SE470455B - Anordning för kompensering av fasvridningen i återkopplingsslingan vid en kartesiskt återkopplad effektförstärkare - Google Patents
Anordning för kompensering av fasvridningen i återkopplingsslingan vid en kartesiskt återkopplad effektförstärkareInfo
- Publication number
- SE470455B SE470455B SE9202420A SE9202420A SE470455B SE 470455 B SE470455 B SE 470455B SE 9202420 A SE9202420 A SE 9202420A SE 9202420 A SE9202420 A SE 9202420A SE 470455 B SE470455 B SE 470455B
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- signal
- complex
- phase shift
- feedback
- iff
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3282—Acting on the phase and the amplitude of the input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3294—Acting on the real and imaginary components of the input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3231—Adaptive predistortion using phase feedback from the output of the main amplifier
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Description
20 25 30 35 <=”^ L” :I :ärr 2 e-c-a Vid en anordning för kompensering av fasvridningen i återkopp- lingsslingan vid en kartesiskt återkopplad effektförstärkare i ett sändarslutsteg, innefattande organ för kvadraturmodulering av den komplexa skillnadssignalen mellan en komplex insignal och motsvarande komplexa återkopplingssignal med en komplex module- ringssignal för bildande av en modulerad reell första signal, och organ för kvadraturdemodulering av en av effektförstärkarens ut- signal beroende modulerad reell andra signal med en komplex demo- duleringssignal för bildande av den komplexa återkopplingssigna- len, uppnås ovanstående syftemàl genom organ för detektering av ett mått på fasförskjutningen mellan den första signalen och den andra signalen samt mellan kvadraturkomponenten av den första/ andra signalen och den andra/första signalen, i och för bestäm- ning av ett mått på återkopplingsslingans fasvridning, och organ för fasvridning av någon av den komplexa modulerings-, demodule- rings-, skillnads- och återkopplingssignalen.med en den bestämda fasvridningen kompenserande fasvridning.
Ytterligare en lösning innefattar organ för detektering av ett mått på fasvridningen mellan den komplexa skillnadssignalen och den komplexa återkopplingssignalen samt organ för fasvridning av någon av den komplexa modulerings-, demodulerings-, skillnads- och återkopplingssignalen med en den bestämda fasvridningen kom- penserande fasvridning.
FIGURFÖRTECKNING Uppfinningen, ytterligare syften samt med uppfinningen uppnådda fördelar förstås bäst genom hänvisning till nedanstående beskriv- ning och den bifogade ritningen, i vilken: Fig. 1 visar ett kartesiskt âterkopplat slutsteg i en radiosän- dare utrustat med en föredragen utföringsform av en anordning enligt uppfinningen för kompensering av den i slutstegets återkopplingsslinga uppkomna fasvridningen, och Fig. 2 visar ett mera detaljerat blockschema av fasdetektorn och fasvridaren i fig. 1. 10 15 20 25 30 35 OO ih J Z) Pa.
C/“l G1 FÖREDRAGEN UTFöRINGsFoRM I figur l visas ett kartesiskt återkopplat slutsteg i en radio- sändare. För att underlätta beskrivningen bortses inledningsvis från inverkan av elementen 36, 38 och 40.
Kvadratursignaler I och Q matas till jämförare 10 respektive 12.
Jämförarnas 10, 12 utsignaler IE, Q: når via slingfilter 14, 16 varsin multiplikator 18 respektive 20. I multiplikatorn 18 mul- tipliceras utsignalen från slingfiltret 14 med en mellanfrekvens- signal IF, som t. ex. kan ha en frekvens av storleksordningen 10- 500 MHz. I multiplikatorn 20 multipliceras utsignalen från sling- filtret 16 med den i en fasdelare 22 90° fasvridna mellanfrek- venssignalen IF. Multiplikatorernas 18, 20 utsignaler summeras och tillförs via en eventuellt anordnad förstärkningsstyrning 24 en.multiplikator 26, i vilken blandning till bärvågsfrekvens sker med hjälp av en högfrekvenssignal RF, som kan ha en frekvens av storleksordningen 900 MHz. Multiplikatorns 26 utsignal leds därefter till sändarslutstegets effektförstärkare PA. Utsignalen från förstärkaren PA leds via eventuella filter till antennen.
En del av förstärkarens PA utsignal används för bildande av en àterkopplingsslinga. Denna del av förstärkarens PA utsignal leds till en multiplikator 28, i vilken nedblandning till mellanfrek- vens sker med hjälp av högfrekvenssignalen RF. Via en andra eventuellt anordnad förstärkningsstyrning 30 leds denna nedblan- dade signal till tvâ multiplikatorer 32, 34. I multiplikatorn 32 multipliceras den nedblandade signalen med mellanfrekvenssignalen IF för bildande av den ena återkopplade kvadratursignalen IF. I multiplikatorn 34 multipliceras den nedblandade signalen med den i fasdelaren 22 90° fasvridna 1nellanfrekvenssignalen IF för bildande av den andra återkopplade kvadratursignalen QF. Signa- lerna IF, Q? återföres till den andra ingången av respektive jämförare 10, 12.
I den hitintills beskrivna kopplingen har ingen hänsyn tagits till den av återkopplingsslingan åstadkomna fasvridningen.0 av de återkopplade, kvadratursignalerna IW. QF. Denna fasvridning' 0 detekteras företrädesvis av' en fasdetektor~ 36 i slutstegets n Lä. 10 15 20 25 F? » 1 1 Q :J 455 4 mellanfrekvensdel. Ett lämpligt sätt att kompensera för fasvrid- ningen 6 är att införa en fasvridare 38 som inför en kompenseran- de fasvridning -G före modulationen i multiplikatorerna 18, 20.
För den blandade utsignalen IFE från multiplikatorerna 18, 20 till fasdetektorn 36 gäller: IFE = IE^cos(mt) + QE'sin(wt) där~m är mellanfrekvenssignalens IF vinkelfrekvens. För den åter- kopplade insignalen IFF till fasdetektorn 36 gäller: IFF = IE'cos(mt+G) + QS-sin(wt+G) där 9 är den fasvridning som skall bestämmas.
För beräkning av fasvridningen G bildas kvadratursignalen till signalen IFE i fasdetektorn 36. Denna kan skrivas: IFEQ = -IE°sin(mt) + QE'cos(ut) Därefter multipliceras var och en av signalerna IFE, IFEQ med signalen IFF i fasdetektorn 34. För IFE-IFF erhålls: IFE'IFF {IE°cos(mt) + QE-sin(@t)}-{IE~cos(mt+6) + QE-sin(mt+G)} I§~cos(mt+6)cos(wt) + Q:-sin(ot+6)sin(wt) IEQE-sin(mt+6)cos(@t) + IEQE'cos(mt+6)sin(mt) %IE2-{cos(2mt+9) + cos(9)} - %Q§-{cos(2mt+6) - cos(®)} äI¿%°{sin(2æt+6) + sin(6)} + %I¿%~{sin(2mt+9) - sin(@)} %(I§+Q§)-cos(6) + ä(I§-Q§)~cos(2mt+G) + %I¿%'sin(2mt+®) På liknande sätt erhålls för IFEQ-IFF: 10 15 20 25 30 IFEQ'IFF = = {-IE-sin(mt) + QE~cos(wt)}-{IE~cos(mt+6) + QE-sin(mt+6)} = ëI§~cos(mt+0)sin(mt) + Q;-sin(mt+9)cos(mt) + -IEQE-sin(mt+®)sin(mt) + IEQE'cos(wt+6)cos(mt) -%I§°{sin(2mt+G) - sin(®)} + äQf~{sin(2wt+6) + sin(9)} äIEQE-1fcos(2wt+®) - cos(6)} + 55IEQE-{cos(2cot+6) + cos(G)} + %(I:+Q§)^sin(@) - %(I§-Q§)°sin(2mt+G) + äI¿%°cos(2mt+G) Genom lågpassfiltrering av dessa båda signaler försvinner de t- beroende termerna och återstår endast DC-komponenterna. Dessa är: %( IE2+QE2 ) ° GOSWJ) !-¿(1E2+QE2)- sinw) Ia Qe II IQ, Q9 bestämmer fasfelet (genom ekvationen: 9 = tan*(QQ/IQ) ).
Den beräknade fasvridningen, representerad av IQ, Q9, används i fasvridaren 38 för komplex fasvridning av utsignalerna från fasdelaren 22 med en fasvinkel minus G. Denna princip kallas feed-forward.
En utföringsform av fasdetektorn 36 och fasvridaren 38 kommer nu att beskrivas i detalj under hänvisning till figur 2.
I utföringsformen enligt figur 2 leds signalen IFE till en fas- delare 200, t.ex. ett Hilbert-filter. I analoga multiplikatorer 202, 204 multipliceras de uppdelade signalerna med signalen IFF.
Produktsignalerna leds till respektive lágpassfilter 206, 208 för bildande av fasfelvektorn IQ, Qe i enlighet med ovanstående formler. Multiplikatorerna 202, 204 kan exempelvis utgöras av Gilbertblandare. Felvektorn IQ, Q9 leds till ytterligare två analoga.multiplikatorer 210, 212, t.ex. Gilbert-blandare, i vilka respektive komponent multipliceras med utsignalerna från fasdela- ren 22. Därefter summeras produktsignalerna frånnnultiplikatorer- na 210, 212, och summasignalen delas upp i ytterligare en fasde- lare 214, t.ex. ett Hilbert-filter. Fasdelarens 214 utsignal ut- 10 15 20 25 30 5 5 6 gör den faskorrigerade komplexa signalen till multiplikatorerna 18, 20. Fasdetektorns funktion är_ sådan att den kan betraktas som dvs medan hårdlimiterande, amplitudinformation undertrycks fasinformation framhävs .
Vid start av systemet öppnas slingan genom att omkopplare 40 (se figur 1) öppnas. Därefter bestäms ett begynnelsevärde på 6. Under denna mätfas matas fasvridaren 38 med begynnelsevärdena IQ = l, Qg = Ie2+Qe2>>O). Under denna begynnelsefas kan även tidskonstanterna O (andra värden är också möjliga, enda villkoret är att i fasdetektorn ändras, så att insvängningsförloppet blir mycket snabbt. När begynnelsevärdet på G har bestämts sluts slingan genom att kontakterna 40 åter sluts. Insignalenerna till fas- vridaren 38 ändras därvid också till faktiskt detekterade värden.
Samtidigt kan tidskonstanterna i fasdetektorn 36 återgå till sina normala värden. Härefter arbetar systemet stabilt utan att slingan på nytt behöver öppnas. Detta förlopp upprepas varje gång sändning startas .
En fördel med den beskrivna utföringsformen av uppfinningen är att inställningstiden är mycket kort, ca 50 ns för en noggrannhet i fasvinkelbestämningen på ca 2 grader. En anledning till detta är att 9=tan"1(Q@/I9) som ger rätt resultat även för små värden på QQ/Ie. Av denna anledning kan det till och med vara möjligt att utelämna den ovan beskrivna startproceduren.
En variant på den föredragna utföringsformen utgöres av en krets i vilken fasvridaren 38 korrigerar den komplexa signalen till de- modulatorn 32, 34 istället för den komplexa signalen till modula- torn 18, 20. En nackdel med denna variant är dock bland annat att demodulatorn är känsligare för fasfel och brus.
Ytterligare varianter består i att fasvridaren 38 korrigerar sig- nalerna IE, QE respektive IF, QF. I denna variant krävs dock ena korskopplad fasvridare.
Ytterligare en lösning består i att både detekteringen och korri- geringen sker på basbandet. I en sådan utföringsform mäts fas- vridningen mellan IE, QR och IF, QF direkt på basbandet. Detta sker 's 10 15 i: 1-1 I' “Ä 7 s., genom komplex multiplikation av dessa båda signaler och lågpass- filtrering av den komplexa utsignalen. Korrigeringen kan sedan ske på basbandet med hjälp av spänningsstyrda förstärkare, antingen direkt efter sligfiltren eller vid ingången till jäm- föraren. En korskopplad fasvridare erfordras. En nackdel vid denna utföringsform i förhållande till den föredragna utförings- formen enligt figur 1 och 2 är dock att inställningstiden ökar från cirka 50 nanosekunder till några millisekunder genom att basbandssignalerna har betydligt lägre frekvens än signalen IF, så att de summafrekvenser som skall bortfiltreras blir betydligt lägre.
En fördel med de beskrivna lösningarna är att den lämpar sig för implementering såsom en funktion i en integrerad krets.
Fackmannen inser att olika förändringar och modifieringar av uppfinningen är möjliga utan att dessa faller utanför uppfin- ningens ram, vilken definieras av de bifogade patentkraven.
Exempelvis kan uppfinningen utövas i RF-området om ingen mellan- frekvensdel används.
Claims (7)
1. Anordning för kompensering av fasvridningen (6) i återkopp- lingsslingan vid en kartesiskt àterkopplad effektförstärkare (PA) i ett sändarslutsteg, innefattande organ (18, 20, 22) för kvadraturmodulering av den komplexa skillnadssignalen (IE, QE) mellan en komplex insignal (I, Q) och motsvarande komplexa âterkopplingssignal (IF, QF) med en komplex moduleringssignal för bildande av en modulerad reell första signal (IFE), och organ (22, 32, 34) för kvadraturdemodulering av en av effekt- förstärkarens (PA) utsignal beroende modulerad reell andra signal (IFF) med en komplex demoduleringssignal för bildande av den komplexa àterkopplingssignalen (IF, QF), k ä n n e t e c k n a d av (a) (b) organ (36) för detektering av ett mått på fasförskjut- ningen mellan den första signalen (IFE) och den andra signalen (IFF) samt mellan kvadraturkomponenten av den IFF) och den andra/första (IFF, IFE) signalen, i och för bestämning av ett mått första/andra signalen (IFE, (IQ, Qe) på återkopplingsslingans fasvridning (6), organ (38) för fasvridning av någon av den komplexa modulerings-, demodulerings-, skillnads- och återkopp- lingssignalen med en den bestämda fasvridningen (9) kom- penserande fasvridning.
2. Anordning för kompensering av fasvridningen (G) i återkopp- lingsslingan videnxkartesiskt återkopplad.effektförstärkare (PA) i ett sändarslutsteg, innefattande organ (18, 20, 22) för kvadraturmodulering av den komplexa skillnadssignalen (IE, QE) mellan en komplex insignal (I, Q) och motsvarande komplexa âterkopplingssignal (IF, QF) med en W 1 vw 10 15 20 25 30 9 áfïn 4r-r “ ' @C)Û komplex moduleringssignal för bildande av en modulerad reell första signal (IFE), och organ (22, 32, 34) för kvadraturdemodulering av en av effekt- förstärkarens (PA) utsignal beroende modulerad reell andra signal (IFF) med en komplex demoduleringssignal för bildande av den komplexa àterkopplingssignalen (IF, QF), k ä n n e t e c k n a d av (a) organ (36) för detektering av ett mått (IQ, Q9) på fasv- ridningen (6) mellan den komplexa skillnadssignalen (Iw QE) och den komplexa âterkopplingssignalen (IF, QF), (b) organ (38) för fasvridning av någon av den komplexa modulerings-, demodulerings-, skillnads- och återkopp- lingssignalen med en den bestämda fasvridningen.(9) kom- penserande fasvridning.
3. Anordning enligt krav l eller 2, k ä n n e t e c k n a d av att fasvridningsorganet (38) innefattar två analoga multiplika- torer (210, 212) för multiplicering av real- och imaginärdelen av den komplexa utsignalen (IQ, Qe).fràn detekteringsorganet (36) med realdelen resp. imaginärdelen av nwduleringssignalen och ett Hilbert-filter (214) för uppdelning av summan av multiplikatorer- nas (210, 212) utsignaler i en l- och en Q-komponent.
4. Anordning enligt krav l och 3, k ä n n e t e c k n a d av att detekteringsorganet (36) innefattar ett tillkommandeItilbert-fil- ter (200) för uppdelning av den första/andra signalen (IFE, IFF) i en I- och en Q-komponent, två tillkommande analoga multiplika- torer (202, 204) för multiplicering av I- resp. Q-komponenten med den andra/första signalen (IFF, IFE) och tvâ làgpassfilter (206, 208) för lågpassfiltrering av utsignalerna från respektive till- kommande multiplikator för bildande av en komplex utsignal som utgör nämnda mått (IG, 09) på återkopplingsslingans fasvridning (9)- 5 5 l°
5. Anordning enligt något av föregående krav, k ä n n e t e c k - n a d av att moduleringssignalen är en mellanfrekvenssignal (IF).
6. Anordning enligt något av kraven 1-4, k ä n n e t 'e c k n a d av att moduleringssignalen är en högfrekvenssignal (RF).
7. Anordning enligt något av föregående krav, k ä n n e t e c k - n a d av att den ingår som en funktion i en integrerad krets. .yà
Priority Applications (21)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE9202420A SE470455B (sv) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | Anordning för kompensering av fasvridningen i återkopplingsslingan vid en kartesiskt återkopplad effektförstärkare |
NZ255003A NZ255003A (en) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | Power amplifier feedback: compensating for phase rotation |
KR1019940701302A KR100188045B1 (ko) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | 최종 증폭기 단계에서 위상회전을 보상하는 장치 |
CA002119867A CA2119867C (en) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | Apparatus for compensating of phase rotation in a final amplifier stage |
JP50615394A JP3372546B2 (ja) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | 最終増幅器段における位相回転を補償する装置 |
RU94033150A RU2115222C1 (ru) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | Устройство для компенсации фазового сдвига в цепи обратной связи усилителя мощности (варианты) |
EP94908138A EP0609435B1 (en) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | Apparatus for compensating of phase rotation in a final amplifier stage |
PCT/SE1993/000647 WO1994005078A1 (en) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | Apparatus for compensating of phase rotation in a final amplifier stage |
DE69318818T DE69318818T2 (de) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | Vorrichtung zur kompensation der phasendrehung in einer endstufe eines verstärkers |
AU47660/93A AU662078B2 (en) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | Apparatus for compensating of phase rotation in a final amplifier stage |
AT94908138T ATE166754T1 (de) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | Vorrichtung zur kompensation der phasendrehung in einer endstufe eines verstärkers |
ES94908138T ES2117256T3 (es) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | Aparato de compensacion de rotacion de fase en una etapa final de amplificador. |
BR9305621A BR9305621A (pt) | 1992-08-24 | 1993-08-02 | Aparelho para compensar a rotação de fase no enlace de realimentação de um amplificador de potência de realimentação cartesiana |
TW082106257A TW228624B (sv) | 1992-08-24 | 1993-08-05 | |
MX9304985A MX9304985A (es) | 1992-08-24 | 1993-08-17 | Aparato para compensar la rotacion de fase en una etapa final de amplificador. |
MYPI93001662A MY110112A (en) | 1992-08-24 | 1993-08-20 | Apparatus for compensating of phase rotation in a final amplifier stage |
CN93116480A CN1033122C (zh) | 1992-08-24 | 1993-08-23 | 末级放大器中用于补偿相位旋转的装置 |
US08/110,944 US5483681A (en) | 1992-08-24 | 1993-08-24 | Apparatus for compensating of phase rotation in a final amplifier stage |
FI941835A FI941835A0 (sv) | 1992-08-24 | 1994-04-20 | Anordning för kompensering av fasvridning i förstärkarslutsteg |
NO941436A NO303607B1 (no) | 1992-08-24 | 1994-04-20 | Apparat for Õ kompensere fasedreining i et sluttforsterkertrinn |
HK98112427A HK1011516A1 (en) | 1992-08-24 | 1998-11-27 | Apparatus for compensating of phase rotation in a final amplifier stage |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE9202420A SE470455B (sv) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | Anordning för kompensering av fasvridningen i återkopplingsslingan vid en kartesiskt återkopplad effektförstärkare |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SE9202420D0 SE9202420D0 (sv) | 1992-08-24 |
SE9202420L SE9202420L (sv) | 1994-02-25 |
SE470455B true SE470455B (sv) | 1994-04-11 |
Family
ID=20386991
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SE9202420A SE470455B (sv) | 1992-08-24 | 1992-08-24 | Anordning för kompensering av fasvridningen i återkopplingsslingan vid en kartesiskt återkopplad effektförstärkare |
Country Status (20)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5483681A (sv) |
EP (1) | EP0609435B1 (sv) |
JP (1) | JP3372546B2 (sv) |
KR (1) | KR100188045B1 (sv) |
CN (1) | CN1033122C (sv) |
AT (1) | ATE166754T1 (sv) |
AU (1) | AU662078B2 (sv) |
BR (1) | BR9305621A (sv) |
CA (1) | CA2119867C (sv) |
DE (1) | DE69318818T2 (sv) |
ES (1) | ES2117256T3 (sv) |
FI (1) | FI941835A0 (sv) |
HK (1) | HK1011516A1 (sv) |
MX (1) | MX9304985A (sv) |
MY (1) | MY110112A (sv) |
NZ (1) | NZ255003A (sv) |
RU (1) | RU2115222C1 (sv) |
SE (1) | SE470455B (sv) |
TW (1) | TW228624B (sv) |
WO (1) | WO1994005078A1 (sv) |
Families Citing this family (37)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FI94476C (sv) * | 1993-11-18 | 1995-09-11 | Nokia Telecommunications Oy | Förfarande för att minimera fasfelet hos sändaren i en sändarmottagarenhet, samt en sändarmottagarenhet |
DE69433082T2 (de) * | 1993-11-30 | 2004-06-03 | Nec Corp. | Adaptive Linearisierung eines Quadraturmodulators |
JPH0832462A (ja) * | 1994-07-15 | 1996-02-02 | Uniden Corp | カーテジアンループのdcオフセット回路 |
GB2293935B (en) * | 1994-10-03 | 1999-07-14 | Linear Modulation Tech | Automatic calibration of carrier suppression and loop phase in a cartesian amplifier |
FI105865B (sv) * | 1994-11-14 | 2000-10-13 | Nokia Mobile Phones Ltd | Förfarande och koppling för effektreglering och linearisering av sändningsignalen i en radioapparat |
GB2301247A (en) * | 1995-05-22 | 1996-11-27 | Univ Bristol | A cartesian loop transmitter amplifier |
JP3169803B2 (ja) * | 1995-08-28 | 2001-05-28 | 株式会社日立国際電気 | 電力増幅器の非線形補償回路 |
JP3708232B2 (ja) * | 1995-10-30 | 2005-10-19 | 富士通株式会社 | 歪補償回路を有する送信装置 |
JP3167608B2 (ja) * | 1995-12-18 | 2001-05-21 | 日本マランツ株式会社 | 無線装置 |
US5894496A (en) * | 1996-09-16 | 1999-04-13 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for detecting and compensating for undesired phase shift in a radio transceiver |
US5870670A (en) * | 1996-09-23 | 1999-02-09 | Motorola, Inc. | Integrated image reject mixer |
US5898906A (en) * | 1996-10-29 | 1999-04-27 | Gec Plessey Semiconductors, Inc. | System and method for implementing a cellular radio transmitter device |
GB2326297B (en) * | 1997-06-09 | 2002-03-20 | Linear Modulation Tech | Radio frequency signal processing and amplification in cartesian loop amplifiers |
GB9715278D0 (en) | 1997-07-18 | 1997-09-24 | Cambridge Consultants | Signal processing system |
SE512623C2 (sv) * | 1997-11-03 | 2000-04-10 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning i ett telekommunikationsproblem |
US6311046B1 (en) | 1998-04-02 | 2001-10-30 | Ericsson Inc. | Linear amplification systems and methods using more than two constant length vectors |
US5930128A (en) * | 1998-04-02 | 1999-07-27 | Ericsson Inc. | Power waveform synthesis using bilateral devices |
US6285251B1 (en) | 1998-04-02 | 2001-09-04 | Ericsson Inc. | Amplification systems and methods using fixed and modulated power supply voltages and buck-boost control |
US6466628B1 (en) | 1998-04-18 | 2002-10-15 | Lucent Technologies Inc. | Technique for effectively rendering power amplification and control in wireless communications |
US6201452B1 (en) | 1998-12-10 | 2001-03-13 | Ericsson Inc. | Systems and methods for converting a stream of complex numbers into a modulated radio power signal |
US6411655B1 (en) | 1998-12-18 | 2002-06-25 | Ericsson Inc. | Systems and methods for converting a stream of complex numbers into an amplitude and phase-modulated radio power signal |
US6181199B1 (en) | 1999-01-07 | 2001-01-30 | Ericsson Inc. | Power IQ modulation systems and methods |
US6831954B1 (en) * | 2000-02-01 | 2004-12-14 | Nokia Corporation | Apparatus, and associated method, for compensating for distortion introduced upon a send signal by an amplifier |
US6606483B1 (en) * | 2000-10-10 | 2003-08-12 | Motorola, Inc. | Dual open and closed loop linear transmitter |
US6931080B2 (en) * | 2001-08-13 | 2005-08-16 | Lucent Technologies Inc. | Multiple stage and/or nested predistortion system and method |
EP1361655A1 (en) * | 2002-05-07 | 2003-11-12 | Semiconductor Ideas to The Market (ItoM) BV | Mirror suppression circuit in a quadrature demodulator |
JP2004072336A (ja) * | 2002-08-05 | 2004-03-04 | Samsung Electronics Co Ltd | 送信信号補償機能付き無線機 |
US7446622B2 (en) * | 2003-09-05 | 2008-11-04 | Infinera Corporation | Transmission line with low dispersive properties and its application in equalization |
US7915954B2 (en) | 2004-01-16 | 2011-03-29 | Qualcomm, Incorporated | Amplifier predistortion and autocalibration method and apparatus |
US7580686B2 (en) * | 2004-05-19 | 2009-08-25 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Adaptive predistortion method and arrangement |
US7421252B2 (en) * | 2005-08-02 | 2008-09-02 | Freescale Semiconductor, Inc. | Center frequency control of an integrated phase rotator band-pass filter using VCO coarse trim bits |
US8175553B2 (en) * | 2007-01-17 | 2012-05-08 | Motorola Solutions, Inc. | Wireless communication unit, linearised transmitter circuit and method of linearising therein |
GB2469076B (en) * | 2009-03-31 | 2013-05-22 | Motorola Solutions Inc | IQ phase imbalance correction method in cartesian linearization feedback path with dual phase shifters |
US9407206B2 (en) | 2012-04-24 | 2016-08-02 | Qualcomm Incorporated | Phased array architecture configured for current reuse |
WO2016102020A1 (en) * | 2014-12-23 | 2016-06-30 | Advantest Corporation | Test equipment, method for operating a test equipment and computer program |
CN105187346B (zh) * | 2015-09-25 | 2019-03-05 | 海能达通信股份有限公司 | 发射机相位自适应调整的方法以及发射机 |
RU196826U1 (ru) * | 2019-09-13 | 2020-03-17 | Публичное акционерное общество "Научно-производственное объединение "Алмаз" имени академика А.А. Расплетина" (ПАО "НПО "Алмаз") | Устройство коррекции электрической длины каналов усиления |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4291277A (en) * | 1979-05-16 | 1981-09-22 | Harris Corporation | Adaptive predistortion technique for linearizing a power amplifier for digital data systems |
US4462001A (en) * | 1982-02-22 | 1984-07-24 | Canadian Patents & Development Limited | Baseband linearizer for wideband, high power, nonlinear amplifiers |
WO1991006149A1 (en) * | 1989-10-16 | 1991-05-02 | Motorola, Inc. | Stabilizing circuit for feedback rf amplifier |
US5066922A (en) * | 1989-10-16 | 1991-11-19 | Motorola, Inc. | Stabilizing circuit for feedback RF amplifier |
US5066923A (en) * | 1990-10-31 | 1991-11-19 | Motorola, Inc. | Linear transmitter training method and apparatus |
US5175879A (en) * | 1991-04-25 | 1992-12-29 | Motorola, Inc. | Linear amplifier with feedback path and phase error compensation |
-
1992
- 1992-08-24 SE SE9202420A patent/SE470455B/sv not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-08-02 JP JP50615394A patent/JP3372546B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1993-08-02 EP EP94908138A patent/EP0609435B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-08-02 BR BR9305621A patent/BR9305621A/pt not_active IP Right Cessation
- 1993-08-02 ES ES94908138T patent/ES2117256T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1993-08-02 CA CA002119867A patent/CA2119867C/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-08-02 DE DE69318818T patent/DE69318818T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-08-02 WO PCT/SE1993/000647 patent/WO1994005078A1/en active IP Right Grant
- 1993-08-02 AU AU47660/93A patent/AU662078B2/en not_active Expired
- 1993-08-02 RU RU94033150A patent/RU2115222C1/ru active
- 1993-08-02 NZ NZ255003A patent/NZ255003A/en unknown
- 1993-08-02 KR KR1019940701302A patent/KR100188045B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1993-08-02 AT AT94908138T patent/ATE166754T1/de not_active IP Right Cessation
- 1993-08-05 TW TW082106257A patent/TW228624B/zh not_active IP Right Cessation
- 1993-08-17 MX MX9304985A patent/MX9304985A/es not_active IP Right Cessation
- 1993-08-20 MY MYPI93001662A patent/MY110112A/en unknown
- 1993-08-23 CN CN93116480A patent/CN1033122C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1993-08-24 US US08/110,944 patent/US5483681A/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-04-20 FI FI941835A patent/FI941835A0/sv unknown
-
1998
- 1998-11-27 HK HK98112427A patent/HK1011516A1/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1083640A (zh) | 1994-03-09 |
MX9304985A (es) | 1994-02-28 |
TW228624B (sv) | 1994-08-21 |
EP0609435A1 (en) | 1994-08-10 |
CA2119867C (en) | 2002-11-26 |
HK1011516A1 (en) | 1999-07-09 |
SE9202420L (sv) | 1994-02-25 |
MY110112A (en) | 1998-01-27 |
ES2117256T3 (es) | 1998-08-01 |
AU662078B2 (en) | 1995-08-17 |
CN1033122C (zh) | 1996-10-23 |
JPH07500716A (ja) | 1995-01-19 |
US5483681A (en) | 1996-01-09 |
DE69318818T2 (de) | 1998-09-24 |
AU4766093A (en) | 1994-03-15 |
NZ255003A (en) | 1995-12-21 |
EP0609435B1 (en) | 1998-05-27 |
FI941835A (sv) | 1994-04-20 |
SE9202420D0 (sv) | 1992-08-24 |
DE69318818D1 (de) | 1998-07-02 |
JP3372546B2 (ja) | 2003-02-04 |
WO1994005078A1 (en) | 1994-03-03 |
FI941835A0 (sv) | 1994-04-20 |
RU2115222C1 (ru) | 1998-07-10 |
ATE166754T1 (de) | 1998-06-15 |
CA2119867A1 (en) | 1994-03-03 |
BR9305621A (pt) | 1995-03-01 |
KR100188045B1 (ko) | 1999-06-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
SE470455B (sv) | Anordning för kompensering av fasvridningen i återkopplingsslingan vid en kartesiskt återkopplad effektförstärkare | |
US4584710A (en) | Coherent receiver phase and amplitude alignment circuit | |
US9686103B2 (en) | Method for compensating the frequency dependent phase imbalance | |
US4495473A (en) | Digital phase shifting apparatus which compensates for change of frequency of an input signal to be phase shifted | |
KR960000154B1 (ko) | 디지탈 위상-동기 루프 회로 | |
EP1916764B1 (en) | Method and apparatus for compensating for mismatch occurring in radio frequency quadrature transceiver | |
US3218559A (en) | Synchronizing circuit maintaining loop signals as an integer product and equal amplitude | |
US20030031273A1 (en) | Quadrature gain and phase imbalance correction in a receiver | |
EP0973255B1 (en) | 90 degree phase shifter and image rejection mixer | |
CA2197472A1 (en) | Method and apparatus for the correction of signal-pairs | |
US20040076241A1 (en) | Method for reducing transmissions in boundary zones, in amplitude modulation transmitters operating in digital mode | |
CN115102814B (zh) | 自适应收发信号频偏的相位编码信号脉冲压缩方法 | |
US7164327B2 (en) | Compensation of the IQ phase asymmetry in quadrature modulation and demodulation methods | |
US9722714B1 (en) | Frequency difference determination | |
JPH06289129A (ja) | 測距装置 | |
US20100166114A1 (en) | Method of reducing d.c. offset | |
GB2430321A (en) | Generating i and q signals with feedback phase correction | |
EP1764912A2 (en) | Generation of accurate phase and amplitude matched signals | |
King | Error analysis of phase-insensitive coherent (homodyne) detectors | |
KR0156415B1 (ko) | 신호위상 감지장치 | |
JPS6051011A (ja) | 同期検波装置 | |
JPH0575658A (ja) | 直交変調器 | |
JPH02218981A (ja) | レーダ装置 | |
JP2000252752A (ja) | Am復調器 | |
JPH01115220A (ja) | Pll周波数調整回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
NAL | Patent in force |
Ref document number: 9202420-7 Format of ref document f/p: F |
|
NUG | Patent has lapsed |
Ref document number: 9202420-7 Format of ref document f/p: F |