härledningen inbegriper väsentligen tre steg: 1. Dela upp dubbelsumman i delsummor som endast innehåller termer med samma fördröjning. Detta ger: PD(n) = i åakqxui - q)|x(n - q)|'°" = k=1 q=0 K k-i = zak0x(n)|x(n)| + k=l Dela upp K H - l - 1 fördröjningar + å; aklxhï ”xm )| + i olika summor + Éawxvl - 011m - ork* k=1 10 15 20 2. Här noteras att de fördröjda signalerna x(n-q) inte beror av summe- ringsindexen k. Delsummorna kan således faktoríseras till: l = x(n)â ak0|x(n)|k_1 + k=l FaktOriSCfa nu x(n)" k och q K b, + x n -1 a x n -1 + beroende ¿ ( hå ”l ( N i taxin-un varje ' K summa k- + xÜl- _ akolxln _ I k=l \ TQIIXv--onl 3. Identifiera polynomen Tq( |x(n-q) | ) för att erhålla: Q PDOI) = XW! _ q)Tq (IXOI - q)|) (2) q=0 Koefñcienterna akq kan erhållas som en minstakvadratlösning till ett överbe- stämt ekvationssystem såsom beskrivs i [3].

I (2) noteras att Tq(|x(n-q)|) är polynom i absolutvârdet av (den komplexa) variabeln x(n-q). Genom att multiplicera varje fördröjt komplext sampel x(n-q) med ett polynom i |x(n-q)| (med samma fördröjning q) och summera ihop produkterna för alla fördröjningar q kommer samma slutresultat P(n) som i [3] att erhållas. Denna nya metod har emellertid fördelen att polynomen Tq kan samplas vid lämpliga värden på |x(n~q)|, såsom illustreras i Fig. 6, och lagras i uppslagstabeller (LUT). Detta minskar predistorderaren till en enkel FIR-filterstruktur, i vilken de normalt sett konstanta ñlterkoefñcienterna ersätts med dessa uppslagstabeller, såsom illustreras i Fig. 7.

I den exemplifierande utföringsformen av uppfinningen som illustreras i Fig. 7 förs den komplexa insignalen x(n) till ett absloutvärdesblock 10 och till en 10 15 20 25 30 'säs 221 multiplicerare 12. Absolutvärdessignalen från block 10 förs till en uppslags- tabell LUTO som representerar en samplad version av polynom To. Motsva- rande (i allmänhet komplexa) värde från uppslagstabellen LUTO förs vidare till multipliceraren 12, där det multipliceras med insignalssamplet x(n).

Insignalen x(n) förs också till ett fördröjningsblock D, där den fördröjs en sampelperiod för bildande av ett fördröjt sainpel x(n-1 ). Detta fördröjda sampel behandlas på samma sätt som det icke-fördröjda samplet i ett absolutvärdesblock 10, en multiplicerare 12 och en uppslagstabell LUT1.

Uppslagstabellen LUT1 representerar nu emellertid en samplad version av polynom T1 i stället för To. Såsom illustreras i Fig. 7 kan ytterligare fördröj- ningar och uppslagstabeller inkluderas (vilket indikeras av prickarna i figuren). Slutligen adderas de erhållna produkterna ihop med varandra i adderare 14 för bildande av den predistorderade signalen PD{n). De upp- slagstabeller som används i enlighet med uppfinningen gör realtidsberäk- ningarna mycket effektivare än den polynornberäkning för varje sampel av insignalen som används i [3]. Uppslagstabellerna kan uppdateras för att följa med långsamma förändringar i effektförstärkarens karaktäristik.

Som ett exempel ordes mätningar på en effektförstärkare med uttalade minneseffekter och sedan predistorderades den med en predistorderare av enkeltabelltyp (endast den första grenen med tabellen LUTO i Fig. 7). Den enkla entabellpredistorderaren kunde inte avlägsna icke-symmetrin i signalspektrumet uppmätt vid förstärkarens utgång fastän den förbättrade distorsionen med 5-10 dB. Förstärkaren predistorderades sedan genom användning av en predistorderare av dubbeltabelltyp (de första två grenarna med tabellerna LUTO och LUTl i Fig. 7). Denna enkla utvidgning till en predistorderare av dubbeltabelltyp medförde att icke-symmetrin i den uppmätta utsignalen kunde åtgärdas. Förbättringen jämfört med för en enkeltabell var i storleksordningen 10 dB.

Ett ytterligare problem kopplat till effektförstärkare är att snabbt (men långsamt i förhållande till momentana signalvariationer) ändrade effektnivå- er hos insignalen ger upphov till förändringar av effektförstärkarparametrar. "10 15 20 25 u :HI .Hr u u n u ,, ,. ,, u , I " ' ' " l en - -1 Q u n 0 v - n » ~ . .n n . »nu . e ' : z I: n » a n .u a 1 n - u 'v ~ -- -u = . . ; Q. .

Indirekt orsakas detta av inre uppvärmning av halvledarkomponenter.

Således sökes en metod med hjälp av vilken vi snabbt kan prediktera dessa förändringar och sedan tillämpa justeringarna. I diskussionen ovan har antagits att koefficienterna akq i polynornen: Tqqxvl-qlfiåakqlan-qlk* m är konstanter. Ett mer flexibelt tillvägagångssätt skulle dock kunna vara att låta koefficienterna bero av en långsamt varierande parameter “z” som till exempel representerar medelvärdet för ineffektnivån, transistortemperatu- ren, eller transistoms förspänning/förström. I så fall modifieras ekvation (3) till: Tq Qx(n -q) ,z)= Éakqenxoi -q>|'“** <4) Genom att utveckla koefficientema akq(z) i en McLaurin-serie och trunkera denna serie efter M termer erhålls: M- ak,,(z)= äb/“Lmzm (S) där bmw är oberoende av z. Genom användning av denna utveckling kan ekvation (4) skrivas som: -1 K M m k_1 ,z)=š äbkßmz lan-fn! <6) Tq (lx(n - q) Denna ekvation kan omformas till delsummor som innehåller samma potens aVZI 10 15 a n' u» - . » . - v u n ,, , : z: :n o - .. . n. . u. . ~ n .o o . ...a , nu u» v. s .uu-f i» s. . . - . . u - . . . , . , . - . . .. - ., ..

M-l bhbmz” |x(n - q)|k'1 = [\/]>< n(J>«,z)= PT' II lm=0 K k-i = ëbkqplxm - q)| + Tqoflxvl-qal) K k-x SöParata < + z I gi bkqllxvl _ 61)' + z - potenser Tqßxlfl-qll) + zM" -Éb |x(n - H kq,M-1 ÖÛj k=l TqM-l qxln-qfl) -1 = år” (Jxm - q)|)z"* =O Enligt denna approximation kan således de ursprungliga polynomen Tq( |x(n- q) | ) uttryckas som en serie av polynom Tqm(|x(n-q)|) som multiplicerar olika potenser av z. Predistorsionen kan enligt denna approximation skrivas som: Q M-1 PD(n, z) = Zx(n - q)[ Z T qm Qx(n - q)l)zm:l (7) m=0 q=0 Enligt denna approximation kan en predistorderare implementeras genom en uppsättning uppslagstabeller i varje fördröjningsgren, såsom illustreras i Fig. 8. Uttrycken i hakparenteser “[ ]” i ekvation (7) kan ses som “fi1terkoefficienter”.

I den exemplifierande utföringsformen som illustreras i Fig. 8 är fördröj- ningsdjupet 2 (Q=2) och McLaurinutvecklingen inbegriper 3 termer (M=3).

Ytterligare termer och fördröjningar är möjliga men dessa siffror har valts eftersom de är tillräckligt stora för att illustrera principerna och tillräckligt små för att undvika att röra till figuren. Varje fördröjningsgren innefattar 3 uppslagstabeller, exempelvis LUT11, LUT12, LUT13, som triggas av samma 10 15 20 25 30 nu nnn n n nn n n; nn nn .n I fl I n I n o n c n n I n n n l I o I n nn n n n n nn n n n nnn n .n n nnn nnn nn n nnnnnnn nn nn n . n I n c n nn o n n n n n n n n c I n n n n .n n n. nn ~ n n - .. ~ absolutsignalvärde, i detta fall |x(n-1)|. Denna utföringsform innefattar också ett block 16 för beräkning av insignalens medeleffekt z. Blocket 16 kan också innefatta ett utjämnande filter (till exempel ett FIR- eller IIR-ñlter) för att förhindra abrupta förändringar i effektsignalen. Effektvärdet förs vidare till en multiplicerare 18 i varje gren, där det multipliceras med värdet från motsvarande uppslagstabell LUTO2, LUT12, LUT 22. Effektvärdet z förs också vidare till ett kvadreringsblock 20 i varje gren. En multiplicerare 22 multiplicerar den resulterande kvadrerade effekten med värdet från motsva- rande uppslagstabell LUTO3, LUT13, LUT23. Dessa produkter adderas i adderare 24 och summorna läggs ihop med värdena från uppslagstabeller LUTO1, LUT11, LUT21 i adderarna 26. De resulterande summorna från adderaren 26 utgör filterstrukturens filterkoefficienter. Utifrån Fig. 8 och ekvation (7) noteras att utföringsformen i Fig. 7 och ekvation (2) kan ses som specialfallet z=O. En metod för att bestämma uppslagstabellerna beskrivs i APPENDIX.

Eftersom parametern z varierar långsamt kan medeleffekten som i utfö- ringsformen i Fig. 8 beräknas i det gemensamma blocket 16 i stället beräk- nas i varje fördröjningsgren. En sådan utföringsform illustreras i Fig. 9.

Fastän utsignalema från blocken 16 inte behöver vara identiska är de ungefär lika på grund av den långsamma variationen hos medeleffekten.

En annan variant på utföringsformen i Fig. 8 illustreras i Fig. 10. Denna utföringsform eliminerar kvadreringsblocket 20 genom att ändra ordningen på blocken 18, 22, 24. Detta baseras på den algebraiska likheten: a+bz+cz2 =a+(b+cz)z En liknande variant på utföringsformen i Fig. 9 illustreras i Fig. 11. Det inses att ytterligare ekvivalenta utföringsformer kan erhållas genom andra omstruktureringar av de algebraiska uttrycken i ekvation (7). I stället för att utföra multiplikationerna med z och z2 före multiplikationerna av signalen 10 15 20 25 30 'szš 221 ll och de fördröjda signalerna kan till exempel multiplikationsordningen vara omvänd.

Fig. 12 är ett blockdiagram över en exempliñerande utföringsform av en basstation som innefattar en effektförstärkare försedd med en predistorderare i enlighet med uppfinningen. I Fig. 12 har delar som inte är nödvändiga för förståelse av uppfinningen utelämnats. Komplexsignalen x(n) i basbandet förs vidare till en predistorderare 30 i enlighet med uppfinningen. Den predistorde- rade signalen uppkonverteras till mellanliggande frekvens (“intermediate frequency”, IF) i en digital uppkonverterare 32 och omvandlas i en D /A- omvandlare (DAC) 34 till en analog signal, vilken i sin tur uppkonverteras till radiofrekvens (RF) av en analog uppkonverterare 36. RF-signalen förs vidare till en effektförstärkare 38 och den förstärkta signalen förs till en antenn. Den förstärkta RF-signalen förs även till en äterkopplingskedja med nedkonverte- ring som innefattar en analog nedkonverterare 40, en A/D-omvandlare (ADC) 42 och en digital nedkonverterare 44. Den nedkonverterade återkopplingssig- nalen förs vidare till ett upplärningselement 46, som också tar emot den predistorderade insignalen för att bestämma uppslagstabellerna i predistorde- raren 30 i enlighet med ovan beskrivna matematiska principer. I denna utföringsfonn kan predistorderaren 30 exempelvis implementeras som i Fig. 8 eller 10 men försedd med en temperaturgivare 48 som känner av effektför- stårkarens temperatur i stället för effektberäkningsblocket 16.

Predistorderaren i enlighet med uppfinningen kan implementeras som en FPGA (“Field Programmable Gate Array”). En annan möjlighet är att använda en mikroprocessor eller en mikro-/signalprocessorkombination och motsva- rande mjukvara. Själva beräkning av inparametrarna till uppslagstabellen kan ske “off-line” med en längsain uppdateringstakt.

Ifall det är önskvärt med små uppslagstabeller kan upplösningen av |x(n)| vara mindre noggrann än upplösningen av x(n). 10 S2si221 12 I beskrivningen ovan har antagits att insignalsamplituden används som index in till uppslagstabellerna. Det är emellertid även möjligt att använda andra variabler som beror av insignalsamplituden, såsom momentanvärdet av insignalseffekten.

Fastän uppfinningen beskrivits med hänvisning till en FIR-filterstruktur är det även möjligt att använda samma principer för en IIR (“Infinite Impulse Response”) filterstruktur, eller en kombination av FIR- och IIR- filterstrukturer. Den mest generella filterstruktur i samband med vilken uppfinningen kan implementeras är alltså som ett diskret tidsfilter.

Fackmannen inser att olika modifikationer och förändringar av uppfinningen kan göras utan avvikelse från dess ram, vilken definieras av bifogade patentkrav. lO 15 20 25 š2sl221 13 APPENDIX En metod för att beräkna tabellerna LUTOO, LUTOl, är att använda redan lagrade tabeller för vissa värden av parametern “ZÄ I detta APPENDIX antas “z” representera effektnivån. Metoden gäller emellertid också för andra parametrar, såsom effektförstärkarens (transistorns) temperatur.

Om vi först reducerar ekvation (7) till ett system utan minne, låter sig denna metod enkelt beskrivas. Med kunskapen som erhållits utifrån det minneslö- sa systemet kan metoden utvidgas till att även innefatta system med minne.

För ett minneslöst system har vi således: PD(n, z) = x(n) - [Ib (Jx(n)|)+ z - TI (lx(n)l)+ 22 -Tz GxUÛDJ (A1) Predistorderaren uttryckt enligt ekvation (Al) ovan gäller ungefär för ett visst intervall av effektnivåer z. Om vi nu beräknar tabellerna för 3 effektnivåer bör det vara möjligt att extrahera tre nya tabeller Tn. Låt oss alltså skriva ned de tre ekvationer som möjliggör att lösa med avseende på Tn. Antag först att tabellen To avser en effekt på O dBm. Då blir ekvationerna: PD(n,0) = x(n) - [76 Qx(n)|)] PD(n,z1) = x(n) - [Ib Qx(n)l)+ zl - T1Ûx(n)|)+ 212 -Tz (jx(n)m (A2) PD(n, 22 ) = x(n) - [r0qx(n)|)+ 22 -Tl Qx(n)})+ 222 -Tz (|x(n)[)] Kom ihåg att predistorderarna på vänster sida i ekvation (A2) är kända.

Genom att förenkla uttrycken kan dessa ekvationer skrivas på ett något annorlunda sätt. Då tabellerna betecknas [Qo Q1 Qz] vid specifika effektnivå- er [O, z1 och zz] erhålls följande ekvationer: 10 15 20 '525 221 14 x-Q0<|x1>=x-[11)Gx<»>|)] x<»>-Q1l>= x-[1z,(Jx|)+z1~n(x<»>|)+zfi -Tzflxøolfl ma) x-Q2<|x1>= >1-[T0(xl)+z2 -11(x<~>|)+zf -112 (Jxowlfl Lösningen till ekvation (A3) tar vi nu enkelt fram som: -1 Iaflxool) 1 0 0 Q0<|x|> 11011001) = 1 21 z? - Qll> (A4) Tzflxool) 1 22 zš Qzqxooi) Om vi nu avslutar denna del ser vi att det interpolerade polynomet i ekvation (A1) kan användas direkt för att beräkna korrigeringar till bastabellerna som beräknats vid exempelvis effekten z=O dBm. Tabellerna Tn härleds från ekvation (A4), som i sin tur använder lagrade tabeller Qn. En ny tabell kan beräknas för vilken annan signaleffekt som helst genom att helt enkelt sätts z=effektnivå och lägga ihop tabellerna med dessa vikter.

Genom att lösa den inversa matrisen i ekvation (A4) erhålls följande resultat: Totxool) 1 0 <1 Q01> TdlxÛÛf) = C21 022 C23 ' QiqxÛÛl) (A5) TzaxÜÛl) C31 C32 C33 QÄIXÜÛI) Predistorderaren i ekvation (A1) kan alltså också genom användning av de inversa matriselementen “c” i ekvation (A5) uttryckligen skrivas som: QO (x|)+ PD(n, z) = x(n)- +(c12 + C22 -z + C32 -zz Q] flx(n)|)+ (A6) + (C13 + C23 'Z+Û33 12)' Qz QXÛÛI) 10 15 20 25 no ooo o o oo o u oo oo :o _ o oo oo o o oo o oo o o» o o oo o o o z oo o o ouo o oo »oo ooo oo o oowoooo oo oo o o o o o o oo o o o s oo o o o o o o o o oo o oo oo - ~ I O oo l-n Som ytterligare en förfining av lösningen kan exakt samma strategi använ- das för polynomen (eller tabellerna) för minnessystemet. De två systemen kan behandlas separat utan någon koppling dem emellan.

Som ett exempel mäts en effektförstärkares insignaler och utsignaler vid tre olika effektnivåer: O dB, -3 dB och -9 dB. För varje effektnivå beräknas tabeller Q0-2 som fungerar som predistorderare vid sina respektive effektni- våer. Syftet är att beräkna parametrarna “c” och sedan använda ekvation (A6) för att beräkna en ny tabell för effektnivån z=-6 dB till exempel.

För att beräkna “c”-parametrarna sätt z1=-3 dB, z2=-9 dB i kalibreringsste- get och “c”-parametrarna blir: l 1 0 0 1 0 0 " 1 0 0 C33 C33 C33 = 1 (-3) (-3)2 = 0,444 -0,5 0,056 (A7) 1 03, C33 C33 (-9) (-9)2 0,037 -0,056 0,019 Resultatet är att användning av denna interpolerade predistorderare funge- rar mycket väl jämfört med användning av en direkt beräknad predistordera- re. Endast en liten skillnad i spektrumnivå i närheten av bäraren erhålls.

Det är även möjligt att beräkna To, Tz och Tz i ekvation (A3) genom att utvidga dem till polynom i |x(n)| och lösa med avseende på koefficienterna med användning av minstakvadratmetoden (“Least Mean Squares”, LMS).

Detta ger den ytterligare fördelen med en “automatisk” extrapolering av de ursprungliga tabellerna. Om tabellerna finns tillgängliga för låga effektnivåer kan således motsvarande tabeller för högre effektnivåer erhållas genom extrapolering enligt denna metod. 10 15 [1] [2] [3] [4] 16 REFERENSER EP 0 813 300 Al, Loral Aerospace Corporation, "Signal Conditioner With symbol addressed lookup table based transversal filters".

US 5 923 712, R. R. Leyendecker m fl, "Method and apparatus for linear transmission by direct inverse modeling".

Lei Ding, G. Tong Zhou, Zhengxiang Ma, Dennis R. Morgan, J. Steven- son Kenney, Jaehyeong Kim, Charles R. Giardina, (School of electrical and computer engineering, Georgia Institute of Technology, Atlanta), "A robust digital baseband predistorter constructed using memory po- 1ynomials", manuskript inlämnat till IEEE Trans. on Communication, 16 mars 2002.

J. Kim och K. Konstantinou, "Digital predistortion of wideband signals based on power amplifier model with memory", IEE Electronics Lett- ers, 8:e november 2001, vol. 37 nr. 23.

Claims (18)

10 15 20 25 30 sås 221 . I - | u n .. 17 PATENTKRAV

1. Predistorderare till en effektförstärkare och bestående av en diskret tidsfil- terstruktur med filtertappar, kännetecknad av att ñlterstrukturen innefattar en individuell uppslagstabell (LUTO, LUTl, LUT2; LUTOl, LUTl 1, LUT21) för varje filtertapp, varvid varje uppslagstabell representerar ett samplat polynom i en variabel som representerar signalarnplituden; och organ (10) för väljande, från varje ñltertapps uppslagstabell, av en filterkoefficient som beror av amplituden hos ett motsvarande komplexsignal- värde för multiplikation med filtertappen.

2. Predistorderare enligt krav 1, kännetecknad av att den diskreta tidsfilter- strukturen innefattar en FIR-filterstruktur.

3. Predistorderare enligt krav 1, kännetecknad av att den diskreta tidsfilter- strukturen innefattar en IIR-ñlterstruktur.

4. Predistorderare enligt krav 1, kännetecknad av att den diskreta tidsfilter- strukmren innefattar en kombination av en FIR-filterstruktur och en IIR- filterstruktur.

5. Predistorderare enligt krav 1, kännetecknad av organ (LUTO2, LUTOS, LYTl2, LUT13, LUT22, LUT23, 16, 18, 20, 22, 24, 26) för kompensering för förändringar i en förutbestämd parameter (z).

6. Predistorderare enligt lqav 5, kännetecknad av att parametern represente- rar medelvärdet för predistorderarens insignalseffekt.

7. Predistorderare enligt krav 5, kännetecknad av att parametern represente- rar förstärkarens temperatur.

8. Predistorderare enligt krav 5, kännetecknad av att pararnetern represente- rar effektförstärkarens transistorförspänning/förström. lO 15 20 25 30 525 221 . » - . a q .n 18

9. Predistorderare enligt krav 5, kännetecknad av organ för väljande, från varje filtertapps uppslagstabell, av en filterkoefficient som beror av den momentana signaleffekten hos ett motsvarande komplexsignalvärde som ska multipliceras med filtertappen.

10. Basstation innefattande en effektförstärkarpredistorderare bestående av en diskret tidsfilterstruktur med filtertappar, kännetecknad av att filter- strukturen innefattar en individuell uppslagstabell (LUTO, LUTl, LUT2; LUTO1, LUT11, LUT21) för vaije filtertapp, varvid varje uppslagstabell representerar ett samplat polynom i en variabel som representerar signalamplituden; och organ (10) för väljande, från varje filtertapps uppslagstabell, av en filterkoefñcient som beror av amplituden hos ett motsvarande komplexsignal- värde för multiplikation med filtertappen.

11. ll. Basstation enligt krav 10, kännetecknad av att den diskreta tidsfilter- strukturen innefattar en FlR-filterstruktur.

12. Basstation enligt krav 10, kännetecknad av att den diskreta tidsfilter- strukturen innefattar en IIR-ñlterstruktur.

13. Basstation enligt krav 10, kännetecknad av att den diskreta tidsfilter- strukturen innefattar en kombination av en FIR-filterstruktur och en IIR- filterstruktur.

14. Basstation enligt krav 10, kännetecknad av organ (LUTO2, LUTO3, LYT12, LUT13, LUT22, LUT23, 16, 18, 20, 22, 24, 26) för kompensering för föränd- ringar i en förutbestämd parameter (z).

15. Basstation enligt krav 14, kännetecknad av att parametern representerar medelvärdet för predistorderarens insignalseffekt. 10 S25'221 19

16. Basstation enligt krav 14, kännetecknad av att parametern representerar förstärkarens temperatur.

17. Basstation enligt krav 14, kännetecknad av att parametern representerar effektförstärkarens transistorförspänning/ förström.

18. Basstation enligt krav 10, kännetecknad av organ för väljande, från varje filtertapps uppslagstabell, av en filterkoefficient som beror av den momentana signaleffekten hos ett motsvarande komplexsignalvårde som ska multipliceras med filtertappen.