SE514809C2 - Method and apparatus for synchronizing transmitters and receivers in digital system - Google Patents

Method and apparatus for synchronizing transmitters and receivers in digital system

Info

Publication number
SE514809C2
SE514809C2 SE9402464A SE9402464A SE514809C2 SE 514809 C2 SE514809 C2 SE 514809C2 SE 9402464 A SE9402464 A SE 9402464A SE 9402464 A SE9402464 A SE 9402464A SE 514809 C2 SE514809 C2 SE 514809C2
Authority
SE
Sweden
Prior art keywords
signal
frames
receiver
frame
chirp
Prior art date
Application number
SE9402464A
Other languages
Swedish (sv)
Other versions
SE9402464L (en
SE9402464D0 (en
Inventor
Staffan Nystroem
Erik Stare
Maarten Rignell
Goeran Roth
Brian Loenroth
Vidar Ringset
Original Assignee
Hd Divine Ab
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hd Divine Ab filed Critical Hd Divine Ab
Priority to SE9402464A priority Critical patent/SE514809C2/en
Publication of SE9402464D0 publication Critical patent/SE9402464D0/en
Priority to JP8504933A priority patent/JPH10505471A/en
Priority to KR1019970700122A priority patent/KR970705262A/en
Priority to AU29944/95A priority patent/AU2994495A/en
Priority to PCT/SE1995/000771 priority patent/WO1996002990A2/en
Priority to CN95194104A priority patent/CN1152982A/en
Publication of SE9402464L publication Critical patent/SE9402464L/en
Publication of SE514809C2 publication Critical patent/SE514809C2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
    • H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2656—Frame synchronisation, e.g. packet synchronisation, time division duplex [TDD] switching point detection or subframe synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2669—Details of algorithms characterised by the domain of operation
    • H04L27/2671—Time domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2675—Pilot or known symbols

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Time-Division Multiplex Systems (AREA)

Abstract

In an OFDM system, pre-FFT synchronisation is performed on the received signal before conversion from the time domain to the frequency domain, i.e. before the signal is subject to FFT processing. Data is transmitted in frames. A plurality of frames may be transmitted as a super-frame. Each super-frame commences with at least one synchronisation frame and is followed by a defined number of information carrying frames. One, or more, synchronisation frames contains a chirp signal. A chirp signal is a sine wave signal having a frequency which changes linearly with time. Two adjacent synchronisation frames may each contain a chirp signal. The chirp signals in adjacent frames have their frequencies changing in opposite senses, i.e. one chirp signal has a frequency which increases with time, the up-chirp, while the other chirp signal has a frequency which decreases with time, the down-chirp. A bit pattern is stored in the receiver which corresponds to the decoded chirp signal, i.e. the chirp signal after it has been digitally processed by the receiver. The received signal is compared, after digital processing, with the stored bit pattern.

Description

återskapa en normal TV-bild och den andra används tillsammans med den första för att skapa en större bild. recreate a normal TV picture and the second is used together with the first to create a larger picture.

I skriften EP 441 732 beskrivs en mottagare för digitala radiosignaler.EP 441 732 describes a receiver for digital radio signals.

Mottagaren utnyttjar en fönstermetod för att minimera intersymbol- interferensen som uppstår vid flervägsutbredning. För att minska de negativa effekterna vid förlust av bärvågornas ortogonalitet vid mot- tagníngen utrustas mottagaren med en tidsfönstermodiil som används för att extrahera användbara sampel ur den mottagna signalen.The receiver uses a window method to minimize the intersymbol interference that occurs during multipath propagation. To reduce the negative effects of losing the orthogonality of the carriers at reception, the receiver is equipped with a time window module which is used to extract useful samples from the received signal.

I den amerikanska skriften US 5 228 025 beskrivs en metod för att översända digitala data via radio, företrädesvis till mobila mottagare.U.S. Pat. No. 5,228,025 discloses a method for transmitting digital data via radio, preferably to mobile receivers.

Metoden innefattar översändande av synkroniseringssekvenser i form av åtminstone en frekvens som varierar på ett för mottagaren känt sätt. Vid mottagaren utnyttjas synkroniseringssekvenserna för att stämma av lokaloscillatom. I patentl står av minst tre referensfrekvenser varav frekvensskillnaden mellan två av dessa ej är konstant.The method comprises transmitting synchronization sequences in the form of at least one frequency which varies in a manner known to the receiver. At the receiver, the synchronization sequences are used to tune the local oscillator. In patent 1 there are at least three reference frequencies of which the frequency difference between two of these is not constant.

I den första prototypen för sändning och mottagning av DAB (Digital Audio Broadcasting) användes två synkramar. Den första kallas noll- ram och innehåller ingenting, vilken används av mottagaren dels för ramsynkronisering, dels för estimering av interferens i kanalen. Den andra ramen består av en så kallad cliirp eller sine sweep signal som är en sinussignal vars frekvens ändras linjärt med tiden och som sveper över hela kanalbandbredden. Denna används av mottagaren dels för timing, dvs uppdelning i FPT-ramar, dels för estimering av kanalens överföringsfunktion. Hur justering av samplingsklocka och bärvågs- frekvens utförs har inte kunnat utrönas. I den slutliga DAB-specifika- tionen har chirp-ramen ersatts av en så kallad TFPC-signal (Time Frequency Phase Control) som används av mottagaren både för timing, frekvensjustering och för estimering av överföringsfunktionen. ~^q5n~ RBDoGöRELsE rön UPPFNNINGEN rmcmisicr Pnom-:iu I samband med överföring av digital programiriformation till mot- tagare föreligger behov att synkronisera informationen i mottagaren. I den digitala programöverföringen överförs mycket stora informations- mängder under begränsade tider. Vid programöverföring som inne- fattar bildinformation är denna information synnerligen hög. Syn- kronisering sker genom detektering av chirpsigrialens position. Man utnyttjar härvid en uppsättning korrelatorer. Antalet multiplikationer och additioner per tidsenhet är enormt vid utnyttjande av realtids- korrelation.In the first prototype for transmission and reception of DAB (Digital Audio Broadcasting), two sync frames were used. The first is called zero frame and contains nothing, which is used by the receiver partly for frame synchronization and partly for estimating interference in the channel. The second frame consists of a so-called cliirp or sine sweep signal which is a sine signal whose frequency changes linearly with time and which sweeps over the entire channel bandwidth. This is used by the receiver partly for timing, ie division into FPT frames, partly for estimating the channel's transmission function. It has not been possible to ascertain how the sampling clock and carrier frequency adjustment is performed. In the final DAB specification, the chirp frame has been replaced by a so-called TFPC signal (Time Frequency Phase Control) which is used by the receiver both for timing, frequency adjustment and for estimating the transmission function. THE INVENTION rmcmisicr Pnom-: iu In connection with the transmission of digital program reformation to a receiver, there is a need to synchronize the information in the receiver. In the digital program transmission, very large amounts of information are transmitted for a limited time. For program transmission that includes image information, this information is extremely high. Synchronization takes place by detecting the position of the chirpsigrial. A set of correlators is used. The number of multiplications and additions per unit time is enormous when using real-time correlation.

LÖSNINGEN Föreliggande uppfinning avser metod för synkronisering av sändare och mottagare i ett digitalt system. Information från sändaren överförs till mottagaren i ramar. Varje ram innefattar information som är av- sedd att mottas av vissa mottagare eller information som är avsedd att införas i bestämda positioner i mottagaren. Information som är avsedd att införas på bestämda positioner i mottagaren kan exempelvis vara bildinformation. Ett antal ramar sänds tillsammans i en så kallad superram. Varje superram inleds med åtminstone en synkroniserings- ram âtföljd av ett bestämt antal informationsbärande ramar. I uppfinningen utnyttjas en eller flera synkroniseringsramar med chirpsignal. Chirpsignalen är en sinussignal som ändras linjärt i tiden.THE SOLUTION The present invention relates to a method for synchronizing transmitters and receivers in a digital system. Information from the transmitter is transmitted to the receiver in frames. Each framework includes information that is intended to be received by certain recipients or information that is intended to be entered in specific positions in the recipient. Information that is intended to be entered at specific positions in the receiver can be, for example, image information. A number of frames are sent together in a so-called superframe. Each superframe begins with at least one synchronization frame followed by a certain number of information-bearing frames. In the invention one or more synchronizing frames with chirp signal are used. The chirp signal is a sine signal that changes linearly over time.

I en föredragen utföringsform utnyttjas två chirpsignaler som är varandras inverser enligt figur 2. I mottagaren jämförs de mottagna signalerna med en lagrad chirpsignal. Antalet lika bitar i den mottagna och de lagrade signalerna räknas. Synkronisering mellan mottagare och sändare föreligger när antalet lika bitar är nära noll eller nära N.In a preferred embodiment, two chirp signals are used which are inverse of each other according to Figure 2. In the receiver, the received signals are compared with a stored chirp signal. The number of equal bits in the received and stored signals is counted. Synchronization between receiver and transmitter exists when the number of equal bits is close to zero or close to N.

Antalet lilN/ 2 respektive OOOOÖC n C C ( I ,. 514 soaffljp. j! ( . < ett undre värde B uppdelats i.The number lilN / 2 and OOOOÖC n C C (I,. 514 soaf fl jp. J! (. <A lower value B is divided into.

I en vidareutveckling av uppfinningen jämförs antalet lika bitar med ett övre värde A>N/2 och ett undre värde B fördefinierade signalen detekterats när antalet lika bitar är större än A eller mindre än B. Chirpsigrialen är tidsmässigt i fas då utsignalen från en av korrelatorerna är nära noll eller nära antalet sampel i en korrelations-frekverxs. Korrelatorns utsignal genererar vidare en puls vilken indikerar en grov inställning av tiden. När sampelräknaren är nära det förväntade värdet och en ramräknare är lika med 1 har synkronisering i tiden erhållits.In a further development of the invention, the number of equal bits is compared with an upper value A> N / 2 and a lower value B predefined signal is detected when the number of equal bits is greater than A or less than B. The chirp signal is in phase when the output signal from one of the correlators is close to zero or close to the number of samples in a correlation frequency. The output signal of the correlator further generates a pulse which indicates a rough setting of the time. When the sample counter is close to the expected value and a frame counter is equal to 1, time synchronization has been obtained.

Det digitala system som utnyttjas är ett OFDM-system eller ett COFDM- system. Systemet är i första hand avsett för programöverföring.The digital system used is an OFDM system or a COFDM system. The system is primarily intended for software transfer.

Uppfinningen avser vidare en anordning för synkronisering av sändare och mottagare i ett digitalt system där informationen överförs i ramar. En sekvens av ramar bildar en superram och varje superram innefattas av 1 st informationsbärande ramar och åtminstone en syn- kroniseringsram. Synkroniseringsramen är tilldelad en fördefinierad signal. Mottagaren mottar en signal och delar upp denna i två kom- ponenter, i och q, som företrädesvis är fasförskjutna 90° i förhållande till varandra. I- respektive q-signalerna omvandlas till digitala ord som motsvarar varje ram. Ett antal dylika ord adderas till varandra och bil- dar nya digitala ord, decimering sker. De decimerade signalerna jäm- förs med en korrelationsreferens. När antalet lika bitar i korrelations- referensen och den mottagna signalen erhållits föreligger korrelation och signalen fördröjs en ram och adderas till sig själv. Den så erhållna signalen jämförs mot ett tröskelvärde. En kraftig korrelation i signalen är härvid detekterbar om chirpsigrialen detekterats. Den av I- och Q- signalerna som först detekteras utnyttjas härefter för uppdelning i ramar. flnofififl .-\ 514 eo9.U;w. ,_ ._a. 'crv FÖRDELAR Den föreslagna lösningen anger en metod som är enkel att införa i kommande digitala system och befintliga system. Uppfinningen anger en förenklad metod där endast teckenbitarna i korrelationsprocessorn räknas. Detta innebär att det stora antal multiplikationer och additíoner som normalt behöver göras i en realtidskorrelation rninskas drastiskt.The invention further relates to a device for synchronizing transmitters and receivers in a digital system where the information is transmitted in frames. A sequence of frames forms a superframe and each superframe is comprised of 1 information-bearing frames and at least one synchronization frame. The synchronization frame is assigned a predefined signal. The receiver receives a signal and divides it into two components, i and q, which are preferably phase-shifted 90 ° relative to each other. The I and q signals are converted into digital words corresponding to each frame. A number of such words are added to each other and form new digital words, decimation takes place. The decimated signals are compared with a correlation reference. When the number of equal bits in the correlation reference and the received signal is obtained, there is a correlation and the signal is delayed by one frame and added to itself. The signal thus obtained is compared against a threshold value. A strong correlation in the signal is detectable if the chirpsigrial has been detected. The one of the I and Q signals that is first detected is then used for division into frames. fl no fififl .- \ 514 eo9.U; w. , _ ._a. 'crv BENEFITS The proposed solution sets out a method that is easy to implement in future digital systems and existing systems. The invention provides a simplified method in which only the character bits in the correlation processor are counted. This means that the large number of multiplications and additions that normally need to be made in a real-time correlation is drastically reduced.

FIGURBESKRIVNING Figur 1 visar en första utföringsform av uppfinningen i blockschema- form.DESCRIPTION OF THE FIGURES Figure 1 shows a first embodiment of the invention in block diagram form.

Figur 2 visar en andra utföringsform där signalen uppdelats i en I- och en Q-signal före den binära korrelationen.Figure 2 shows a second embodiment where the signal is divided into an I and a Q signal before the binary correlation.

Figur 3 visar ytterligare en utföringsform där decimering införts.Figure 3 shows another embodiment where decimation has been introduced.

Figur 4 visar principen för decimering.Figure 4 shows the principle of decimation.

Figur 5 visar en superram med synkroniseringsramar och dataramar.Figure 5 shows a superframe with synchronization frames and data frames.

Dl-:TALJBRAD UrFöRnvGsroRM En signalsekvens utsänds från en sändare och mottas utav en mot- tagare. Signalsekvensen innefattar ett antal ramar som sammanställs till en superram. I början av varje superram är en eller flera synkroni- seringsramar anordnade. Åtminstone en av de nämnda synkroni- seringsramarna innehåller så kallade chirpsignaler. En chirpsignal är en sinussignal som ändras linjärt i tiden. För att detektera chirp- signalens position används en uppsättning korrelatorer. Auto- korrelationen för en chirpsignal har ett mycket skarpt maximum. lf. @ rrfórcfi <* ~ *' v :('“', x ° ' ' x < = f' t! < , l- . f i ( i .Dl-: WAIST SHEET PERFORMANCE ROOM A signal sequence is transmitted from a transmitter and received by a receiver. The signal sequence comprises a number of frames which are assembled into a superframe. At the beginning of each superframe, one or more synchronization frames are provided. At least one of the mentioned synchronization frames contains so-called chirp signals. A chirp signal is a sine signal that changes linearly over time. A set of correlators is used to detect the position of the chirp signal. The auto-correlation for a chirp signal has a very sharp maximum. lf. @ rrfórc fi <* ~ * 'v :(' “', x °' 'x <= f' t! <, l-. f i (i.

I mottagaren mottas chirpsignalens teckenbit och jämförs med en lagrad chirpsigrial. Signaler-na jämförs genom att processeras genom ett antal XNOR-grindar. Antalet lika bitar, dvs hamming-vikten av den resulterande vektorn, erhålles som utsignal från korrelatom.In the receiver, the sign bit of the chirp signal is received and compared with a stored chirp signal. The signals are compared by being processed through a number of XNOR gates. The number of equal bits, i.e. the hamming weight of the resulting vector, is obtained as an output signal from the correlator.

Två randomiserade okorrolerade vektorer av längden N är korrelerade och utsignalen från korrelatorn blir N/2 i medeltal. Om korrelations- koefficienten mellan vektorerna är 1 blir utsignalen N och när korre- lationskoefficienten är -1 blir utsignalen 0. Utsignalen från korrelatorn måste därför jämföras med två gränser. Den första gränsen A skall vara större än N/ 2 och den andra gränsen B skall vara mindre än N /2. Om utsignalen är större än A eller mindre än B har en chirpsignal detekterats.Two randomized uncorrelated vectors of length N are correlated and the output of the correlator is N / 2 on average. If the correlation coefficient between the vectors is 1, the output signal becomes N and when the correlation coefficient is -1, the output signal becomes 0. The output signal from the correlator must therefore be compared with two limits. The first limit A must be greater than N / 2 and the second limit B must be less than N / 2. If the output signal is greater than A or less than B, a chirp signal has been detected.

Initialt är chirpsignalens fas och frekvens okända och två korrelatorer används för att klara detta.Initially, the phase and frequency of the chirp signal are unknown and two correlators are used to cope with this.

Mottagna data korreleras kontinuerligt med den lagrade chirpsignalen, vilken är densamma för både upp och nedchirpar eftersom en real korrelation utförs. När den mottagna chirpsignalen är korrekt inställd är utsignalen från en av korrelatorerna antingen nära noll eller nära antalet sampler i korrelationsreferensen. Utsignalen från korrelatorn jämförs med två referenser och om ett värde utanför dessa referenser detekteras genereras en utsignal som indikerar en grovínställning av tiden. Om inget utvärde erhålles från korrelatorn ändras gränsema tills detektering uppkommer. Grovinställningsalgoritmen, som kon- trolleras av en signalprocessor förklaras i det följande: Iflockfrekvensuppskattrning 1. Ladda tröskelvärden i hårdvaran från signalprocessom. 2. Förinställ sampel genom ramräknare, nollställ ur synk-räknare och time-out-räknare. 3. Starta korrelationen. 4. Om chírpsignalen är detekterad gå till 6, annars gå till 5. n^OhF1 n 514 809 t'r.l7f .aqqq afi/vfl 5. Om tiden är mindre än time-out gå till 4 annars justera tröskel- värdet och gå till 1. 6. Öka sampel genom ramräknaren med 1 för en sampel. 7. Om chirpsignalen är detekterad gå till 10, annars gå till 8. 8. Om tiden är mindre än time-out gå till 9, annars justera tröskel- värden och gå till 2. 9. Öka sampel genom ramräknaren med 1, gå till 7. 10. Läs innehållet i sampel genom ramrälmarert 11. Uppskatta sampelklockfrekvensfelet och justera klockan NCO. 12. Om beräknat klockfrekvensfel är större än 8 gå till 2.Received data is continuously correlated with the stored chirp signal, which is the same for both up and down chirps because a real correlation is performed. When the received chirp signal is set correctly, the output of one of the correlators is either close to zero or close to the number of samples in the correlation reference. The output signal from the correlator is compared with two references and if a value outside these references is detected, an output signal is generated which indicates a coarse setting of the time. If no value is obtained from the correlator, the limits change until detection occurs. The coarse setting algorithm, which is controlled by a signal processor, is explained as follows: I fl frequency estimation 1. Load threshold values in the hardware from the signal processor. 2. Preset samples through frame counter, reset from sync counter and time-out counter. 3. Start the correlation. 4. If the chirp signal is detected go to 6, otherwise go to 5. n ^ OhF1 n 514 809 t'r.l7f .aqqq a fi / v fl 5. If the time is less than time-out go to 4 otherwise adjust the threshold value and go to 1. 6. Increase the sample through the frame counter by 1 for a sample. 7. If the chirp signal is detected go to 10, otherwise go to 8. 8. If the time is less than time-out go to 9, otherwise adjust the threshold values and go to 2. 9. Increase the sample through the frame counter by 1, go to 7. 10. Read the contents of the sample through the frame bracket 11. Estimate the sample clock frequency error and adjust the clock NCO. 12. If the calculated clock frequency error is greater than 8 go to 2.

Grovinställning av mottagarens FFT -fönster 1. Återställ sampel genom ramräknaren. 2. Om chirpsignalen detekterats gå till 3, annars gå till 2. 3. Sätt sampel genom ramräknaren samt nedströms dataflödet. 4. Om chirpsigrxalen detekterats gå till 5, annars gå till 4. 5. Överför innehållet i sampel genom ramräknaren till låsfunktionen och överför det till signalprocessorn och starta tidssynkroniserings- kontrollen i signalprocessorn, gå till 4.Rough setting of the receiver's FFT window 1. Reset the sample through the frame counter. 2. If the chirp signal is detected go to 3, otherwise go to 2. 3. Put samples through the frame counter and downstream of the data data fate. 4. If the chirpsigrxal is detected go to 5, otherwise go to 4. 5. Transfer the contents of the sample through the frame counter to the lock function and transfer it to the signal processor and start the time synchronization check in the signal processor, go to 4.

Tidssynkroniseringskontroll i TMS Om innehållet i sampelräknaren är nära det förväntade värdet och ramräknaren är lika med 1 är tidssystemet i synkronisering. Om sam- pel genom ramräknaren har ett värde utanför det förväntade området innebär detta att tidssynkroniseringen har förlorats och ny synkroni- sering är nödvändig. i 1. Om innehållet i sampelräknaren är korrekt gå till 1, annars gå till 2. 2. Öka ur synkroriiseringsräknaren i signalprocessorn 3. Om ur synkroniseringsräknaren är mindre än eller lika med ur synkroniseringsgränsen gå till 1, annars gå till 4. 4. Mottagaren är ur synkronisering genomför synkronisering.Time synchronization control in TMS If the content of the sample counter is close to the expected value and the frame counter is equal to 1, the time system is in synchronization. If samples through the frame counter have a value outside the expected range, this means that the time synchronization has been lost and a new synchronization is necessary. i 1. If the contents of the sample counter are correct go to 1, otherwise go to 2. 2. Increase from the synchronization counter in the signal processor 3. If from the synchronization counter is less than or equal to from the synchronization limit go to 1, otherwise go to 4. 4. The receiver is out of sync performs sync.

I figuren anger 1 frekvenskorrektion inklusive NCO, en numeriskt styrd oscillator. 2 och 3 är binära korrelatorer. 4 är en järnförare. 5 är en 514 eo9§ f. ( tillståndsmaskin. 6 och 7 är sampelräknare respektive ramräknare och 8 är låsfunktionen.In the figure, 1 indicates frequency correction including NCO, a numerically controlled oscillator. 2 and 3 are binary correlators. 4 is an iron driver. 5 is a 514 eo9§ f. (State machine. 6 and 7 are sample counters and frame counters respectively and 8 is the lock function.

I figur 2 och 3 inkommer signalen som uppdelas på en I- och Q-signal varefter dessa signaler digitaliseras. Enligt figur 2 sker därefter en frekvenskorrektion. I utföringsformen enligt figur 3 visas hur likspän- níngsnivån kan uppskattas genom användning av data i en nollram.Figures 2 and 3 show the signal which is divided into an I and Q signal, after which these signals are digitized. According to Figure 2, a frequency correction then takes place. The embodiment according to Figure 3 shows how the DC voltage level can be estimated by using data in a zero frame.

Nollramens komplexa data lagras i en FIFO (Först ln Först Ut) som är läsbar från signalprocessorn. Likspänningskomponenterna för den reala och imaginära delen beräknas separat.The complex data of the null frame is stored in a FIFO (First In First Out) that is readable by the signal processor. The DC components for the real and imaginary part are calculated separately.

DCrea1 = Z Real (mottagen signal) nollram DCimag = 2 Imag (mottagen signal) nollram Líkspänningsfelet antas ha en mycket låg frekvens varför det är viktigt att inte introducera extra brus genom att uppdatera likspärmingsvärdet för ofta eller plötsligt. Uppskattningarna från varje ram medelvärde- bildas därför över stort antal ramar innan de utnyttjas i hårdvaran.DCrea1 = Z Real (received signal) zero frame DCimag = 2 Imag (received signal) zero frame The DC fault is assumed to have a very low frequency, which is why it is important not to introduce extra noise by updating the DC value too often or suddenly. The estimates from each frame are therefore averaged over a large number of frames before they are used in the hardware.

Enligt figur 3 sker härefter en decimering av signalen. Decimering kan ske med olika faktorer, exempelvis faktorn 1, 2 eller 4. Vilken faktor som utnyttjas är emellertid inte avgörande för uppfinningen. I figur 4 visas principen för decimering med en faktor 4. I originalsekvensen sammanslås fyra sampel till ett sampel. Eftersom signalen är komplex adderas den reala och imaginära delen för sig. Decimeringsprocessen kan ses som en filtrering.According to Figure 3, the signal is then decimated. Decimation can take place with various factors, for example factor 1, 2 or 4. However, which factor is used is not decisive for the invention. Figure 4 shows the principle of decimation by a factor of 4. In the original sequence, four samples are merged into one sample. Since the signal is complex, the real and imaginary part are added separately. The decimation process can be seen as a filtering.

EFT-fönstret i mottagaren skall positioneras så att den är i fas med sändarens EFT-fönster. Denna justering skall göras före mottagarens FFI' (Fast Fourier Transformering). Ett sätt att göra detta som utnyttjar signalens hela energi i en av ramarna är att korrelera den mottagna signalen mot en lokalt lagrad chirpsigrial. : ~ t < - < x I 514 809 K-l Real íCc (flll = Z Sign [Real {Ct (k) l l * 51811 (Real {Cr (1<+fi) } l och K-1 Imag {Cc (n)} = 2 Sign [Real {Ct (1<) }1* Sign [Imag {Cr (1<+I1) } 1 =0 där Ct = lokalt lagrad chirpsignal C; = mottagen chirpsignal CC = utsig-nal från korrelatorn.The EFT window in the receiver must be positioned so that it is in phase with the transmitter's EFT window. This adjustment must be made before the receiver's FFI '(Fast Fourier Transformation). One way to do this that utilizes the full energy of the signal in one of the frames is to correlate the received signal with a locally stored chirpsigrial. : ~ t <- <x I 514 809 Kl Real íCc (fl ll = Z Sign [Real {Ct (k) ll * 51811 (Real {Cr (1 <+ fi)} l och K-1 Imag {Cc (n) } = 2 Sign [Real {Ct (1 <)} 1 * Sign [Imag {Cr (1 <+ I1)} 1 = 0 where Ct = locally stored chirp signal C; = received chirp signal CC = output signal from the correlator.

Sekvenserna Ct och C; kan decimeras enligt den tidigare beskriv- ningen eftersom det inte är möjligt att införa en korrelator med fulla 16K längd. Ytterligare förenklingar erhålles genom att enbart använda teckenbiten vid korrelationen. Utsignalen från korrelatorn är därför hammingavståndet mellan teckenbiten för den lagrade och mottagna chirpsignalen. I decimering med två eller fyra används endast den centrala delen av chirpsignalen i den utnyttjade referenschirpsignalen.Sequences Ct and C; can be decimated according to the previous description because it is not possible to introduce a correlator with full 16K length. Further simplifications are obtained by using only the character bit in the correlation. The output of the correlator is therefore the hamming distance between the character bit of the stored and received chirp signal. In decimation with two or four, only the central part of the chirp signal in the utilized reference sharp signal is used.

Korrelationsspiken är mycket smal och signalenergin i korrelatom är koncentrerad i denna puls. Immuniteten mot interferens är därför stor. Algoritnien bryter ihop när interferensen är så stark att den påverkar teckenbiten signifikant, dvs när signal och interferenssígnal är lika starka.The correlation spike is very narrow and the signal energy in the correlator is concentrated in this pulse. The immunity to interference is therefore high. The algorithm breaks down when the interference is so strong that it significantly affects the character bit, ie when the signal and interference signal are equally strong.

Sampelldockfrekvensen uppskattas genom att observera tiden mellan korrelationsspikar i ett antal cykler i samplingsklockan. Signalen observeras efter bärvågskompensation. Det är känt hur många klock- cykler det skall vara i en superram. När två eller flera korrelations- spikar mottagits kan frekvensfelet i samplingsklockan uppskattas. Det observerade antalet klockcykler mellan korrelationsspikarna betecknas tíilbow; e < ic »_ :z Ltf: ç .gg <ç i (-. _* r , r x; ' w (- _ :rf- t < < < c r < C ' n; och det förväntade antalet klockcykler betecknas ng. Klock- frekvensen i mottagarens numeriskt styrda oscillator, NCO, är känd med en säkerhet på i lppm och betecknas fg. Ifiockfrekvensfelet Afdk kan beräknas som Afdk = fg (1-n1-/n0) Observationsintervallet för n;- kan sträcka sig över mer än en superram.The sample dock frequency is estimated by observing the time between correlation spikes in a number of cycles in the sampling clock. The signal is observed after carrier compensation. It is known how many clock cycles there should be in a super frame. When two or more correlation spikes have been received, the frequency error in the sampling clock can be estimated. The observed number of clock cycles between the correlation spikes is denoted tíilbow; e <ic »_: z Ltf: ç .gg <ç i (-. _ * r, rx; 'w (- _: rf- t <<<cr <C' n; and the expected number of clock cycles is denoted ng. The clock frequency of the receiver's numerically controlled oscillator, NCO, is known with a fuse of i lppm and is denoted fg. In the fi also frequency error Afdk can be calculated as Afdk = fg (1-n1- / n0) The observation interval for n; - can extend over more than a super frame.

Enligt figur 3 sker vidare en fördröjning av den korrelerade signalen med en ram. Den fördröjda ramen adderas till den ofördröjda ramen och jämförs mot ett tröskelvärde. Den av signalerna som först upp- fyller tröskelvärdet utväljes därefter. Uppdelning sker därefter i ramar.According to Figure 3, the correlated signal is further delayed by one frame. The delayed frame is added to the undelayed frame and compared to a threshold value. The signal that first meets the threshold value is then selected. The division then takes place in frames.

Uppfinningen är inte begränsad till den i ovan så som exempel visade utföringsformen utan kan underkastas modifikationer inom ramen för efterföljande patentkrav och uppfinningstarmke.The invention is not limited to the embodiment shown above by way of example, but may be subject to modifications within the scope of the appended claims and inventive claims.

Claims (11)

4 çrx x: < 4 4: .l, 1. \( 51 f; '.-. .«' c' -' \~ ' < ( . . .- :t ~ =<_ g l l - ' PATENTKRAV4 çrx x: <4 4: .l, 1. \ (51 f; '.-.. «' C '-' \ ~ '<(.. .-: t ~ = <_ g l l -' PATENTKRAV 1. Metod för synkronisering av sändare och mottagare i ett digitalt system där information överförs i ramar, och ett antal ramar bildar superramar, och vissa ramar är informationsbärande och resterande ramar, í superramen, är synkroniseringsramar, och minst en synkroniseringsram tilldelas en fördefinierad signal, k ä n n e t e c k n a d av att en signal mottas och jämförs med en lagrad signal, att den mottagna och den lagrade signalen omvandlas till binära ord, att antalet binära ord är N st, att minst en bit i respektive ord jämförs, att antalet lika bitar räknas och att synkronisering föreligger när antalet lika bitar är större än ett övre tröskelvärde A, eller mindre än ett undre tröskelvärde B, att antalet binära ord i varje ram decimeras genom binär addition av respektive ramars binära ord, och att decimering företrädesvis sker med faktorerna 1, 2 eller 4.Method for synchronizing transmitters and receivers in a digital system where information is transmitted in frames, and a number of frames form superframes, and some frames are information-bearing and remaining frames, in the superframe, are synchronization frames, and at least one synchronization frame is assigned a predefined signal, characterized in that a signal is received and compared with a stored signal, that the received and stored signals are converted into binary words, that the number of binary words is N, that at least one bit in each word is compared, that the number of equal bits is counted and that synchronization exists when the number of equal bits is greater than an upper threshold value A, or less than a lower threshold value B, that the number of binary words in each frame is decimated by binary addition of the binary words of the respective frames, and that decimation preferably takes place by factors 1, 2 or 4. 2. Metod enligt patentkrav 1, k ä n ne t e c k n a d av att antalet lika bitar jämförs med ett övre värde, A>N/ 2 och att ett undre värde BMethod according to claim 1, characterized in that the number of equal bits is compared with an upper value, A> N / 2 and that a lower value B 3. Metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att signalen uppdelas i tvâ komponenter, I och Q, som är fasförskjutna 90° till varandra.Method according to one of the preceding claims, characterized in that the signal is divided into two components, I and Q, which are phase-shifted 90 ° to one another. 4. Metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att synkronisering föreligger när antingen I eller Q eller bådadera indikerar synkronitet.Method according to one of the preceding claims, characterized in that synchronization exists when either I or Q or both indicate synchronism. 5. Metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att två korrelatorer utnyttjas för jämförelsen av I- respektive Q-signalen.Method according to one of the preceding claims, characterized in that two correlators are used for the comparison of the I and Q signals, respectively. 6. Metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att den fördefinierade signalen är en chirpsignal. .-.s~<-j«\f« ^'1'\.^ »AAA 17-705” -v~ß f .,A»c,1f 514 809~.:sm 13k»Method according to one of the preceding claims, characterized in that the predefined signal is a chirp signal. .-. s ~ <-j «\ f« ^ '1' \. ^ »AAA 17-705” -v ~ ß f., A »c, 1f 514 809 ~.: sm 13k» 7. Metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att chirpsignalen införs i två synkroniseringsramar, varvid chirpsignalernas imaginärvärden i de bägge synkroniseringsramarna har motsatt tecken i förhållande till varandra.Method according to one of the preceding claims, characterized in that the chirp signal is introduced in two synchronization frames, the imaginary values of the chirp signals in the two synchronization frames having opposite signs in relation to each other. 8. Metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e te c k n a d av att den mottagna signalen absolutvärdena av korrelationerna fördröjs en ram och adderas till absolutvärdena av korrelationssignalerna, och att en kraftigare korrelation erhålles när chirpsignalen detekteras vid korrelation.Method according to one of the preceding claims, characterized in that the received signal absolute values of the correlations are delayed by one frame and added to the absolute values of the correlation signals, and that a stronger correlation is obtained when the chirp signal is detected in correlation. 9. Anordning för synkronisering av sändare och mottagare i ett digitalt system, där information överförs i ramar, där en sekvens av ramarna bildar en superram, och varje superram innefattar ett antal informationsbärande ramar och åtminstone en synkroniseringsram, och åtminstone en synkroniseringsram är tilldelad en fördefinierad signal, k ä n n e t e c k n a d av att mottagaren är anordnad att digitalisera den fördefinierade signalen och en mottagen signal, varvid vardera signalen omvandlas till N st binära ord bestående av en eller flera bitar, och att mottagaren är anordnad att räkna antalet lika bitar i den mottagna signalen och den fördefinierade signalen, samt att mottagaren är synkroniserad när antalet lika ord är nära noll eller större än ett övre tröskelvärde A, eller mindre än ett undre tröskelvärde B, att mottagaren är anordnad att decirnera antalet binära ord i varje ram genom addition av respektive ramars binära ord, och att decimeringen företrädesvis är utförd med faktorerna 1, 2 eller 4.A device for synchronizing transmitters and receivers in a digital system, wherein information is transmitted in frames, wherein a sequence of the frames forms a superframe, and each superframe comprises a number of information-bearing frames and at least one synchronization frame, and at least one synchronization frame is assigned a predefined signal, characterized in that the receiver is arranged to digitize the predefined signal and a received signal, each signal being converted into N binary words consisting of one or more bits, and that the receiver is arranged to count the number of equal bits in the received signal and the predefined signal, and that the receiver is synchronized when the number of equal words is close to zero or greater than an upper threshold value A, or less than a lower threshold value B, that the receiver is arranged to decipher the number of binary words in each frame by adding the respective frames binary words, and that the decimation is preferably performed with factors na 1, 2 or 4. 10. Anordning enligt patentkrav 10, k ä n n e t e c k n a d av att mottagaren är anordnad att dela upp den mottagna signalen i två, i förhållande till varandra 90° fasförskjutna, komponenter I och Q, och att ett antal binära ord i den digitaliserade mottagna signalen adderas till varandra varvid ett nytt digitalt ord är bildbart och jämförbart med ett digitalt ord som bildats av mottagaren ur den fördefinierade signalen. 514 809 :_ y ti: < f, p, f r » n » _ IQ., -- ~:,< f r _ _ a - 't < t r - L x ~ ' * * l k. - _ . Vf > fDevice according to claim 10, characterized in that the receiver is arranged to divide the received signal into two components, I and Q, which are 90 ° phase-shifted relative to each other, and that a number of binary words in the digitized received signal are added to each other wherein a new digital word is imaginable and comparable to a digital word formed by the receiver from the predefined signal. 514 809: _ y ti: <f, p, f r »n» _ IQ., - ~:, <f r _ _ a - 't <t r - L x ~' * * l k. - _. Vf> f 11. Anordning enligt patentkrav 10 eller 11, k ä n n e t e c k n a d av att anordningen är anordnad att addera en ram fördröjd version av korrelätionsutsignal till korrelatorns utsignal, och att en av anordningen utförd jämförelse av det erhållna värdet mot ett tröskelvärde indikerar huruvida synkronism föreligger eller ej, samt att mottagaren vid indikerad synkronisering är anordnad att dela upp den mottagna signalen i sekvenser motsvarande ramarna.Device according to claim 10 or 11, characterized in that the device is arranged to add a frame delayed version of correlation output signal to the output signal of the correlator, and that a comparison of the value obtained against a threshold value performed by the device indicates whether synchronism exists or not, and that in the case of indicated synchronization, the receiver is arranged to divide the received signal into sequences corresponding to the frames.
SE9402464A 1994-07-13 1994-07-13 Method and apparatus for synchronizing transmitters and receivers in digital system SE514809C2 (en)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE9402464A SE514809C2 (en) 1994-07-13 1994-07-13 Method and apparatus for synchronizing transmitters and receivers in digital system
JP8504933A JPH10505471A (en) 1994-07-13 1995-06-22 Method and apparatus for synchronizing transmitter and receiver in digital system
KR1019970700122A KR970705262A (en) 1994-07-13 1995-06-22 METHOD AND DEVICE FOR SYNCHRONIZATION OF TRANSMITTER AND RECEIVER IN A DIGITAL SYSTEM -
AU29944/95A AU2994495A (en) 1994-07-13 1995-06-22 Method and device for synchronization of transmitter and receiver in a digital system
PCT/SE1995/000771 WO1996002990A2 (en) 1994-07-13 1995-06-22 Method and device for synchronization of transmitter and receiver in a digital system
CN95194104A CN1152982A (en) 1994-07-13 1995-06-22 Method and device for synchronization of transmitter and receiver in a digital system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE9402464A SE514809C2 (en) 1994-07-13 1994-07-13 Method and apparatus for synchronizing transmitters and receivers in digital system

Publications (3)

Publication Number Publication Date
SE9402464D0 SE9402464D0 (en) 1994-07-13
SE9402464L SE9402464L (en) 1996-01-14
SE514809C2 true SE514809C2 (en) 2001-04-30

Family

ID=20394713

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SE9402464A SE514809C2 (en) 1994-07-13 1994-07-13 Method and apparatus for synchronizing transmitters and receivers in digital system

Country Status (6)

Country Link
JP (1) JPH10505471A (en)
KR (1) KR970705262A (en)
CN (1) CN1152982A (en)
AU (1) AU2994495A (en)
SE (1) SE514809C2 (en)
WO (1) WO1996002990A2 (en)

Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE514986C2 (en) * 1995-03-01 2001-05-28 Telia Ab Method and device for synchronization with OFDM systems
US6151374A (en) * 1996-03-04 2000-11-21 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Synchronizing signal detecting apparatus
EP0822682A1 (en) * 1996-07-05 1998-02-04 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Method for the frequency correction of multicarrier signals and related apparatus
ATE249118T1 (en) * 1996-09-02 2003-09-15 St Microelectronics Nv IMPROVEMENTS IN, OR RELATING TO, MULTI-CARrier TRANSMISSION SYSTEMS
KR100221336B1 (en) * 1996-12-28 1999-09-15 전주범 Frame harmonic apparatus and method of multi-receiver system
JPH10209998A (en) * 1997-01-20 1998-08-07 Sony Corp Demodulation device
KR100248652B1 (en) * 1997-03-31 2000-03-15 전주범 A circuit for transforming of phase signal in ofdm receiving system
DE19718492A1 (en) * 1997-05-02 1998-11-05 Bosch Gmbh Robert Method for the transmission of data using a multi-carrier transmission method
GB9709063D0 (en) * 1997-05-02 1997-06-25 British Broadcasting Corp Improvements to OFDM symbol synchronization
FR2765058B1 (en) * 1997-06-24 2000-09-01 Thomson Csf METHOD AND DEVICE FOR FREQUENTIAL CORRECTION IN VARIABLE CARRIER FREQUENCY MODULATION AND SEVERAL SUB-CARRIERS
GB2332603B (en) * 1997-12-22 2000-07-19 Lsi Logic Corp Improvements relating to multidirectional communication systems
US6396866B1 (en) * 1998-05-01 2002-05-28 Trw Inc. Symmetric chirp communications acquisition method and apparatus
US6304619B1 (en) * 1998-07-01 2001-10-16 Zenith Electronics Corporation Receiver synchronizer
JP2000115263A (en) 1998-09-30 2000-04-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd Digital broadcast demodulator
US7245930B1 (en) * 1998-11-24 2007-07-17 Hughes Network Systems, Llc Acquisition mechanism for a mobile satellite system
WO2000031899A1 (en) * 1998-11-24 2000-06-02 Hughes Electronics Corporation Synchronization in mobile satellite systems using dual-chirp waveform
EP1011234A1 (en) * 1998-12-18 2000-06-21 Sony International (Europe) GmbH Synchronisation of a RF receiver using chirp signals with a passive correlator
DE19914600A1 (en) * 1999-03-30 2000-10-05 Bosch Gmbh Robert Synchronization method for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) radio receivers by inserting symbol sequence in data stream
EP1073241A3 (en) * 1999-07-29 2006-05-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Symbol synchronisation in multicarrier transmission
US6628697B1 (en) * 1999-10-21 2003-09-30 Cisco Technology, Inc. Subscriber unit ranging in a point to multipoint system
US7177343B1 (en) * 2000-05-17 2007-02-13 Zenith Electronics Corporation Compound chirp and synchronizer for using same
EP1542418A1 (en) * 2003-12-10 2005-06-15 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Wireless multicarrier system with subcarriers reserved for communication between unsynchronized nodes
CN100440875C (en) * 2004-05-13 2008-12-03 中兴通讯股份有限公司 A baseband data transmission apparatus and frame synchronization method thereof
US7756005B2 (en) * 2005-03-11 2010-07-13 Qualcomm Incorporated Coarse timing/frame acquisition of OFDM system using time division multiplexed pilot symbol
CN101166186A (en) * 2006-10-20 2008-04-23 鲍东山 Construction method for physical layer frame of OFDM WLAN and its response method
US20080273643A1 (en) * 2007-05-04 2008-11-06 Legend Silicon Corp. Apparatus and method of exact time framing in a dmb-th transmitter
CN101146072B (en) * 2007-10-26 2010-09-22 上海大学 Ultra-narrow bandwidth communication method with highly-low linear frequency modulation key control modulation
CN101267424B (en) * 2008-02-26 2011-08-31 上海大学 Ultra-broadband wireless communication modulation method based on scanning frequency pulse
CN101841499B (en) * 2009-03-18 2012-10-31 扬智科技股份有限公司 Transmission parameter signaling module and transmission parameter signaling decoding method
CN101635699B (en) * 2009-08-24 2012-12-26 清华大学 Sending and transmitting method of OFDM system for digital frequency modulation broadcast
EP2645576A1 (en) * 2012-03-30 2013-10-02 Astrium Limited Mitigating a phase anomaly in an analogue-to-digital converter output signal
JP6095165B2 (en) * 2013-05-14 2017-03-15 株式会社日立国際電気 Synchronization method and synchronization apparatus
CN104618012A (en) * 2015-01-23 2015-05-13 国网四川省电力公司信息通信公司 Device and method for generating spectrum amplitude code mark and measuring bit error rate
WO2018207359A1 (en) * 2017-05-12 2018-11-15 三菱電機株式会社 Wireless communication device, transmission method and reception method
WO2020093068A1 (en) * 2018-11-03 2020-05-07 The Research Foundation For The State University Of New York Systems and methods for identifying electronic devices
JP2023064016A (en) * 2021-10-25 2023-05-10 公立大学法人公立諏訪東京理科大学 Wireless transmitting method, wireless transmitting device, wireless receiving method, wireless receiving device, and wireless communication method
CN114488874B (en) * 2021-12-24 2023-09-26 上海磐启微电子有限公司 Sampling synchronization method and system for linear frequency modulation signals

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3201934A1 (en) * 1982-01-22 1983-08-04 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt SYSTEM FOR TRANSMITTING DIGITAL INFORMATION SIGNALS
DE4128713A1 (en) * 1991-08-29 1993-03-04 Daimler Benz Ag METHOD AND ARRANGEMENT FOR MEASURING THE CARRIER FREQUENCY STORAGE IN A MULTI-CHANNEL TRANSMISSION SYSTEM

Also Published As

Publication number Publication date
JPH10505471A (en) 1998-05-26
CN1152982A (en) 1997-06-25
AU2994495A (en) 1996-02-16
WO1996002990A2 (en) 1996-02-01
SE9402464L (en) 1996-01-14
WO1996002990A3 (en) 1996-03-14
SE9402464D0 (en) 1994-07-13
KR970705262A (en) 1997-09-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
SE514809C2 (en) Method and apparatus for synchronizing transmitters and receivers in digital system
CN101295999B (en) Detection method for accidental precursor access
CN102780673B (en) Detect for the timing acquisition of OFDM transmission and pattern and protection
JP2002505551A (en) OFDM receiving system
US20040228270A1 (en) Method of processing an OFDM signal and OFDM receiver using the same
US7283598B2 (en) OFDM receiver apparatus
CN1170486A (en) Method at OFDM-reception for correction of frequency, time window, sampling clock, and slow phase variation
CN1211943C (en) Method for frequency offset estimation in a direct sequence spread spectrum communications receiver
US7551692B2 (en) Frequency recovery apparatus and method for use in digital broadcast receiver
US20050084023A1 (en) Method for the frequency and time synchronization of an odm receiver
CN107070833B (en) Detection method and synchronization method for synchronization signal with symmetry and terminal
EP1469647A1 (en) OFDM symbol synchronisation
EP1441463A1 (en) A method and device for carrier frequency synchronization
US7792202B2 (en) Apparatus and method for estimating timing offset of OFDM symbol, and method of recovering symbol timing of OFDM symbol
WO2018188659A1 (en) Signal synchronization method and apparatus
CN101621493B (en) Decision method for estimating frequency deviation of OFDM
US7764751B1 (en) Fine synchronization of a signal in the presence of time shift caused by doppler estimation error
JP2001094531A (en) Method for generating synchronizing pulses representing symbol border of ofdm signal and method for receiving ofdm signal
CN109633709B (en) Practical and efficient frequency offset estimation method in satellite communication system
CN1956435B (en) Apparatus and method for detecting transmission mode of broadcast signal
CN110445740A (en) Frequency deviation estimating method and system based on repetitive sequence
EP1633097B1 (en) Synchronisation in a receiver
CN108900452A (en) Reduce the synchronization detecting method of frequency window
CN101667990A (en) OFDM frequency offset joint estimation method
KR20070081982A (en) Method and apparatus for detecting frequency offset in orthogonal frequency division multiple system

Legal Events

Date Code Title Description
NUG Patent has lapsed

Ref document number: 9402464-3

Format of ref document f/p: F