SE510033C2 - Förfarande och anordning för kraftmatning av en magnetron från en växelspänningskälla. - Google Patents

Description

510 lO oss 2 hur kraftmatningen påverkas eller styrs som följd av dessa ändrade förhållanden, kan den tillförda anodspän- ningen och/eller den tillförda anodströmmen variera kraftigt.

En känd teknik för reglering av matningen till magnetronen bygger på principen att anodströmmen regleras under antagandet att anodspänningen är eller hålls rela- tivt konstant.

Ett exempel på detta visas i Fig 2, där en magnetron som innefattar ett första; likriktande steg och ett andra, högspänningsalstrande steg matar en magnetron, varvid strömmen avkännes strax före magnetronen och högspänningsalstringen regleras i beroende därav.

Det har lagts ned mycket möda på att finna en bra metod för stabilisering av magnetronens effekt, men på grund av problemets komplexitet har framgångarna varit begränsade. f Det föreligger således ett behov av förbättrade möjligheter att reglera kraftmatningen till en magnetron, speciellt vid tillämpningar med svåra lastförhållanden, såsom mikrovågsdrivna plasmalampor. Ändamål med uppfinningen Ett ändamål med uppfinningen är att åstadkomma stabilare drift av magnetroner, speciellt vid svåra lastförhållanden.

Ett ytterligare ändamål med uppfinningen är att åstadkomma noggrannare styrning av kraftmatningen till en magnetron.

Ett ytterligare ändamål är att åstadkomma en kraft- matning som uppvisar mycket små förluster.

Sammanfattning av uppfinningen Ovan nämnda och andra ändamål uppnås medelst ett förfarande och en anordning som uppvisar de särdrag som anges i de bifogade patentkraven. '25 510 Enligt en aspekt på uppfinningen åstadkommes således kraftmatning till en magnetron från en växelspännings- källa. Kraftmatningen innefattar likriktning av växel- spänningen från växelspänningskällan till en likriktad spänning som därefter omvandlas till en likriktad högspänning för drift av nämnda magnetron. Vidare regleras den till denna omvandling tillförda effekten i beroende av en avkänd rådande effekt.

Uppfinningen baseras således insikten om det fördelaktiga i att reglera effekten i ett steg som föregår omvandlingen från likriktad làgspänning till likriktad högspänning. Eftersom effektregleringen utförs före denna omvandling, behöver omvandlingen i sig ej innefatta effektreglerande element, vilket medför att omvandlingens verkningsgrad kan förbättras avsevärt.

Uppfinnarna har således insett att inverkan av såväl belastningvariationer, nätmatningsstörningar, temperatur- påverkan och liknande faktorer på magnetronens arbete kan minskas genom att man hela tiden säkerställer att den effekt som erhålles från ett inledande effektmatningssteg är konstant.

Det föredras således att den avkända rådande effekten jämförs med en inställd önskad effekt och att den till nämnda omvandling tillförda effekten således regleras så att den avkända rådande effekten hålls väsentligen konstant lika med den önskade effekten.

Istället för att enbart utnyttja ett strömvärde eller spänningsvärde som återkoppling för reglering av mätningen har uppfinnarna insett att avsevärd ökad kontroll/styrning av magnetronens arbete uppnås först när man baserar effektregleringen pà ett ”sant” effektvärde.

Vidare har uppfinnarna insett fördelen med att denna effektreglering sker i beroende av en effekt som avkännes i anslutning till den inledande likriktningen och i vart fall före omvandlingen till högspänning.

För att undvika att behöva hämta information om rådande effektnivå från det högspänningsgenererande 510 steget eller närmare magnetronen, där de höga spännings- nivåerna försvårar avkänning av ett ”sant” effektvärde, föredras att effekten avkännes före nämnda omvandling.

Beroende på att såväl effektavkänning som effekt- reglering i beroende därav för konstanthållning av effekten utförs före omvandlingen från likriktad låg- spänning till likriktad högspänning, kan denna omvandling som nämnts utformas utan ingående reglerande eller åter- kopplande element, dvs omvandlingen kan ges en optimal utformning med mycket låga förluster. Detta innebär att man i själva verket har mycket god kontroll över effekt- förlusterna i omvandlingssteget¿ Genom att styra effekten före ett optimerat omvandlingšteg behöver man ej känna till de specifika förhållandena närmare magnetronen, då dessa i princip följer direkt av den styrda/reglerade effekten.

Enligt en föredragen utföringsform av föreliggande som avges från nämnda växelspänningskälla till att vara sinusformad, eller att och/eller att uppfinning regleras även den ström ha samma kurvform som växelspänningen, väsentligen ligga i fas med växelspänningen. Kraftaggre- gatet får därmed en mycket hög effektfaktor och man säkerställer att inga övertoner till nätfrekvensen passerar tillbaka ut på det allmänna elnätet.

Det har visat sig att denna reglering av strömmen och samma Enligt och regleringen av effekten kan integreras i en enhet/funktion på ett mycket fördelaktigt sätt. ännu en utföringsform av uppfinningen innefattar regle- ringen således högfrekvensswitchning av den likriktade signalen för utmatning av en reglerad, konstanthållen och effektfaktorstyrd effekt.

Med fördel avkännes en rådande ström och en rådande spänning som tillsammans ger nämnda rådande effekt. Dessa rådande ström- och spänningsvärden kan då utnyttjas för åstadkommande av såväl effektreglering som strömreglering enligt ovan. i 510 1135 Enligt en speciellt föredragen utföringsform av uppfinningen utnyttjas således den uppmätta strömmen och spänningen i en behandlingsoperation, varvid man bildar kvoten mellan den önskade effekten och medelvärdet av den rådande spänningen, vilket ger ett värde på det momentana önskade medelvärdet av strömmen. Detta önskade medelvärde skalas därefter med kvoten mellan den rådande spänningen och medelvärdet av den rådande spänningen, vilken ger spänningens fasfaktor, för åstadkommande av ett momentant önskat strömvärde.

Utgående från behandlingen ovan, eller liknande operationer som ger ett önskat strömvärde, sker regle- ringen genom att det önskade štrömvärdet relateras till den rådande strömmen. Strömmen och spänningen regleras därefter så att dels effekten hålls konstant, dels strömmen ökas eller minskas beroende på denna relation.

Som nämnts ovan uppvisar uppfinningen denfstora fördelen att det omvandlande steget kan utformas att ha hög verkningsgrad. Enligt en föredragen utföringsform åstadkommes omvandlingen från likriktad lågspänning till likriktad högspänning genom att den likriktade spänningen växelriktas med relativt hög frekvens, varefter den växelriktade spänningen transformeras till en högspänd växelspänning som till sist likriktas till nämnda lik- riktade högspänning för drift av magnetronen.

Eftersom dessa steg saknar styrning, reglering, återkoppling eller liknande, kan ingående kretsar'och funktioner på ett mycket fördelaktigt sätt avstämmas så att varje växelriktande omkoppling sker vid en strömnoll- genomgång och således väsentligen utan förluster. Växel- riktning utförs med fördel medelst två transistorer som är aktiva växelvis för åstadkommande av den generellt pulsformade, växelriktade spänningen. Eftersom växelrikt- ningens frekvens eller till-från-förhållande inte behöver varieras för reglering av matningen, eftersom denna reglering redan åstadkommits i ett föregående steg, kan det växelriktande arbete som utförs av transistorerna ske 510 oss i 6 vid en intermittensfaktor på 1, vilket möjliggör nämnda avstämning, vilket i sin tur medger omkoppling vid ström- nollgenomgångar. Detta utgör av de främsta faktorerna som bidrar till den höga verkningsgraden.

Ytterligare fördelar med, aspekter på och egenskaper hos föreliggande uppfinning kommer att framgå tydligare av beskrivningen nedan§ Kortfattad beskrivning av ritningarna Uppfinningen kommer nu att beskrivas i form av exemplifierande utföringsformer, vilka ges med hänvisning till de bifogade ritningarna, på vilka: Fig l schematiskt visar ett typiskt förhållande mellan anodspänning och anodström för en magnetron; Fig 2 visar ett blockschema över ett kraftaggregat enligt som uppvisar reglering enligt känd teknik; Fig 3 schematiskt visar ett blockschema över ett kraftaggregat enligt en första utföringsform av före- liggande uppfinning; Fig 4 schematiskt visar ett blockschema över ett kraftaggregat enligt en andra utföringsform av före- liggande uppfinning; Fig 5 schematiskt visar ett blockschema över ett kraftaggregat enligt en tredje utföringsform av före- liggande uppfinning; Fig 6 schematiskt visar ett blockschema över ett kraftaggregat enligt en fjärde utföringsform av före- liggande uppfinning; Fig 7 schematiskt visar en konkretiserad utförings- form av en anordning enligt föreliggande uppfinning; Fig 8a till 8e schematiskt visar signalkurvor som förekommer hos kretsen i Fig 7; Fig 8e schematiskt visar ett förenklat principschema över i kretsen i Fig 7 ingående element; och Fig 8f och 8g schematiskt visar signalkurvor som förekommer hos kretsen i Fig 8e. 7 51 01 0133 Detaljerad beskrivning av föredragna utföringsformer I Pig 1 visas ett schematiskt diagram över ett typiskt förhållande mellan magnetronens anodspänning U och anodström I. Med undantag för extremt små strömmar uppvisar magnetronen en relativt låg dynamisk impedans.

I Fig 2 visas schematiskt ett blockschema över ett exempel på ett känt kraftaggregat för magnetroner, vilket innefattar ett likriktande steg 1, som likriktar växel- spänningen fràn en växelspänningskälla till en likriktad spänning, och ett spänningsomvandlande steg 2, som omvandlar den likriktade spänningen till en likriktad högspänning för matning av en magnetron 3. I det kända aggregatet sker en återkoppling av anodströmmen till en reglering som är införlivad i det spänningsomvandlande steget 2.

Fig 3 visar schematiskt ett blockschema över ett kraftaggregat enligt en första utföringsform av före- liggande uppfinning. I Fig 3 är ett effektreglerande steg 4, 5 anordnat mellan det likriktande steget 1 och det spänningsomvandlande steget 2. Det effektreglerande steget 4, 5 avkänner effekten på den spänning som tillförs det omvandlande steget 2, jämför detta med en inställd önskad effekt Pset och reglerar fortlöpande effekten i beroende därav. I och med det varken finns någon återkoppling eller reglering i steg 2, kan det omvandlande steget utformas till att ha en optimalt hög verkningsgrad, såsom kommer att beskrivas mer ingående nedan.

I Fig 4 visas ett blockschema över ett kraftaggregat enligt en andra utföringsform av uppfinningen. Kraftagg- regatet i Fig 4 innefattar ett första likriktande steg 11, ett effektreglerande steg 12, frekvensswitchat, växelriktande steg 14, ett företrädesvis hög- ett upptransfor- meringssteg 15 och ett andra likriktande steg 16, samt själva magnetronen 17. Ett avkännande/reglerande steg 13 avkänner den effekt som tillförs det växelriktande steget 14 och styr det effektreglerande steget 12 så att denna effekt blir lika med Pset, dvs så att den effekt som matas till det efterföljande steget 14 hålls konstant.

Eftersom stegen 14, 15 och 16 saknar styrning, reglering, återkoppling eller liknande, är dessa steg avstämda så att varje växelriktande omkoppling sker vid en strömnollgenomgång och således väsentligen utan förluster. Växelriktning i steg 14 åstadkommes medelst två transistorer som arbetar växelvis. Eftersom effekt- reglering redan åstadkommits i steg 12, 13, kan transis- torerna i steg 14 arbeta vid en intermittensfaktor på 1.

Förekommande induktanser och kapacitanser i de tre kretsarna är dimensionerade till att ha en resonansfrek- vens som har ett förhållande,'vanligen lika med 1/1, till switchfrekvensen i steg 14, vilket möjliggör nämnda avstämning med omkoppling i strömnollgenomgångar.

I utföringsformen i Fig 5 har blockschemat i Fig 4 kompletterats med ett effektfaktorreglerande steg 18 som säkerställer att strömuttaget från nätet AC följer spänningskurvans form, vilken vanligtvis är sinusformad, och att inga övertoner släpps ut på det allmänna elnätet.

Med detta arrangemang åstadkommes såväl effektstyrning som effektfaktorreglering i de inledande stegen utan att man inverkar på de avstämda stegen 14, 15 och 16.

I Fig 6 visas schematiskt hur de effektreglerande den effektfaktorreglerande funktionerna kan integreras i Fig 6 hämtar avkänner den rådande effekten vid det likriktande en och samma reglerenhet 19. Reglerenheten 19 i stegets utgång, men skulle lika gärna kunna avkänna effekten vid ingången till steget 14, såsom i utföringsformerna ovan.

En mer konkretiserad utföringsform av ett kraftagg- regat för en mägnetron enligt uppfinningen kommer nu att beskrivas med hänvisning till Fig 7.

Kraftaggregatet i Fig 7 består av fyra funktions- block: ett effektreglerande block S1, ett högspännings- alstrande block S2, ett styr-/kontrollblock S4. Vidare är kraftaggregatet ett glödströmsreglerande block S3 och '25 9 11510 oss anordnat att driva en magnetron Vl. I Fig 7 är de olika blocken schematiskt åtskilda med streckade linjer.

Det effektreglerande blockets Sl uppbyggnad kommer nu att beskrivas i detalj.

Kraftaggregatets effektreglerande block S1 har ingångar 10 och 20 som är anslutna till en nätspänning AC, vilken företrädesvis erhålles från det allmänna elnätet som levererar en växelspänning på 50 eller 60 Hz.

Ingångarna 10 och 20 är anslutna till en helvågslikrikt- ande diodbrygga Brl.

Diodbryggans Brl positiva utgång är ansluten till en första utgång 30 från blocket Sl via en induktor Ll i serie med en diod Dl. Diodbryggans Brl negativa utgång är ansluten till en andra utgång 40 från blocket S1 via ett motstånd Rs. En transistor Tl har sin kollektor/drain ansluten till en punkt mellan induktorn L1 och dioden Dl och har sin emitter/source ansluten till det bíockets S1 andra utgång 40. Vidare är kondensator Cl ansluten mellan blockets S1 båda utgångar. Tillsammans bildar induktorn Ll, dioden Dl, transistorn Tl och kondensatorn Cl en högfrekvensswitchad effektreglerare.

Switchtransistorns Tl till- och fråntider styrs av en regulatorkrets R som i detta exempel utgörs av en effektfaktorkontrollkrets, närmare bestämt en integrerad krets av typen UC3854 från Unitrode Integrated Circuits vars inkoppling modifierats för åstadkommande av syftet enligt uppfinningen. En mer ingående beskrivning av funktionerna hos denna krets ges i ”Unitrode Integrated Circuits Application Note", sid 303-310.

Regulatorkretsen R innefattar en kvadrerare X, en multiplikator/dividerare M/D, en komparator C och en styrkrets PWCI. En styrsignal Pæt (”Power Set”) från styr-/kontrollblocket S4 är ansluten till en ingång A till multiplikatorn/divideraren M/D. Vidare är diod- bryggans Brl positiva utgång ansluten dels till en ingång B till multiplikatorn/divideraren M/D, dels via ett låg- passfilter LE och kvadreraren X till en ingång C till 510 '25 033 multiplikatorn/divideraren M/D. Multiplikator/dividera- rens M/D utgång är anluten till en första ingång till komparatorn C samt till diodbryggans Brl negativa utgång via ett motstånd R1. Komparatorns C andra ingång är ansluten till det effektreglerande blockets S1 andra utgång 40. Vidare är komparatorns C utgång ansluten till en ingång till styrkretsen PWC1, vars utgång är anluten transistorns T1 styre.

Det effektreglerande blockets S1 funktion kommer nu att beskrivas.

Det effektreglerande blocket S1 är i enlighet med uppfinningen anordnat att säkerställa att en konstant effekt, vars storlek bestäms av signalen Psfi från styr- /kontrollblocket 40, tillförs de efterföljande block- stegen oberoende av nätspänningsvariationer eller variationer i magnetronens last eller inre egenskaper.

Det effektreglerande blocket S1 säkerställer dessutom att strömuttaget från nätet är sinusformat och ligger i fas med nätspänningen.

Den inkommande nätspänningen AC helvågslikriktas på konventionellt sätt i diodbryggan Brl så att en pulse- rande spänning Vm erhålles över diodbryggans Brl positiva och negativa utgång. Exempel på spänningskurvor för nät- spänningen AC och den likriktade spänningen Vm från diod- bryggan Brl visas i Fig 8a respektive 8b.

Strömmen från likriktarbryggan Brl switchas därefter med hög frekvens av effektregleraren Ll, Dl, T1, El så att den flyter omväxlande genom transistorn T1 och dioden D1. den med låg frekvens, Den högfrekvensswitchade effektregleraren ”hackar” normalt 100 eller 120 Hz, rande strömmen med en frekvens i storleksordningen 100 pulse- kHz eller högre.

I denna specifika utföringsform avger den högfrek- vensswitchade effektregleraren en likriktad utspänning som alltid är större än inspänningen. Det efterföljande blocket måste därför i detta fall dimensioneras så att äs 11 510' 055 det alltid kan matas med en spänning som är högre än toppvärdet på högsta förekommande nätspänning AC.

Den högfrekvensswitchade spänningsomvandlarens arbete kommer nu att beskrivas mer i detalj. När tran- sistorn Tl är tillslagen växer strömmen genom induktorn L1, vilken därvid lagrar upp energi. När transistorn T1 slås ifrån kommer strömmen genom induktorn Ll att ladda upp kondensatorn Cl via dioden D1, varvid strömmen genom induktorn Ll minskar. Innan strömmen hunnit ner till noll slås transistorn Tl till igen, vilket medför att omvand- laren arbetar med kontinuerlig ström.

Ju större andel av transistorns Tl till-från-period som transistorn Tl är tillslagen, dvs ju större pulsbredd på sinalen som tillförs transistorns styre, desto större blir skillnaden mellan utspänningen över kondensatorn Cl, dvs över det effektreglerande blockets S1 utgångar, och spänningen från diodbryggan Brl, dvs transistorns Tl styr den spänning som erhålles över det effektreglerande stegets utgångar 30, 40.

Kurvorna i Fig 8c, 8d och 8e visar strömmen genom den energilagrande induktorn Ll för tre olika pulsbredds- förhållanden men med samma periodtid. I Fig 8c utgör tillslagstiden 20% av perioden, i Fig 8d utgör tillslags- tiden 50% och i Fig 8e 80% av perioden. Derivatan för den ökande strömmen i kurvorna i Fig 8c till 8e är proportio- nell mot spänningen från likriktarbryggan Brl och deriva- tan för den avtagande strömmen är proportionell met skillnaden mellan spänningen över kondensatorn Cl och spänningen från diodbryggan Brl.

Förhållandet mellan den tid som transistorn Tl är tillslagen och den tid som transistorn Tl är frànslagen styr alltså den effekt som tillförs till de efterföljande blocken. Enligt utföringsformen i Fig 7 styrs detta förhållande av regulatorkretsen R Reglerenhetens R samverkan med transistorn Tl säker- ställer således att den effekt som avges från det effekt- reglerande blocket S1 är konstant och oberoende av last 510 nas " 12 '25 eller variationer i nätspänningen AC, med hänsyn till den önskade effektnivå som anges av signalen Put som erhålles från styr-/kontrollblocket.

Den valda effektnivàn, som representeras av styr- spänningen Put (”Power Set”) matas till ingången A på multiplikator/divideraren M/D. Spänningen Vm från lik- riktarbryggan Brl filtreras i làgpassfiltret LF, kvadre- ras i kvadreraren X och matas därefter till multiplika- torn/dividerarens M/D ingång C. Spänningen Vm matas dessutom direkt till multiplikatorn/dividerarens M/D ingång B. Spänningen från likriktarbryggan Dbl används som likare eller normal för hur strömmens kurvform skall se ut. I ekvationerna nedan förutsätts för enkelhets skull att nätspänningen är sinusformad. Medelvärdet Vm på den likriktade nätspänningen Vm erhålles från lågpass- filtret LP och matas via kvadreraren X till ingången C.

För spänningen Vw och dess medelvärde Vm gäller: vin = Jï - vm -sin mt (1) Multiplikator/dividerarens M/D funktion kan schema- tiskt beskrivas enligt följande. Genom att dividera den önskade effekten Pæt med det rådande medelvärdet Vm på spänningen erhålles ett värde som motsvarar det medel- värde som strömmen skall ha för att vid det aktuella tillfället ge upphov till den önskade effekten Pæt. Genom att dividera det momentana värdet på spänningen VM med det rådande medelvärdet Vm på spänningen erhålles en faktor som representerar spänningens kurvform. Det önskade medelvärdet på strömmen (som säkerställer rätt effekt) multiplicerat med spänningens kurvform (som säkerställer att strömmen ligger i fas med spänningen) ger således ett mått på det momentana värde som strömmen måste ha för att uppfylla dessa båda krav.

I multiplikatorn/divideraren M/D bildas därför storheten K, där oo: lO 13 516 033 A ' B Psez ' Vin Psec C V ' V V m m IH Zsinmt (2) Utsignalen K från multiplikator/divideraren M/D genereras alltså som den aktuella ”önskade” strömmen. Denna jämförs av komparatorn C med den aktuella ”rådande” strömmen Is. _ Med hjälp av motståndet Rl representeras utsignalen K som en spänning K x Rl, vilken tillförs komparatorns C ena ingång och vilken har sin referenspunkt i likriktar- bryggans Brl negativa utgång. På motsvarande sätt repre- senteras strömmen Is med hjälp av motståndet Rs som en spänning Is x Rs, vilken tillförs komparatorns C andra ingång och vilken också har sin referenspunkt i likrik- tarbryggans Brl negativa utgång.

Skillnaden mellan spänningarna K x Rl och Is x Rs som tillförs komparatorn C bildar en ”felsignal” som effektfaktorkontrollkretsen strävar efter att eliminera genom att komparatorn via pulsbreddsstyrkretsen PWCI styr transistorn Tl enligt ovan. Så länge K är större än Is hålls transistorn tillslagen och när Is blir större än K slås transistorn ifrån. På så sätt bringas spännings- fallet över Rs att vara lika med spänningsfallet över Rl, dvs om man bortser från det högfrekventa ripplet: s -Rs = K -R1 (3) vilket tillsammans med ekvation (2) ger Rl R1 P s = šš -K = šš ':?¿' Jï -sin Som synes följer strömmen Is kurvformen på Vin. Vidare erhålles effekten som medelvärdet av spänningen VM multi- plicerad med strömmen Is: 510 oss i 14 l5 '25 vilket visar att effekten hålls lika med Pat så när som på faktorn Rl/Rs.

Enligt utföringsformen i Pig 7 åstadkommer det effektreglerande blocket S1 således flera fördelaktiga funktioner: dels regleras effekten från diodbryggan Brl till att vara konstant, i beroende av Psa, dels säker- ställes att den ström Is som tas från det allmänna nätet får samma kurvform som nätspänningen AC och ligger i fas med nätspänningen. Kraftaggregatet uppvisar därmed en mycket hög effektfaktor. (Det effektreglerande blocket S1 innefattar vidare ett nätfilter (ej visat) som säker- ställer att inga högfrekventa variationer i strömmen läggs ut på det allmänna nätetïl ' Beskrivningen av utföringsformen i Fig 7 kommer nu att inriktas på det högspänningsomvandlande blocket S2. Översiktligt innefattar det högspänningsomvandlande blocket S2 en högfrekvensswitchad halvbrygga med kapaci- tiv spänningsdelning, en transformator samt en spännings- dubblande likriktare. styrkrets av skäl som kommer att beskrivas nedan.

Dessutom finns en pulsbredds- Mer specifikt innefattar blocket S2 pulsbreddsstyr- kretsen PWC2 som har en ingång som mottar en styrsignal från styr/kontrollblocket S4 och två utgångar som är anlutna till primärlindningen hos en första transformator Trl.

Två transistorer T2 och T3 är anslutna i serie mellan blockets S1 utgångar 30 och 40, vidare är två seriekopplade kondensatorer C2 och C3 anslutna parallellt med transistorerna T2 och T3. En första sekundärlindning hos transformatorn Trl är i sin ena ände ansluten till transistorns T2 styre och är i sin andra ände ansluten till transistorns T2 emitter/source. En andra sekundär- lindning hos transformatorn Trl är i sin ena ände anslu- ten till transistorns T3 styre och är i sin andra ände ansluten transistorns T3 emitter/source.

Vidare innefattar det högspänningsomvandlande blocket S2 en andra transformator Tr2 som har en primär- 510 053 lindning vars ena ände är ansluten till en punkt mellan de tvá transistorerna T1 och T2 och vars andra ände är ansluten till en punkt mellan de två kondensatorerna C2 och C3 via en induktans L2.

Det högspänningsomvandlande blocket S2 har vidare en första 50 och en andra 60 utgång som är anslutna till magnetronens V1 katod respektive anod. I Fig 7 är anoden ansluten till jord. En induktor L3 och två kondensatorer C4 och C5 är anslutna i serie mellan utgàngarna 50 och 60. Vidare är två dioder D2 och D3 anslutna i serie parallellt med kondensatorerna C4 och C5. Transformatorns Tr2 sekundärlindning är i sin ena ände ansluten till en punkt mellan de två dioderna D2 och D3 och är i sin andra ände ansluten till en punkt mellan de två kondensatorerna C4 och C5.

Blocket S2 innefattar dessutom en tredje transforma- tor Tr3, lindningen till tranfrotmatorn Tr2, med en sekundärlind- ning vars ena ände är ansluten till blockets S1 andra vars primärlindning ligger i serie med primär- utgång 40 och vars andra ände är ansluten via en diod D4 till en ingång till pulsbreddsstyrkretsen PWC2.

Det högspänningsomvandlande blockets S2 funktion kommer nu att beskrivas.

Utsignalen från pulsbreddsstyrkretsen PWC2 styr, via transformatorn Trl, transistorerna T2 och T3 till att leda omväxlande. Transistorernas switchfrekvens ligger på exempelvis 50 kHz. Vilken frekvens som används beror bland annat av vilken effektnivà som magnetronen är tänkt att arbeta pá.

Vid normalt arbete drivs det högspänningsomvandlande blocket S2 med en intermittensfaktor (”duty-cycle”) pà 100%, sistorerna T2, T3 i det högspänningsalstrande blocket S2 dvs förhållandet mellan den tid som någon av tran- leder och den totala periodtiden är lika med 1. Signalen från pulsbreddsstyrkretsen PWC2 bringar vardera transi- storn T2, T3 till att leda 50% av tiden. Vid start, önskad svängning hunnit byggas upp i denna ”kvasi-reso- innan 510 055 i 16 nanta” omvandlare, aktiveras transistorerna T2 och T3 kortare tid, dvs med en intermittensfaktor lägre än 1.

Detta slags uppstartning av omvandlaren benämns vanligt- vis ”slow-start”. Det inses att denna inledande reglering av det högspänningsomvandlande blockets S1 intermittens- faktor enbart är till för åstadkommande av en mjuk start av omvandlaren och således ej är avsedd att utnyttjas för fortgàende reglering av den effekt som matas till magne- tronen vid normal drift, såsom förekommer i känd teknik.

Vid normal drift, när omvandlaren S2 arbetar vid full duty-cycle, appliceras halva utspänningen från det effektreglerande blocket S1, vilken ligger på en relativ konstant nivå, med omväxlande polaritet på primärlind- ningen hos transformatorn Tr2 som transformerar upp spänningen kraftigt, vanligtvis till i storleksordningen några kilovolt.

Transformatorns Tr2 läckinduktans, i detta fall kompletterad med en separat induktor L2, är approximativt avstämd till switchfrekvensen med hjälp av kondensato- rerna C2 och C3. Transistorerna T2 och T3 kommer därför att slås till och från när strömmen genom dem är nära noll. Switchförlusterna blir följaktligen mycket små.

Detta utgör en mycket fördelaktig aspekt på uppfin- ningen. Eftersom omvandlaren S2 arbetar med intermitt- ensfaktor 1, medges denna avstämning av svängningen till switchfrekvensen, vilket i sin tur gör det möjligt att slå om transistorerna T2 och T3 när strömmen är noll.

Om omvandlaren skulle arbeta med en lägre eller växlande intermittensfaktor, skulle denna avstämning ej vara möjlig, dvs omslagning av transistorerna T2 och T3 skulle ej ske vid nollgenomgàngar och därför leda till onödiga omslagningsförluster.

Utnyttjandet av en avstämd svängning med inter- mittensfaktor 1 ger följakligen en ökning av det hög- spänningsomvandlande stegets S2 verkningsgrad.

Den kvasiresonanta omvandlarens S2 funktion kan delvis àskàdliggöras med det schematiska blockschemat i äs 17 516” 033 Fig 8f. I Fig 8f switchas matningen till resonanskretsen, som schematiskt består av en induktor L och en kondensa- tor C, mellan plus och minus halva matningsspänningen E med hjälp av transistorerna Ta och Tb, och lasten, som schematiskt symboliseras av motståndet r, ansluts till jord.

I Fig 8g och 8h visas exempel på kurvformer för spänningen V och strömmen I i Fig 8f, vilka tydligt visar att strömmen i omkopplings- eller switchögonblicket är mycket nära noll.

Med hänvisning åter till Fig 7 utgör de seriekopp- lade dioderna D2 och D3 och kondensatorerna C4 och C5 en spänningsdubblande likriktaref vilket dels ger lägre krav på transformatorns Tr2 omsättning, dels bidrar till säkerheten mot överbelastning vid överslag i magnetronen, vilket kommer att diskuteras nedan. Dioderna och konden- satorerna är anslutna i var sin arm av en brygga, där transformatorns Tr2 sekundärledning är ansluten till den diagonal som utgörs av förbindningspunkteran för de två dioderna respektive de två kondensatorerna, och utspän- ningen tas från den andra diagonalen, där dioderna är Induktorn L3 säkerställer att magnetronen V1 matas med en induktiv generatorimpe- förbundna med kondensatorerna. dans, vilket normalt krävs för stabil drift.

När magnetronen utsätts för mycket besvärliga last- förhållanden, kan överslag uppkomma i mikrovågskretsarna.

För att detta inte skall orsaka skada på magnetronen eller i därtill anslutna kretsar, övervakas strömmen med hjälp av transformatorn Tr3 som via dioden D4 ger en signal till pulsbreddsstyrkretsen PWC2 att tillfälligt slå ifrån omkopplingen av transistorerna T2 och T3 när ett överslag eller en transient uppstår i magnetronen.

Den energi som i det läget kan matas till magnetronen under en halvperiod begränsas till den energi som finns lagrad i kondensatorn C3 eller C4 sedan föregående halv- period, beroende på under vilken halvperiod av omkopp- lingen som avbrottet görs. 053 ' 18 Det glödströmsreglerande blocket S3 i Fig 7 inne- fattar en reglerenhet FCC. Reglerenheten FCC avger på konventionellt sätt en glödström som matas genom magne- tronens V1 katod. Reglerenheten FCC får sin matning från det effektreglerande blocket S1, men kan däremot vara utformad att utnyttja en egen regleringsfunktion, obero- ende av effektregulatorns arbete, för reglering av glöd- strömmens storlek. Reglerenhetens FCC arbete kan även styras av olika parametrar som erhålles från styr- /kontrollblocket S4.

Styr-/kontrollblocket S4 innefattar en mikroproces- sor CPU som åstadkommer styrning och övervakning av kraftaggregatets arbete. Mikroprocessorn lämnar styr- signaler till och övervakar (ej visat) de övriga funk- tionsblocken. Mer specifikt är mikroprocessorn CPU ansluten till ingången A till multiplicerare/divideraren M/D i reglerkretsen R för tillförsel av signalen Pwt därtill, vilken signal anger den önskade effektnivån, därtill. Mikroprocessorn CPU är dessutom ansluten till pulsbreddstyrkretsen PWC2 i det högspänningsomvandlande blocket S2 för styrning av ovan nämnda ”slow-start”- funktion som utnyttjas vid långsam start eller uppbyggnad av en stabil svängning hos det högspänningsomvandlande steget S2. Dessutom är mikroprocessorn CPU ansluten till reglerenheten FCC i det glödströmsreglerande blocket S3 för tillförsel av styrsignaler därtill.

Vidare kan mikroprocessorn CPU kommunicera med om- världen via en analog styrspänning (för styrning av mag- netronens effekt) eller via ett digitalt, företrädesvis seriellt gränssnitt (ej visat) som kan vara dubbelriktat.

I ett tänkbart utförande kan gränssnittet utnyttja kraft- mätningen som en kommunikationslänk. Även om uppfinningen har beskrivits med hänvisning till specifika exemplifierande utföringsformer, inses av fackmannen att flera olika modifieringar, variationer och kombinationer av de olika utföranden som visats kan 19 510 ioåà utföras inom uppfinningens skyddsomfáng, vilket definieras av de bifogade patentkraven.

Det inses exempelvis att styrning/kontroll av kraftaggregatets arbete kan realiseras på många olika Sätt, den utföringsform som nu beskrivs. och uppfinningen är självfallet ej begränsad till Även om uppfinning här beskrivs såsom relaterad till kraftmatning av magnetroner, inses att vissa aspekter på uppfinningen skulle kunna vara tillämpliga inom andra typer av kraftmatningssammanhang.

Claims (22)

510 oss 20 lO 15 20 25 30 35 PATENTKRAV

1. l. Förfarande för kraftmatning till en magnetron från en växelspänningskälla, innefattande stegen: a) att omvandla nämnda växelspänning till en lik- riktad spänning; b) att företrädesvis medelst högfrekvensswitchning omvandla nämnda likriktade spänning till en växelspänning med hög frekvens; c) att transformera nämnda växelspänning med hög frekvens till en högspänd växelspänning med hög frekvens; och d) att likrikta nämnda högspända växelspänning till en likriktad högspänning som matas till nämnda magnetron för drift därav; innefattar att reglera den tillförda effekten i varvid nämnda steg a) till nämnda omvandling i steg b) beroende av en avkänd rådande effektnivån.

2. Förfarande enligt krav l, varvid nämnda effekt- regleringssteg innefattar: att jämföra den avkända rådande effektnivån med en inställd önskad effektnivà; och att reglera den till nämnda omvandling i steg b) tillförda effekten så att den avkända rådande effektnivà hålls väsentligen konstant lika med den önskade effekt- nivån.

3. Förfarande enligt krav l, varvid nämnda nämnda rådande effektnivà avkännes före steg b).

4. Förfarande enligt något föregående krav, inne- fattande att reglera den ström som tillförs från nämnda växelspänningskälla till att vara sinusformad, eller att ha samma kurvform som växelspänningen, och/eller att väsentligen ligga i fas med växelspänningen. 10 15 20 25 30 21 5104153

5. Förfarande enligt krav 4, varvid nämnda ström- regleringssteg utförs integrerat med nämnda effekt- regleringssteg.

6. Förfarande enligt något föregående krav, varvid nämnda regleringssteg innefattar att medelst högfrekvens- switchning reglera den till nämnda omvandling i steg b) tillförda effekten.

7. Förfarande enligt något föregående krav, varvid nämnda rådande effektnivå avkännes genom avkänning av en en rådande ström och en rådande spänning som ger nämnda rådande effektnivå.

8. Förfarande enligt krav 7, innefattande stegen: att bilda kvoten mellan nämnda önskade effektnivå och medelvärdet av nämnda rådande spänning som ett värde på det momentana önskade medelvärdet av strömmen; att skala det momentana önskade medelvärdet av strömmen med kvoten mellan nämnda rådande spänning och medelvärdet av den rådande spänningen för åstadkommande av ett momentant önskat strömvärde; och att relatera det önskade strömvärdet till nämnda rådande ström och utföra nämnda reglering i beroende av denna relation.

9. Förfarande enligt något föregående krav, inne- fattande att avstämma stegen b) till c) så att varje växelriktande omkoppling i steg b) sker vid strömnoll- genomgångar och således väsentligen utan förluster.

10. Förfarande enligt något föregående krav, varvid nämnda växelriktning utförs vid en intermittensfaktor l. 510 053 i 22 10 15 20 25 30 35

11. Anordning för kraftmatning till en magnetron från en växelspänningskälla, innefattande: Brl) för likrikt- ning av nämnda växelspänning till en likriktad spänning; (14: T2, T3) likriktade spänning till en växelspänning med relativt första likriktande organ (l; ll; organ för växelriktning av nämnda hög frekvens; organ (l5; Tr2) för transformering av nämnda växel- spänning till en växelriktad högspänning; och (16; D2, D3, C4, C5) likriktning av nämnda växelriktade högspänning till en andra likriktande organ för likriktad högspänning för drift av nämnda magnetron; organ (5; 13; 19; R) effekt; organ (4; 12; för avkänning av en rådande och R, Ll, T1, Cl, Dl) för att före nämnda växelriktande organ reglera den till nämnda växelriktande organ tillförda effekten i beroende av den avkända rådande effekten.

12. Anordning enligt krav 11, varvid nämnda regler- organ är anordnade att jämföra den avkända rådande effekten med en inställd önskad effekt och att reglera den till nämnda växelriktande organ tillförda effekten så att den avkända rådande effekten hålls väsentligen konstant lika med den önskade effekten.

13. Anordning enligt krav 11 eller 12, varvid nämnda organ för avkänning av en rådande effekt är anordnade att avkänna nämnda effekt före nämnda växelriktande organ.

14. Anordning enligt något av kraven 11 till 13, (18: 19; R) reglera den ström som avges från nämnda växelspännings- varvid nämnda reglerorgan är anordnade att källa till att vara sinusformad, eller att ha samma kurvform som växelspänningen, och/eller att väsentligen ligga i fas med växelspänningen. 10 15 20 25 30 35 23 i 5:10 101313-

15. Anordning enligt krav 14, varvid nämnda regler- organ (19: R) regelering integrerat med nämnda effektreglering. är anordnade att åstadkomma nämnda ström-

16. Anordning enligt något av kraven 11 till 15, varvid nämnda reglerorgan innefattar en högfrekvens- switchande omvandlare (Tl).

17. Anordning enligt något av kraven ll till 16, varvid nämnda avkännande organ är anordnade att avkänna en rådande ström och en rådande spänning som ger nämnda rådande effekt.

18. Anordning enligt krav 17, varvid nämnda regler- organ innefattar behandlingsorgan (M/D) som är anordnade att bilda kvoten mellan nämnda önskade effektnivà och medelvärdet av nämnda rådande spänning som ett värde på det momentana önskade medelvärdet av strömmen och att skala detta värde med kvoten mellan nämnda rådande spänning och medelvärdet av den rådande spänningen för åstadkommande av ett momentant önskat strömvärde, varvid nämnda reglerorgan är anordnade att relatera det önskade strömvärdet till den rådande strömmen och utföra nämnda reglering av effekten i beroende av denna relation.

19. Anordning enligt krav 18, varvid nämnda regler- organ ytterligare innefattar komparatororgan (C) för att relatera nämnda önskade strömvärde till nämnda rådande ström och att avge en signal som är avsedd att ligga till grund för nämnda reglering av effekten i beroende av denna relation.

20. Anordning enligt något av kraven 11 till 19, innefattande organ (L2, C2, C3, C4, C5 Tr2) för avstäm- ning av nämnda växelriktande organ så att varje växel- riktande omkoppling sker vid strömnollgenomgångar och således väsentligen utan förluster. 510 035 24

21. Anordning enligt något av kraven ll till 20, varvid nämnda växelriktande organ innefattar två transis- torer (T2, T3) som är aktiva växelvis för àstadkommande 5 av nämnda växelspänning.

22. Anordning enligt något av kraven ll till 21, varvid nämnda växelriktande organ (T2, T3) arbetar vid en intermittensfaktor på l. 10