SE516948C2 - Temperature compensation in rf-CMOS - Google Patents

Abstract

This invention relates to a method for temperature compensating a radio frequency front-end CMOS circuit, the method comprising the step of generating a temperature compensated bias current, which step in turn comprises the steps of: determining the temperature characteristic of said temperature compensated bias current by simulating it with an ideal simulation current source, while tuning the absolute current value as well as a temperature coefficient thereof, said ideal simulation current source thereby generating an ideal simulation current corresponding to said temperature compensated bias current; and synthesizing said temperature compensated bias current by generating a first current, which has a fractional temperature coefficient similar to the fractional temperature coefficient of the ideal simulation current, and tuning said first current by means of a current source having substantially zero temperature coefficient.

Description

25 30 35 516 948 2 (PTAT). egenskapsvariationerna är att förspänna transistorn med temperaturen Metoden för att kompensera för en PTAT-strömkälla. Detta är den metod som beskrivs i ”A l-GHz BiCMOS RF Front-End IC", vilken publicerades i IEEE J. of Solid State circuit, volym 29, nr 3, sid 350-355, mars 1994. Enligt författar- na till artikeln ligger förstärkningsvariationen hos LNA av R. Meyer och W. Mack, vid ungefär -0,008dB/°C. Det finns inte några tillgängli- ga resultat för brusfigurvariationen. För CMOS-RF- frontkretsar uppmärksammas temperaturfrågan sällan. Det verkar finnas en enda artikel som behandlar variationen hos frontkretsar, ”The Design and Implementation of Low- Power CMOS Radio Receivers”, av D. Schaeffer och T. Lee, vilken publicerades i Kluwer Academic Publishers, 199. I det arbetet är metoden att följa variationen i spännings- matningen och Vf med hjälp av någon approximation. För- fattarna till det arbetet säger emellertid endast att deras krets kommer att minska variationen. Inga data finns tillgängliga. 25 30 35 516 948 2 (PTAT). the property variations are to bias the transistor with the temperature The method to compensate for a PTAT power source. This is the method described in "A l-GHz BiCMOS RF Front-End IC", which was published in IEEE J. of Solid State Circuit, Volume 29, No. 3, pages 350-355, March 1994. According to the authors of article, the gain variation at LNA by R. Meyer and W. Mack is at about -0.008dB / ° C. There are no results available for the noise figure variation. which deals with the variation of front circuits, "The Design and Implementation of Low-Power CMOS Radio Receivers", by D. Schaeffer and T. Lee, which was published in Kluwer Academic Publishers, 199. In that work, the method is to follow the variation in the voltage supply and Vf by means of some approximation.The authors of that work, however, only say that their circle will reduce the variation.No data are available.

I avsikt att demonstrera strategin för att tempera- turkompensering visas i Fig 1 en konventionell kaskod- kopplad, lågbrusig CMOS-förstärkare med AMSO,35$\mu$m.In order to demonstrate the strategy for temperature compensation, Fig. 1 shows a conventional cascade-coupled, low-noise CMOS amplifier with AMSO, 35 $ \ mu $ m.

Under en 3V spänningsmatning vid 27°C visas simulerings- resultaten att den kan uppnå l2,8dB effektförstärkning med 2,5mA förspänning. Ingångsportens och utgångsportens returförluster Sll och S22 är -25dB respektive -l4dB med NF om ungefär l,7dB (Fig 2). Förstärkarens linjäritet mätt enligt IIP3 har bestämts till -7dBm.During a 3V voltage supply at 27 ° C, the simulation results show that it can achieve 1.2.8dB power amplification with 2.5mA bias voltage. The return losses S11 and S22 of the input port and the output port are -25dB and -14dB, respectively, with NF of approximately 1.7dB (Fig. 2). The linearity of the amplifier measured according to IIP3 has been determined to -7dBm.

I CMOS-anordningar orsakas de temperaturberoende effekterna framförallt av två faktorer; tröskelspänning och mobilitetsvariationer. Tröskelspänningen har en liknande temperaturtendens som bipolära enheter, vilka har en TC på ungefär -2mV/°C. Mobiliteten kommer att minska när temperaturen ökar p g a dess exponentiella natur och den kommer att vara den dominerande variations- faktorn. Den fraktionella temperaturkoefficienten (TPQ för mobiliteten ges enkelt av 10 15 20 . . o - nu - 516 948 *”*“ - u » u vc 1 a m TC =--_ T =-1,sT 2 f I” ÖTM) < > För steget med gemensam kollektor kan transkonduk- tensen uttryckas som W' X,,.(T)=fl(T)C,,,ï(Vg5 -V,,.(T)) (3) där p är mobiliteten, CM är styrets oxidkapacitans, W och L är kanalens bredd och längd, Vw är styre-kollektor- spänningen, och Vfllär tröskelspänningen. Om vi antar konstant styre-kollektorförspänning så blir TCf för gm: 1 ÖVlh(T)=_1,5T-1+ gm ÖT ÖT' ¶ ÖT KW där Vfif = Vß-VÜ,är overdrive-spänningen för gemensam- kollektor-steget. Vid stor overdrive kommer den första termen att dominera och följaktligen kommer gm att minska med temperaturen. Om vi vid LNA-konstruktionen antar att ingàngsnätets kvalitetsfaktor (Qm) är fast och tempera- turoberoende så framgår av Gm = gmQin där Gm är transkonduktansen för ingångssteget, vilket innefattar M1, Ls, Lg och Cin i Fig 1, att förstärkningen hos nämnda LNA kommer att falla när temperaturen ökar, och av 10 15 20 25 30 u o | n ou u | . ø ~ o; 51-6 948 NF =1+_7: (6) R,g.,.Q,.,,2 där Rs är kollektorimpedansen och y är en konstant, framgår att brusegenskaperna kommer att försämras i motsvarande grad. I deriveringen ovan antar vi att styre- kollektor-förspänningen V¶;är konstant, men för en kon- ventionell förspänningskrets, såsom den i Fig 1, varierar i själva verket Vß med temperaturen. Med andra ord varie- rar strömmen i förspänningsgrenen med temperaturen. Det är lätt att visa att TCfför förströmmen också kommer att ha ett negativt värde. Detta kommer således att ytterli- gare försämra prestanda hos den lågbrusiga förstärkaren.In CMOS devices, the temperature-dependent effects are mainly caused by two factors; threshold voltage and mobility variations. The threshold voltage has a similar temperature tendency as bipolar units, which have a TC of approximately -2mV / ° C. Mobility will decrease when the temperature increases due to its exponential nature and it will be the dominant variation factor. The fractional temperature coefficient (TPQ for mobility is easily given by 10 15 20.. O - now - 516 948 * ”*“ - u »u vc 1 am TC = --_ T = -1, sT 2 f I” ÖTM) < > For the step with common collector, the transconductance can be expressed as W 'X ,,. (T) = fl (T) C ,,, ï (Vg5 -V ,,. (T)) (3) where p is the mobility, CM is the oxide capacitance of the control, W and L are the width and length of the channel, Vw is the control-collector voltage, and V fl teaches the threshold voltage. If we assume a constant gate-collector bias voltage, the TCf for gm becomes: 1 ÖVlh (T) = _ 1,5T-1 + gm ÖT ÖT '¶ ÖT KW where V fi f = Vß-VÜ, is the overdrive voltage for the common-collector stage. In case of large overdrive, the first term will dominate and consequently gm will decrease with temperature. If we in the LNA construction assume that the quality factor (Qm) of the input network is fixed and temperature independent, then it appears from Gm = gmQin where Gm is the transconductance of the input stage, which includes M1, Ls, Lg and Cin in Fig. 1, that the gain of said LNA will fall as the temperature increases, and by 10 15 20 25 30 uo | n ou u | . ø ~ o; 51-6 948 NF = 1 + _7: (6) R, g.,. Q,. ,, 2 where Rs is the collector impedance and y is a constant, it appears that the noise properties will deteriorate to a corresponding degree. In the derivation above, we assume that the gate-collector bias voltage V¶ is constant, but for a conventional bias circuit, such as that of Fig. 1, Vß actually varies with temperature. In other words, the current in the bias branch varies with temperature. It is easy to show that TCfför the forward current will also have a negative value. This will thus further degrade the performance of the low-noise amplifier.

Notera att temperaturvariationen även kommer att påverka ingångs- och utgångsmatchningen, men simuleringsresultat visar att denna variation inte är särskilt signifikant och att returförlusterna alltid ligger under lOdB. Fig 3 visar att förströmmen kommer att minska när temperaturen ökar. Effektförstärkningen faller mer en 3dB inom det temperaturområde som visas i Fig 4. I Fig 5 kan vis samtidigt se att NF ökar med ungefär 0,7dB. Dessa simule- ringsresultat stämmer överens med deriveringen ovan.Note that the temperature variation will also affect the input and output matching, but simulation results show that this variation is not very significant and that the return losses are always below 10dB. Fig. 3 shows that the pre-current will decrease as the temperature increases. The power gain falls more than 3dB within the temperature range shown in Fig. 4. In Fig. 5, some can simultaneously see that NF increases by approximately 0.7dB. These simulation results are consistent with the derivation above.

Av analysen ovan framgår att det krävs en förström som har en positiv temperaturkoefficient för att prestan- da hos den lågbrusiga CMOS-förstärkaren skall hållas konstanta över ett brett temperaturområde. I avsikt att finna den förström som kan kompensera för egenskapsvaria- tionen vid en given effektförbrukning kan en teoretisk analys utföras för att man skall finna den ström- temperaturkurva som kan kompensera för egenskapsförsäm- ringen fullständigt. I integrerade kretsar har emellertid även de passiva komponenterna temperaturvariation. Om vi tar med dem samtliga i beräkningen kommer därför proble- met i fråga att visa sig vara oöverkomligt. 10 15 20 25 30 35 u ø e - nu . , , . . . o o » - v' s1s~94s 5 Sammanfattning av uppfinningen Ett ändamål med denna uppfinning är att åstadkomma en förbättrad metod för temperaturkompensering av en front-CMOS-krets som arbetar vid radiofrekvens. Ändamålet uppnås med en metod i enlighet med de bi- fogade patentkraven.The analysis above shows that a pre-current is required which has a positive temperature coefficient in order to keep the performance of the low-noise CMOS amplifier constant over a wide temperature range. In order to find the pre-current that can compensate for the property variation at a given power consumption, a theoretical analysis can be performed in order to find the current-temperature curve that can compensate for the property deterioration completely. In integrated circuits, however, the passive components also have temperature variation. If we take them all into account, the problem in question will therefore prove to be insurmountable. 10 15 20 25 30 35 u ø e - nu. ,,. . . SUMMARY OF THE INVENTION An object of this invention is to provide an improved method of temperature compensation of a front CMOS circuit operating at radio frequency. The object is achieved with a method in accordance with the appended claims.

I en mest generell aspekt skulle uppfinningen kunna ses som en metod för temperaturkompensering av en radio- frekvent front-CMOS-krets genom härledning av temperatur- karaktäristiken för en specifik frontkrets, följt av härledning av den önskade strömkälla som kompenserar för temperaturvariationerna, följt av en realisering av denna strömkälla.In a most general aspect, the invention could be seen as a method of temperature compensation of a radio frequency front CMOS circuit by deriving the temperature characteristics of a specific front circuit, followed by deriving the desired current source compensating for the temperature variations, followed by a realization of this power source.

Närmare bestämt innefattar metoden enligt förelig- gande uppfinning steget att alstra en temperaturkompense- rad förström, vilket steg i sin tur innefattar stegen att: - bestämma temperaturkarakteristiken hos den tempera- turkompenserade förströmmen genom att simulera den med en ideal simuleringsströmkälla, under det att det absoluta strömvärdet samt en temperaturkoefficient därav ställs in, varvid den ideala simuleringsströmkällan därigenom alstrar en ideal simuleringsström, vilken motsvarar den temeraturkompenserade förströmmen; - syntetisera den temperaturkompenserade förströmmen genom att alstra en första ström, vilken har en fraktio- nell temperaturkoefficient som är likadan som den ideala simuleringsströmmens fraktionella temperaturkoefficient, och ställa in den första strömmen med hjälp av en ström- källa som har en temperaturkoefficient vilken är väsent- ligen noll.More particularly, the method of the present invention comprises the step of generating a temperature compensated pre-current, which step in turn comprises the steps of: - determining the temperature characteristic of the temperature-compensated pre-current by simulating it with an ideal simulation current source, while the absolute the current value and a temperature coefficient thereof are set, the ideal simulation current source thereby generating an ideal simulation current, which corresponds to the temperature-compensated pre-current; synthesizing the temperature compensated bias current by generating a first current having a fractional temperature coefficient similar to the fractional temperature coefficient of the ideal simulation current, and setting the first current by means of a current source having a temperature coefficient which is essential. ligen zero.

Såsom framgår av inledningen är det viktigt att hål- la konstanta egenskaper hos RF-frontkretsen. Metoden enligt denna uppfinning är särskilt utformad för en LNA som frontkrets, men kan även tillämpas på andra front- kretsar där liknande förutsättningar föreligger. Genom att man utnyttjar metoden enligt denna uppfinning kan 10 15 20 25 30 35 , . » - .- ~ u u u v- '516 948 6 väsentligen konstanta förstärknings- och brusegenskaper uppnås över ett stor temperaturområde. En annan fördel är att denna metod kan ge bästa egenskaper vid 27°C, vilket är normalfallet.As stated in the introduction, it is important to maintain constant properties of the RF front circuit. The method according to this invention is specially designed for an LNA as a front circuit, but can also be applied to other front circuits where similar conditions exist. By utilizing the method of this invention,. '- .- ~ u u u v-' 516 948 6 substantially constant amplification and noise properties are achieved over a large temperature range. Another advantage is that this method can give the best properties at 27 ° C, which is normal.

Genom analysen av de erforderliga temperaturegenska- perna i en simuleringsmiljö med hjälp av en ideal simule- ringsströmkälla, under det att såväl det absoluta ström- värdet som strömkällans temperaturkoefficient ställs in, erhålls en mall för en realisering. Därefter alstras en temperaturkompenserad ström med hjälp av två strömkällor vilka har komplementära karakteristiker.By analyzing the required temperature properties in a simulation environment with the aid of an ideal simulation power source, while setting both the absolute current value and the temperature coefficient of the power source, a template for a realization is obtained. Then a temperature compensated current is generated by means of two current sources which have complementary characteristics.

Företrädesvis är de första och andra strömkällorna en PTAT-strömkälla respektive en bandgapsströmkälla, vilka används för realisering av den specifika, ideala strömkällan som blir resultatet av simuleringssteget, och för alstring av den temperaturkompenserade strömmen.Preferably, the first and second current sources are a PTAT current source and a bandgap current source, respectively, which are used for realizing the specific, ideal current source resulting from the simulation step, and for generating the temperature compensated current.

Såsom är väl känt inom detta tekniska område innefattar en bandgapsströmkälla källor med både negativ och positiv TC i avsikt att uppnå en TC som är noll.As is well known in the art, a bandgap current source includes sources with both negative and positive TCs in order to achieve a TC that is zero.

Ytterligare ändamål med och fördelar hos föreliggan- de uppfinning kommer att diskuteras nedan med hjälp av exemplifierande utföringsformer.Additional objects and advantages of the present invention will be discussed below by way of exemplary embodiments.

Kort beskrivning av ritningen Exemplifierande utföringsformer av uppfinningen kom- mer att beskrivas nedan under hänvisning till de åtföl- jande ritningarna, på vilka: Fig 1 är ett kretsschema över en känd, lågbrusig förstärkare; Fig 2 är ett diagram som visar prestanda för LNA en- ligt Fig 1; Fig 3 är ett diagram som visar variationen hos en okompenserad förström; Fig 4 är ett diagram som visar effektförstärknings- variationen för ett okompenserat fall; Fig 5 är ett diagram som visar brusfigurens varia- tion för ett okompenserat fall; 10 15 20 25 30 35 516 9148 7 Fig 6 är ett kretsschema över en temperaturkompense- rad förspänningskrets för utförande av en utföringsform av metoden enligt föreliggande uppfinning; Fig 7 är ett diagram som visar en temperaturkompen- serad förström, vilken har alstrats med hjälp av metoden enligt denna uppfinning; Fig 8 är ett diagram som visar en temperaturkompen- serad förspänning, vilken har alstrats med hjälp av metoden enligt denna uppfinning; Fig 9 åskådliggör effektförstärkningen hos en front- krets med respektive utan kompensering; Fig 10 åskådliggör brusfiguren hos en frontkrets med respektive utan kompensering; Fig ll åskådliggör kopplingen mellan den krets som visas i Fig 6 och den grundläggande LNA-delen av den krets som visas i Fig 1.Brief Description of the Drawing Exemplary embodiments of the invention will be described below with reference to the accompanying drawings, in which: Fig. 1 is a circuit diagram of a known low noise amplifier; Fig. 2 is a diagram showing the performance of the LNA according to Fig. 1; Fig. 3 is a diagram showing the variation of an uncompensated pre-current; Fig. 4 is a graph showing the power amplification variation for an uncompensated case; Fig. 5 is a diagram showing the variation of the noise figure for an uncompensated case; Fig. 6 is a circuit diagram of a temperature compensated bias circuit for carrying out an embodiment of the method according to the present invention; Fig. 7 is a diagram showing a temperature compensated pre-current which has been generated by the method of this invention; Fig. 8 is a diagram showing a temperature compensated bias voltage generated by the method of this invention; Fig. 9 illustrates the power amplification of a front circuit with and without compensation, respectively; Fig. 10 illustrates the noise figure of a front circuit with and without compensation, respectively; Fig. 11 illustrates the connection between the circuit shown in Fig. 6 and the basic LNA portion of the circuit shown in Fig. 1.

Beskrivning av utföringsformer I Fig 6 visas en temperaturkompenserad förspännings- krets för utförande av en utföringsform av metoden enligt föreliggande uppfinning.Description of embodiments Fig. 6 shows a temperature compensated bias circuit for carrying out an embodiment of the method according to the present invention.

Initialt utförs en simulering i avsikt att bestämma de erforderliga temperaturkarakteristikerna. Således kan man, med ledning av den ovan beskrivna deriveringen, anta att förströmmen kommer att alstras av en PTAT-strömkälla, Q2 och en resistor Rbl såsom visas i Fig 6. Genom inställning vilken innefattar transistorer Mbl-Mb5 och Ql, finner vi att förströmskurvan borde ha en TCf på ungefär 5800ppm/°C och 2l6uA vid 27°C. Vidare finns det ett behov för att göra förspänningen vid styret hos M2 konstant. I en enkel av att alstra en temperaturoberoende förspänning, realisering skulle en PTAT-strömkälla kunna användas för att realisera den önskade strömkällan direkt, men av skäl som kommer att förklaras nedan, och i enlighet med upp- finningen, är det åstadkommet en PTAT-strömkälla och en bandgapsströmkälla för syntetiseringen av den önskade 10 15 20 25 30 u o n ø »- . . ~ . . - . . . v' 516 948" 8 strömkällan. Bandgapsströmkällan används också för alstring av den konstanta förspänningen i styret hos M2.Initially, a simulation is performed in order to determine the required temperature characteristics. Thus, based on the derivation described above, it can be assumed that the bias current will be generated by a PTAT current source, Q2 and a resistor R1b as shown in Fig. 6. By setting which includes transistors Mbl-Mb5 and Q1, we find that the bias current curve should have a TCf of approximately 5800ppm / ° C and 216uA at 27 ° C. Furthermore, there is a need to make the bias voltage at the handlebars of the M2 constant. In a simple manner of generating a temperature independent bias voltage, realization a PTAT power source could be used to realize the desired power source directly, but for reasons which will be explained below, and in accordance with the invention, a PTAT power source is provided. and a bandgap current source for synthesizing the desired ion. . ~. . -. . . v '516 948 "8 current source. The bandgap current source is also used to generate the constant bias voltage in the handlebar of M2.

Pnp-transistorn i kretsen i Fig 6 är realiserad genom en CMOS-process med ps*-regionen i n-brunnen och Ql-2 och Rbl implementerar en PTAT-strömkälla. Arean hos Q2 är A p-substratet i n-brunnen. Transistorerna Mbl-5, gånger större än hos Ql (A=10 i denna utformning).The pnp transistor in the circuit of Fig. 6 is realized by a CMOS process with the ps * region in the n-well and Q1-2 and Rbl implement a PTAT current source. The area of Q2 is the A p substrate in the n well. Transistors Mbl-5, times larger than Q1 (A = 10 in this design).

Således kommer strömmen i varje förgrening att bli __AV¿ _P}bKA) I om Rm Rbl (7) (ÖVT/VT) är även det absoluta värdet bestämt när Det har visat sig att vi inte kan uppfylla båda kraven samti- Eftersom både V5 och är konstanta vid en viss temperatur, vi bestämmer TCf hos PTAT-strömmen, eller vice versa. digt med hjälp av denna krets, så vi låter denna PTAT- strömkälla ha samma TCf som den önskade och använder en bandgapsströmkälla för att ställa in absolutvärdet.Thus, the current in each branch will be __AV¿ _P} bKA) I if Rm Rbl (7) (ÖVT / VT), the absolute value is also determined when It has been shown that we can not meet both requirements simultaneously- Since both V5 and are constant at a certain temperature, we determine the TCf of the PTAT current, or vice versa. using this circuit, so we let this PTAT power source have the same TCf as the desired one and use a bandgap power source to set the absolute value.

Eftersom vi redan har PTAT-källan är allt vi behöver för bandgapsströmkällan en strömkälla med negativ TC. Detta Q3 och Rb2, med hjälp av den negativa TCf hos Vge. Bandgapsströmkällan används även för 15 och Rb3.Since we already have the PTAT source, all we need for the bandgap power source is a power source with a negative TC. This Q3 and Rb2, using the negative TCf of Vge. The bandgap current source is also used for 15 and Rb3.

Fig 7 visar den förström som alstras av förspän- realiseras genom Mb9-13, att alstra en 2V förspänning med Mbl4, ningskretsen och Fig 8 visar den förspänning som appli- ceras på M2. Denna spänning har en TCf som är mindre än 30ppm/°C. Fig 9 och 10 visar variationerna hos förstärk- ningen respektive NF. Förstärkningsvariationen är mindre än O,4dB (0,0031dB/°C), och den uppnår ett största värde på l2,76dB vid 27°C. NF-variationen är nu mindre än O,ldB och vid 27°C har den ett minsta värde om l,66dB.Fig. 7 shows the bias current generated by bias realized by Mb9-13, generating a 2V bias voltage with Mbl4, the circuit and Fig. 8 shows the bias voltage applied to M2. This voltage has a TCf of less than 30ppm / ° C. Figures 9 and 10 show the variations of the gain and NF, respectively. The gain variation is less than 0.4dB (0.0031dB / ° C), and it reaches a maximum value of 1.2.7dB at 27 ° C. The NF variation is now less than 0.1dB and at 27 ° C it has a minimum value of 1.66dB.

I Fig ll visas den kompenseringskrets som har be- skrivits under hänvisning till Fig 6 schematiskt med en streckad linje. Utgångarna från kompenseringskretsen är Vbl och Vb2 och motsvarar ingångarna vid Vbl och Vb2 till själva LNA-kretsen i Fig ll. . n | ~ vc 51 6 94 8 E. ' ' -Åš 9 Ovan har en föredragen utföringsform av metoden en- ligt föreliggande uppfinning beskrivits under hänvisning till en kretsimplementering. Detta skall endast ses som ett ej begränsande exempel. Många modifieringar är möjli- ga inom ramen för uppfinningen så som den definieras av patentkraven.Fig. 11 shows the compensation circuit which has been described with reference to Fig. 6 schematically with a dashed line. The outputs from the compensation circuit are Vbl and Vb2 and correspond to the inputs at Vbl and Vb2 to the LNA circuit itself in Fig. 11. . n | A preferred embodiment of the method according to the present invention has been described with reference to a circuit implementation. This should only be seen as a non-limiting example. Many modifications are possible within the scope of the invention as defined by the claims.

Claims (5)

10 15 20 25 30 35 . » o a -v is1ic Mss 10 PATENTKRÄV10 15 20 25 30 35. »O a -v is1ic Mss 10 PATENT REQUIREMENTS 1.Metod för temperaturkompensering av en front-CMOS- krets som arbetar vid radiofrekvens, vilken metod inne- fattar steget att alstra en temperaturkompenserad för- ström, vilket steg i sin tur innefattar stegen att: - bestämma temperaturkarakteristiken hos den tempera- turkompenserade förströmmen genom att simulera den med en under det att det absoluta strömvärdet samt en temperaturkoefficient därav ställs ideal simuleringsströmkälla, in, varvid den ideala simuleringsströmkällan därigenom alstrar en ideal simuleringsström, vilken motsvarar den temeraturkompenserade förströmmen; - syntetisera den temperaturkompenserade förströmmen genom att alstra en första ström, vilken har en fraktio- nell temperaturkoefficient som är likadan som den ideala simuleringsströmmens fraktionella temperaturkoefficient, och ställa in den första strömmen med hjälp av en ström- källa som har en temperaturkoefficient vilken är väsent- ligen noll.A method for temperature compensation of a front CMOS circuit operating at radio frequency, which method comprises the step of generating a temperature compensated pre-current, which step in turn comprises the steps of: - determining the temperature characteristic of the temperature-compensated pre-current by simulating it with one while setting the absolute current value and a temperature coefficient thereof, ideal simulation current source, the ideal simulation current source thereby generating an ideal simulation current, which corresponds to the temperature-compensated pre-current; synthesizing the temperature compensated bias current by generating a first current having a fractional temperature coefficient similar to the fractional temperature coefficient of the ideal simulation current, and setting the first current by means of a current source having a temperature coefficient which is essential. ligen zero. 2.Metod enligt krav l, att den första strömmen är proportionell mot den absoluta temperaturen (PTAT).A method according to claim 1, that the first current is proportional to the absolute temperature (PTAT). 3.Metod enligt krav 1 eller 2, att inställningen av den första strömmen är relate- var k ä n n e t e c k n a d aV k ä n n e t e c k n a d a v rad till dess absolutvärde.Method according to claim 1 or 2, that the setting of the first current is related to each of its absolute values. 4.Metod enligt krav 1, 2 eller 3, la som har en temperaturkoefficient vilken är väsentligen varvid den strömkäl- noll är en bandgapsströmkälla.A method according to claim 1, 2 or 3, 1a having a temperature coefficient which is substantially wherein the current source zero is a bandgap current source. 5.Metod enligt något av föregående krav, k ä n n e- t e c k n a t a v att alstra en temperaturkompenserad förspänning med hjälp av nämnda strömkälla vars tempera- turkoefficient är väsentligen noll. 6 Metod enligt något av föregående krav, varvid front- kretsen är en lågbrusig förstärkare.Method according to one of the preceding claims, characterized by generating a temperature-compensated bias voltage with the aid of said current source whose temperature coefficient is substantially zero. Method according to one of the preceding claims, wherein the front circuit is a low-noise amplifier.