SE506796C2 - Method for eliminating short disturbances, such as pulse disturbances, in radar - Google Patents

Abstract

The useful signal is formed as a difference signal, deviation signal, with one wave for each target, the wave frequency, aplitude and phase containing target information. The deviation signal is sampled and Fournier-transformed. The short disturbances contribute to the Fourier transformation in the frequency domain and their content is filtered away by the use of a FIR filter with complex coefficients. In the filter is at least one factor per short disturbance, and at least one further factor is inserted in order to obtain real coefficients. The FIR filter coefficient in each factor is calculated from the disturbance position in the time domain. The FIR filter filter coefficients are determined adaptively from the Fourier transformation.

Description

506 796 2 lineärt frekvenssvep. Eftersom det mottagna och det utsända frekvenssvepet är parallella, sinsemellan tidsförskjutna en tid lika med gångtiden, blir därför för ett fixt mål skillnaden i frekvens mellan utsänd och mottagen signal konstant. Denna konstanta frekvensskillnad ges av produkten mellan gångtiden till målet och frekvenssvepets lutning uttryckt i frekvens per tidsenhet. 506 796 2 linear frequency sweep. Therefore, since the received and transmitted frequency sweeps are parallel, time-shifted by a time equal to the running time, for a mål xt target, the difference in frequency between transmitted and received signal becomes constant. This constant frequency difference is given by the product between the travel time to the target and the slope of the frequency sweep expressed in frequency per unit time.

Si gnalbehandlingen i en lineär FMCW-radar består väsentligen i att utsänd i och mottagen signal blandas, så att skillnadssignalen ( svävningssignalen, engelska: the beat signal) alstras. Denna signal är summan av ett antal sinusvågor, där varje sinusvåg representerar ett radarmål. Sinusvågorna har olika frekvens, amplitud och faslägen enligt principerna att stor amplitud motsvarar starkt mål, hög frekvens motsvarar mål på stort avstånd. Dopplereffekten (inbördes hastigheten) påverkar främst faslägena.The signal processing in a linear FMCW radar essentially consists of mixing transmitted and received signal, so that the difference signal (the beat signal) is generated. This signal is the sum of a number of sine waves, where each sine wave represents a radar target. The sine waves have different frequency, amplitude and phase positions according to the principles that large amplitude corresponds to strong target, high frequency corresponds to target at large distance. The Doppler effect (mutual speed) mainly affects the phase modes.

För att bestämma vilka mål inklusive storlek och relativ hastighet som observeras, frekvensanalyseras skillnadssignalen. Frekvensanalysen göres med fördel digitalt genom att skillnadssignalen får passera ett anti-alias- filter och samplas med konstant samplingstakt, varefter den 'samplade signalen multipliceras med en fönsterfunktion med uppgift att reducera signalens amplitud i början och slutet av samplingsperioden och skickas till en signalprocessor, som utför en diskret Fouriertransfomi, DFT, oftast med en snabb algoritm, s k FFT, Fast Fourier Transform.To determine which targets including size and relative velocity are observed, the difference signal is frequency analyzed. The frequency analysis is advantageously done digitally by passing the difference signal to an anti-alias filter and sampling at a constant sampling rate, after which the sampled signal is multiplied by a window function with the task of reducing the signal amplitude at the beginning and end of the sampling period and sent to a signal processor. performs a discrete Fourier Transform, DFT, usually with a fast algorithm, so-called FFT, Fast Fourier Transform.

Fouriertransformen är i allmänhet komplex men har för en reell tidssignal (skillnadssignal) vissa symmctriegenskaper. För att kunna använda FFI'- algoritmer väljs antalet sampel oftast som en tvåpotens (256, 512. lO24,...). 256 sampel ger 256 FlT-koefficienter, men om signalen är reell ger symmetriegenskaperna att av dessa 256 värden endast 128 (egentligen 129) är oberoende.The Fourier transform is generally complex but has certain symmetry properties for a real time signal (difference signal). To be able to use FFI 'algorithms, the number of samples is usually chosen as a two power (256, 512. 1024, ...). 256 samples give 256 FlT coefficients, but if the signal is real, the symmetry properties give that of these 256 values only 128 (actually 129) are independent.

Genom Fouriertransformering, t ex genom FFT, delas signalen upp på ett antal diskreta frekvenskomponenter, sinusar. Varje frekvens svarar enligt ovan mot ett avstånd. Beloppet hos en komplex FFT-koefñcient är ett mått på radarmålarean (mottagen effekt) för målet i motsvarande frekvenslucka (avståndslucka). FFT-n gör en s k koherent integration av målsignalen, vilket är fördelaktigt. Den fortsatta signalbehandlingen i systemet göres digitalt på de beräknade FFT-koefficientema. 3 506 796 Det kan visas att den nominella bredden hos en avståndslucka är omvänt proportionell mot frekvenssvinget hos det linjära FMCW-svepet under samplingstiden. För en avståndsupplösning på 1 m krävs frekvenssvinget 150 MHz. För att ändra avståndsupplösningen kan t ex frekvenssvepets lutning ändras under bibehållande av samma konstanta samplingstid.Through Fourier transform, for example through FFT, the signal is divided into a number of discrete frequency components, sines. Each frequency corresponds to a distance as above. The amount of a complex FFT coefficient is a measure of the radar target area (power received) for the target in the corresponding frequency slot (distance slot). The FFT makes a so-called coherent integration of the target signal, which is advantageous. The continued signal processing in the system is done digitally on the calculated FFT coefficients. It can be shown that the nominal width of a spacer slot is inversely proportional to the frequency swing of the linear FMCW sweep during the sampling time. For a distance resolution of 1 m, the frequency swing 150 MHz is required. To change the distance resolution, for example, the slope of the frequency sweep can be changed while maintaining the same constant sampling time.

Samplingstakten begränsar de frekvenser hos svävningssignalen som kan studeras och därmed det totala observerade avståndsområdet. Bredden av detta "nyttoband“, som ligger parallellt med det lineära FMCW-svepet, är ofta mindre än 1 MHz.The sampling rate limits the frequencies of the attenuation signal that can be studied and thus the total observed distance range. The width of this "pay band", which is parallel to the linear FMCW sweep, is often less than 1 MHz.

En linjär FMCW-radar kan störas om den tar emot andra signaler än egen utsänd signal reflekterad från olika mål. Radarn kan störas av andra radarer, bl a av pulsradarer, pulskompressionsradarer och andra FMCW- radarer. Korta störningar uppkommer bl a då det lineära svepet i FMCW- radarn störs av vilofrekvensen eller frekvensåtergången från en annan FMCW-radar.A linear FMCW radar can be disturbed if it receives signals other than its own transmitted signal reflected from different targets. The radar can be disturbed by other radars, including pulse radars, pulse compression radars and other FMCW radars. Short disturbances occur, for example, when the linear sweep in the FMCW radar is disturbed by the quiescent frequency or the frequency return from another FMCW radar.

En kort stöming (pulsliknande) under samplingstiden har liten utsträckning i tidsdomänen och är därmed mycket bredbandig i frekvensdomänen. En kort men stark stöming påverkar endast några få sampel av svävnings- signalen men kan totalt maskera många frekvensluckor i Fourier- transformen. "Brusnivån" i Fouriertransformen tycks höjas, varvid små mål kan maskeras av störningen.A short disturbance (pulse-like) during the sampling time has a small extent in the time domain and is thus very broadband in the frequency domain. A short but strong disturbance affects only a few samples of the hover signal, but can mask a total of many frequency gaps in the Fourier transform. The "noise level" in the Fourier transform seems to be raised, whereby small targets can be masked by the disturbance.

En känd metod för undertryckning av korta störningar är att eliminera stömingen i tidsdomänen genom att sätta in ett lågt värde , t ex O, ("klippa") under den tid störning detekteras. Klippning till 0 kan i och för sig eliminera stömingen ur tidssignalen men introducerar i stället störningar i den komplexa FFT-n, genom att även nyttosignalen påverkas.A known method for suppressing short disturbances is to eliminate the disturbance in the time domain by inserting a low value, eg 0, ("cut") during the time disturbance is detected. Cutting to 0 can in itself eliminate the disturbance from the time signal, but instead introduces disturbances in the complex FFT, by also affecting the useful signal.

Bl a kommer mål med stor kontrast att breddas ( få sidlober, "skuldror").Among other things, goals with great contrast will be widened (few side lobes, "shoulders").

Störningarna i FFT-n kan modifieras, men aldrig elimineras, genom olika kompromisser i klippningens utförande.The disturbances in the FFT can be modified, but never eliminated, by various compromises in the execution of the cutting.

En annan metod beskrivs i vår samtidigt inlämnade patentansökan 9604775-8. Enligt denna metod detekteras och elimineras störningar i 506 796 4 svävningssignalen i tidsdomänen och rekonstrueras svävningssignalen under den störda delen genom prediktion utgående från ostörda sampel. Ändamålet med föreliggande uppfinning är att erbjuda ett förfarande för eliminering av korta störningar som arbetar i frekvensdomänen istället för tidsdomänen. Förfarandet kännetecknas av att de korta störningamas bidrag till Fouriertransformen i frekvensdomänen filtreras bort ur Fouriertransformen genom ett FlR-filter med komplexa koefficienter. i Förfarandet har bl a den fördelen att ingen extra Signalbehandling krävs mellan sampling och Fouriertransfomiering i fomi av t ex DFI' eller FFT.Another method is described in our co-pending patent application 9604775-8. According to this method, disturbances in the hovering signal in the time domain are detected and eliminated and the hovering signal under the disturbed part is reconstructed by prediction based on undisturbed samples. The object of the present invention is to provide a method for eliminating short interruptions which operate in the frequency domain instead of the time domain. The method is characterized in that the contribution of the short disturbances to the Fourier transform in the frequency domain is filtered out of the Fourier transform through a FlR filter with complex coefficients. The method has, among other things, the advantage that no extra signal processing is required between sampling and Fourier transform in the form of eg DFI 'or FFT.

En annan fördel är att metoden ger mycket liten breddning av skarpa kontraster i Fouriertransforrnen. Förfarandet är dessutom mycket snabbt, och mycket lätt att realisera i en signalprocessor.Another advantage is that the method provides very little widening of sharp contrasts in the Fourier transform. The process is also very fast, and very easy to implement in a signal processor.

Enligt ett fördelaktigt förfarande införes minst en faktor per kort stöming i FlR-filtret. För att erhålla reella koefñcienter kan emellertid enligt ett annat fördelaktigt förfarande införas minst en ytterligare faktor per kort störning.According to an advantageous procedure, at least one factor per short disturbance is introduced into the FlR filter. However, in order to obtain real coefficients, at least one additional factor per short disturbance can be introduced according to another advantageous procedure.

Detekteringen av korta stömingar kan antingen ske i tidsdomänen eller frekvensdomänen. Om detekteringen av korta störningar sker i tidsdomänen beräknas, enligt ytterligare ett fördelaktigt förfarande, FIR- filtrets filterkoefficienter i varje faktor ur stömingens läge i tidsdomänen.The detection of short disturbances can take place either in the time domain or the frequency domain. If the detection of short-term disturbances takes place in the time domain, according to another advantageous procedure, the filter coefficients of the FIR filter in each factor are calculated from the position of the disturbance in the time domain.

Enligt ett altemativt fördelaktigt förfarande, där detekteringen av korta störningar sker i frekvensdomänen, bestämmes filtrets filterkoefficienter adaptivt ur Fouriertransfonnen.According to an alternatively advantageous method, where the detection of short disturbances takes place in the frequency domain, the filter coefficients of the filter are determined adaptively from the Fourier transponder.

Uppfinningen kommer nedan att beskrivas närmare under hänvisning till bifogade figurer, där: Figur l schematiskt visar principen för hur en lineär FMCW-radar fungerar.The invention will be described in more detail below with reference to the accompanying figures, where: Figure 1 schematically shows the principle of how a linear FMCW radar works.

Figur 2 visar exempel på lämpliga frekvenssvep i ett tids-frekvensdiagram.Figure 2 shows examples of suitable frequency sweeps in a time-frequency diagram.

Figur 3 visar ett exempel på en simulerad FMCW-svävningssignal.Figure 3 shows an example of a simulated FMCW hover signal.

Figur 4 visar FFI' -n för svävningssignalen enligt figur 3.Figure 4 shows the FFI 'of the hovering signal according to Figure 3.

Figur 5 visar svävningssignalen enligt figur 3 med en kort adderad pulsstöming.Figure 5 shows the hovering signal according to Figure 3 with a short added pulse disturbance.

Figur 6 visar FFT-n för den störda svävningssignalen enligt figur 5. 5 506 796 Figur 7 visar den störda FPT-n i figur 6 filtrerad genom ett FIR-filter.Figure 6 shows the FFT of the disturbed hovering signal according to Figure 5. 506 796 Figure 7 shows the disturbed FPT of Figure 6 filtered by a FIR filter.

Den i figur l visade radam innefattar en sändardel 1 och en mottagardel 2.The radam shown in Figure 1 comprises a transmitter part 1 and a receiver part 2.

En antenn 3 är ansluten till sändardelen och mottagardelen via en cirkulator 4. l sändardelen ingår en oscillatorstyranordning 5 kopplad till en oscillator 6 med variabel frekvens. Frekvenssvep från oscillatorstyranordningen 5 styr oscillatorn 6 så att en signal med periodiskt varierande frekvens genereras, vilken signal via en riktkopplare 7 och cirkulatom 4 sänds ut på antennen 3. Perioden hos ett frekvenssvep, se figur 2, har väsentligen tre delar i form av en konstant vilofrekvens 30, ett lineärt frekvenssvep 31 och en snabb återgång 32 till vilofrekvensen.An antenna 3 is connected to the transmitter part and the receiver part via a circulator 4. The transmitter part includes an oscillator control device 5 connected to an oscillator 6 with variable frequency. Frequency sweep from the oscillator control device 5 controls the oscillator 6 so that a signal with periodically varying frequency is generated, which signal is transmitted via a directional coupler 7 and the circulator 4 on the antenna 3. The period of a frequency sweep, see Figure 2, has substantially three parts in the form of a constant rest frequency 30, a linear frequency sweep 31 and a fast return 32 to the rest frequency.

Oscillatorn 6 arbetar med fördel inom Gigahertzområdet, t ex 77 GHz. Av antennen 3 mottagen reflekterad signal förs via cirkulatom till en blandare 8, där den reflekterade signalen blandas med den utsända signalen. Efter förstärkning i förstärkaren 9 och filtrering i filtret 10 erhålls en skillnadsignal eller svävningssignal som ligger till grund för den fortsatta signalbearbetningen för detektering och eliminering av störningar och syntes av den ostörda nyttosignalen i ett processorblock l l som även kan innehålla en s k FFI' processor ll'. l det följande diskuteras först karakteriseringen av Fouriertransformen (DFT-n eller FFI-n) för en pulsstörning.Oscillator 6 operates with advantage in the Gigahertz range, eg 77 GHz. A reflected signal received by the antenna 3 is transmitted via the circulator to a mixer 8, where the reflected signal is mixed with the transmitted signal. After amplification in the amplifier 9 and filtering in the filter 10, a difference signal or hovering signal is obtained which forms the basis for the further signal processing for detecting and eliminating interference and synthesis of the undisturbed useful signal in a processor block II which may also contain a so-called FFI 'processor III' . In the following, the characterization of the Fourier transform (DFT-n or FFI-n) for a pulse disturbance is first discussed.

En given följd av sampel betecknas x(0),..., x(N-l). Definitionen av DFI' är: X(n) = E x(k) * exp(-2*:t*i*n*k/N), där i betyder den komplexa enheten. DFT-n är en linjär funktion av insignalen. För en pulsstörning som är = A vid sampel k = K och 0 för övrigt, fås DFI: X(n) = A * exp(-2*1t*i*n*K/N) = A * (exp(-2*:t*i*K/N))“ eller annorlunda uttryckt: X(O) = A X(n+l) = X(n) * exp(-2*Jt*i*K/N) 506 796 6 Varje (komplext) värde i DFT för en puls vid sampel K fås följaktligen ur föregående värde genom multiplikation med ett komplext tal (med absolutbelopp 1) som kan beräknas ur pulsens läge i tidsserien. DFT (FFT) av pulsen har alltså konstant belopp med lineär fas.A given sequence of samples is denoted x (0), ..., x (N-1). The definition of DFI 'is: X (n) = E x (k) * exp (-2 *: t * i * n * k / N), where i means the complex unit. The DFT is a linear function of the input signal. For a pulse disturbance that is = A at samples k = K and 0 otherwise, DFI is obtained: X (n) = A * exp (-2 * 1h * i * n * K / N) = A * (exp (-2 *: t * i * K / N)) “or in other words: X (O) = AX (n + l) = X (n) * exp (-2 * Jt * i * K / N) 506 796 6 Each (complex) value in DFT for a pulse at sample K is consequently obtained from the previous value by multiplication by a complex number (with absolute amount 1) which can be calculated from the position of the pulse in the time series. The DFT (FFT) of the pulse thus has a constant amount of linear phase.

I det följande diskuteras ett filter för att eliminera en pulsstöming. i Antag att en pulsstöming har detekterats vid tidssampel K i en samplad signal med N sampel. Det som sägs i föregående diskussion angående karakteriserlngen av Fouriertransformen kan då uttryckas enligt följande.In the following, a filter to eliminate a pulse disturbance is discussed. i Assume that a pulse disturbance has been detected at time sample K in a sampled signal with N samples. What is said in the previous discussion regarding the characterization of the Fourier transform can then be expressed as follows.

Om X(n) är DFI" för en pulsstörning vid sampel K i en tidssignal av längden N gäller: X(n+l) - X(n) * exp(-2*:t*i*K/N) = 0 eller: FIR-filtret med (komplexa) koefficienter I l -exp(-2*:t*i*K/N)l eliminerar pulsstömingen ur den störda DFT-n (FFT-n).If X (n) is DFI "for a pulse disturbance at sample K in a time signal of length N, the following applies: X (n + 1) - X (n) * exp (-2 *: t * i * K / N) = 0 or: the FIR filter with (complex) coefficients I l -exp (-2 *: t * i * K / N) l eliminates the pulse disturbance from the disturbed DFT-n (FFT-n).

En pulsfonnad störnings inverkan diskuteras nedan under hänvisning till figurerna 3 till 7.The effect of a pulsed disturbance is discussed below with reference to Figures 3 to 7.

I figur 3 visas ett exempel på en simulerad FMCW tidssignal eller svävningssignal 33 samplad i 1024 punkter. Figur 4 visar motsvarande FFT 34 av signalen under användande av Hammingfönster. I figur 5 har en pulsstöming 35 inlagts i svävningssignalen 33 nära sampel 300. l figur 6 visas hur den pålagda pulsstömingen påverkar FFf-n. En jämförelse med figur 4 visar att nästan all information i FFI-n har dränkts av pulsstörningen. Endast det starkaste målet 36 är fortfarande synligt med reducerad kontrast. l exemplet ovan är 2*1r*K/N = 2*it*300/ 1024 = 1.841. Pulstörningen 35 bör alltså för detta specifika fall filtreras bort genom FIR-filtret [ 1 -exp(-i*l.841)]. I figur 7 visas de störda FFT-erna i figur 6 frltrerade med detta filter. Vid en jämförelse av figur 4 och 7 framgår att filtret åstadkommer en mycket god rekonstruktion av svävningssignalens FFT. En Y A sne 796 skillnad är att skarpa konturer har breddats med ett antal sampel. Närmare bestämt filterlängden minus ett, dvs i detta fall ett sampel. Denna skillnad i pulsbreddning är mycket mindre än den påverkan konventionella metoder för pulseliminering ger.Figure 3 shows an example of a simulated FMCW time signal or hover signal 33 sampled at 1024 points. Figure 4 shows the corresponding FFT 34 of the signal using Hamming window. In Figure 5, a pulse disturbance 35 has been included in the hovering signal 33 near sample 300. Figure 6 shows how the applied pulse disturbance affects the FFf-n. A comparison with Figure 4 shows that almost all the information in the FFI has been soaked by the pulse disturbance. Only the strongest target 36 is still visible with reduced contrast. In the example above, 2 * 1r * K / N = 2 * it * 300/1024 = 1,841. Thus, for this specific case, the pulse disturbance 35 should be filtered out by the FIR filter [1 -exp (-i * 1.841)]. Figure 7 shows the disturbed FFTs in Figure 6 filtered with this filter. A comparison of Figures 4 and 7 shows that the filter produces a very good reconstruction of the FFT of the floating signal. A Y A sne 796 difference is that sharp contours have been widened with a number of samples. More specifically, the filter length minus one, ie in this case a sample. This difference in pulse width is much smaller than the impact of conventional pulse elimination methods.

I det följande diskuteras utvidgning till flera pulsstörningar.In the following, expansion to your pulse disorders is discussed.

Då flera pulsstörningar detekteras används ett filter som fås genom polynommultiplikation av ett antal faktorer, en för varje pulsstöming. l exemplet ovan elimineras en stöming vid sampel 300 av ett filter med koefficientema [l agml, där a300 = -exp(-i*2*:t*300/ 1024). På samma sätt elimineras en störning nära sampel 800 av ett filter med koefficienter I l agwl. Störningar både vid sampel 300 och 800 elimineras av ett filter vars koefficienter fås ur faltningen av de båda små filtren. Faltningen kan utföras som polynommultiplikation om filtren skrivs med skiftoperatom q eller z-operatorn: ll + asixfíll * ll + asixfl-ll = ll + (asixi-l-axixfififl + asixfaxixfï-zl Filtret blir i exemplet av andra ordningen. l det allmänna fallet får filtret samma ordning som antalet pulsstörningar. Bredden av skarpa kontraster i den rekonstruerade FFf-n är lika många sampel som antalet pulsstörningar.When fl your heart rate disturbances are detected, a filter is obtained which is obtained by polynomial multiplication of a number of factors, one for each heart rate disturbance. In the example above, a disturbance at sample 300 of a filter with the coefficients [l agml, where a300 = -exp (-i * 2 *: t * 300/1024) is eliminated. Similarly, a disturbance near sample 800 is eliminated by a filter with coefficients I 1 agwl. Disturbances at both samples 300 and 800 are eliminated by a filter whose coefficients are obtained from the convolution of the two small filters. The convolution can be performed as a polynomial multiplication if the filters are written with the shift operator q or the z operator: ll + asixfíll * ll + asixfl-ll = ll + (asixi-l-axix fifi fl + asixfaxixfï-zl The filter becomes in the example of the second order. The width of sharp contrasts in the reconstructed FFf is as many samples as the number of pulse disturbances.

De komplexa koefficienterna i filtret kan göras reella genom multiplikation med en komplexkonjugerad faktor: [1 + a*z'1| * [1 + conj(a)*z'l] =[ l + 2*Re(a) * íl + z'2] eftersom det komplexa talet a har absolutbelopp 1. Man ersätter då varje första ordningens faktor med komplexa koefficienter med en andra ordningens faktor med reella koefficienter.The complex coefficients in the filter can be made real by multiplication by a complex conjugate factor: [1 + a * z'1 | * [1 + conj (a) * z'l] = [l + 2 * Re (a) * íl + z'2] because the complex number a has absolute amounts 1. Each first order factor is then replaced by complex coefficients with a second order factor with real coefficients.

Det resulterande reella filtret nollar talföljden A * exp(-2*p*i*K/N)n, n = 0,1,... . Filtret nollar då real- och imaginärdel var för sig. Man se att 506 796 3 detta är ekvivalent med de kända trigonometriska identitetema (funktionsnamnet f kan tolkas som sinus eller cosinus) f(ot+6) + f(a-6) = 2 * cos(6) * f(a) Steget till ett reellt filter av högre ordning har i- allmänhet inga positiva effekter, utan bidrar bl a till ökad breddning av kontraster i FFT-n. i l det föregående har förutsatts att pulsstömingama detekteras i tidssignalen (tidsdomänen), men att de elimineras i Fourierdomänen ur de störda komplexa FPT-ema. Det är emellertid fullt möjligt att detektera störningar i de komplexa FFT-erna. Om man söker efter en pulsstöming kan man genom adaptiva metoder bestämma koefficienterna a i det filter [ l + a*z']] som effektivast minskar effekten hos FlT-n. Detta är ett standardproblem i adaptiv Signalbehandling, se Haykin, Adaptive Filter Theory, 3rd Ed., Prentice.Hall 1996. Koefficientema kan bestämmas med gängse algoritmer, tex LMS, normerad LMS, RLS, som kan hantera komplexa koefficienter.The resulting real filter zeros the number sequence A * exp (-2 * p * i * K / N) n, n = 0,1, .... The filter then zeros in on the real and imaginary parts separately. It is seen that this is equivalent to the known trigonometric identities (the function name f can be interpreted as sine or cosine) f (ot + 6) + f (a-6) = 2 * cos (6) * f (a) The step to a real alter of higher order generally has no positive effects, but contributes, among other things, to increased broadening of contrasts in the FFT. In the foregoing it has been assumed that the pulse disturbances are detected in the time signal (time domain), but that they are eliminated in the Fourier domain from the disturbed complex FPTs. However, it is quite possible to detect disturbances in the complex FFTs. If you are looking for a pulse disturbance, you can use adaptive methods to determine the coefficients a in the filter [l + a * z ']] that effectively reduces the power of the FlT-n. This is a standard problem in adaptive signal processing, see Haykin, Adaptive Filter Theory, 3rd Ed., Prentice.Hall 1996. The coefficients can be determined with common algorithms, such as LMS, standardized LMS, RLS, which can handle complex coefficients.

På motsvarande sätt kan filter för flera pulsstömingar bestämmas. Det är viktigt att tillräcklig ordning på filtret ansätts. Filtrets ordning bör _ åtminstone motsvara antalet förväntade pulsstörningar.Correspondingly, filters for your pulse disturbances can be determined. It is important that sufficient order in the filter is employed. The order of the filter should _ at least correspond to the number of expected pulse disturbances.

Claims (5)

9 506 796 Patentkrav9,506,796 Patent claims 1. Förfarande för eliminering av korta störningar, såsom pulsstömingar, i en radar av FMCW-typ med lineärt frekvenssvep, där utsänd och mottagen signal blandas för bildande av en nyttosignal i form av en skillnadssignal, svävningssignal, med en våg för varje mål, vilka vågors frekvens, amplitud och fas innehåller målinformation, och vilken svävningssignal samplas och Fouriertransformeras, kännetecknat av att de korta störningarnas bidrag till Fouriertransformen i frekvensdomänen filtreras bort ur Fouriertransformen genom ett FlR-filter med komplexa koefficienter.A method for eliminating short interference, such as pulse interference, in a linear frequency sweep FMCW type radar, in which transmitted and received signal are mixed to form a payload signal in the form of a difference signal, hover signal, with a wave for each target, which wave frequency, amplitude and phase contain target information, and which wave signal is sampled and Fourier-transformed, characterized in that the contribution of the short disturbances to the Fourier transform in the frequency domain is filtered out of the Fourier transform by a FlR filter with complex coefficients. 2. Förfarande enligt patentkravet 1, kännetecknat av att i FlR-filtret införes minst en faktor per kort störning.Method according to Claim 1, characterized in that at least one factor per short disturbance is introduced into the FlR filter. 3. Förfarande enligt patentkravet 2, kännetecknat av att i FlR-filtret införes minst en ytterligare faktor per kort störning för erhållande av reella koefficienter.Method according to Claim 2, characterized in that at least one additional factor per short disturbance is introduced into the FlR filter to obtain real coefficients. 4. Förfarande enligt något av patentkraven 2 eller 3, där detektering av korta störningar sker i tidsdomänen, kännetecknat av att FlR-filtrets ñlterkoefñcienter i varje faktor beräknas ur störningens läge i tidsdomänen.A method according to any one of claims 2 or 3, wherein detection of short disturbances takes place in the time domain, characterized in that the intercoefficients of the FlR filter in each factor are calculated from the position of the disturbance in the time domain. 5. Förfarande enligt något av patentkraven 1-3, där detektering av korta störningar sker i frekvensdomänen , kännetecknat av att FIR- filtrets filterkoefficienter bestämmes adaptivt ur Fouriertransformen.Method according to one of Claims 1 to 3, in which short-term disturbances are detected in the frequency domain, characterized in that the filter coefficients of the FIR filter are determined adaptively from the Fourier transform.