SE460007B - Hoegfrekvent likriktaranordning med sinus-formad primaerstroem - Google Patents

Description

460 ÛÛ7 2 De ovan beskrivna olägenheterna har lett till att vissa konstruktioner numera innehåller organ som framtvingar sinusformad primärström. Tekniken för sådan aktiv omformning av strömmens kurvform är känd, se exempelvis FE. Spooner, "Svvitclw Mode Power Supplies with ldealised Performance", Proceedings of the INTELEC, 1986 sid 89. Den gär ut pä att ett särskilt reglersystern som arbetar vid hög frekvens påverkar strömmens momentanvärde manga gånger under en balvperiod av nätspänningen.

Man använder sig här av tva omriktningssteg med var sin switchhalvledare och reglerkrets. En förregulator påverkar strömmens kurvform, medan en omriktare omvandlar dess ingangsspämirig till en utgangsspänning, isolerad från nät- spämingen. Omriktarens reglerkrets konstanthaller utspânningen eller ut- strömmen beroende pá driftsättet.

Switchfrekvensen i förregulatorn och i omriktaren kan vara olika, men bada stegen arbetar med hög frekvens.

En sådan likriktare upptar fran nätet sinusformad ström i fas med nät- spänningen. Sedd utifrân nätingangen kan likriktaren betraktas som resistiv last.

Den utgör en perfekt lösning mot ställda krav, men utfaller relativt kostsam, komplicerad och utrymmeskrävande.

REDOGÖRELSE F ÖR UPPFINNINGEN Ändamålet med föreliggande uppfinning är att åstadkomma en högfrekvent likriktaranordning som löser samtliga ovan beskrivna uppgifter d v s a) omvandling av energi vid hög frekvens till lämplig utgängsspänning isolerad från nätspänningen; b) konstantspännings- respektive konstantströmreglering pà utgången; c) aktiv paverkan av primârströmmens kurvform till sinus i fas med nät- spänningen.

Likriktaranordningen enligt uppfinningen är därvid kännetecknad sa som fram- går av patentkravets l kännetecknande æl. 2D 460 007 FIGURBESKRIVNING Uppfinningen skall närmare beskrivas med hänvisning till bifogade ritningar där Figur l visar ett blockschema över likriktaranordningen enligt uppfinningen; ._ Figur 2 visar ett tidsdiagram över styrpulser som tillförs ett kopplingselementi líkriktaranordningen enligt uppfinningen; Figur 3 visar ett tidsdiagram över primärströmmen i likriktaranordningen enligt uppfinningen; Figur 4 visar ett tidsdiagram över sekundärströmmen i likriktanordningen enligt uppfinningen; Figur 5 visar ett tidsdiagram över primâr- och sekundårspänningarna i likriktar- anordningen enligt uppfinningen.

UTF ÖRINGSF ORME R Den högfrekventa likriktaranordningen enligt uppfinningen och enligt bifogade figur l innehåller en likriktarbrygga DB, som helvagslikriktar en inkommande nätspänning Un. Nätspänningen utgörs exempelvis av en sinusformad växel- spänning 220V med en frekvens=50Hz. Nätspânningen behöver ej nödvändigtvis vara helt sinusformad utan kan även vara förvrängd och innehålla övertoner enligt vad som ovaw beskrivits.

Likriktarbryggan DB är ansluten till en primär effektkrets, vilken innehåller primärlindningen kl hos en induktor TF, ett styrbart omkopplingselement som består av en MOS FET-transistor TR samt ett lägohmigt motstånd R som strömavkännande organ. Även annan typ av strömavkänning är möjlig, exempelvis en ström- transformator.

Anordningen enligt figur l bestar vidare av en sekundär effektkrets, som innehåller sekundärlindningen kz hos induktorn TF, en diod DZ samt ett glättningsfilter, vilket utgörs av kondensatorn CZ och induktansen Ll Even- tuellt kan ytterligare en kapacitans CS vara ansluten över effektkretsens utgång, som bildar anordningens utgång över vilken den önskade likspämingen UO upp trä der. 460 007 4 Enligt uppfinningen innehåller likriktaranordningen således en primär effekt- krets innehållande en enda magnetisk kopplad induktor med tva lindningar kl och kZ, där primärlindningen kl är ansluten i den primära effektkretsen till det styrbara omkopplingselementet TR och sekundärlindningen kZ är ansluten till den sekundära effektkretsen. Omkoppiingselementet TR styrs därvid sa att likriktaren arbetar som en s k fly-back omriktare, dvs under det intervall som transistorn TR leder, upplagras magnetisk energi medelst primärströmmen il och under det tidsintervall som omkopplingselementet är spärrat urladdas induktorn TF över den sekundära effektkretsen. Detta kommer närmare att beskrivas i samband med figur 2-5.

Likriktaranordningen innehåller vidare tva reglerorgan Rl och RZ, vilka bildar ett reglersystem för omvandlingen av den likriktade ingangsspänningen till önskad utgående likspänning Uo.

Det ena reglerorganet Rl består av en jårnförare JF l för jämförelse av utgàngslikspänningen UG med en referensspänning Ur samt en omvandlingskrets G för att galvaniskt isolera utspänningen Ulr fran jämföraren JFl till den andra reglerkretsen R2. Omvandlingskretsen G kan exempelvis utgöras av en opto- kopplare av känt slag.

Det andra reglerorganet R2 består av en multiplikator M, en jâmförare JFZ samt en styrbar pulsoscillator P0 som avger styrpulser till transistorn TR.

Dessa styrpulser har ett variabelt puls-pausförhallande med en fast frekvens fh, som är mycket större än nâtfrekverisen (exempelvis av storleksordningen 20 kHz). Pulsoscillatorn PO kan bestå av en oscillator, som avger en fast frekvens, en vippkrets som klockas av oscillatorn och som nollställs av utsignalen från jämföraren JFZ samt en drivkrets. Det är även tänkbart att ha en s k VCO, d v s en styrbar osciliator vars frekvens styrs av utsignalen från jämföraren JFZ. I det nedan beskrivna fallet är frekvensen fh hos de avgivna pulserna konstant medan pulsbredden varierar i beroende av utsignalen fràn jämföraren JF 2.

Funktionssättet hos anordningen enligt figur l är fëljande: Jämföraren JFl i det första reglerorganet Rl avger en signal Ulr som anger skillnaden mellan utspänningen UD och referensspänningen Ur, varvid U2r är i princip samma som Ulr men galvaniskt atskild från utgângskretsen. 460 007 Muitiplikatorn M mottar dels den helvagslikriktade nätspänningen, dels den spänning U2r som anger skillnaden mellan UG och Ur. Multiplikatorn avger således en storhet Urs som är samma som Us men där amplituden varierar beroende pa variationen i U2r.

I det här visade utförandet av reglerorganet R2 används den helvagslikriktade nätspänningen US. Det är också möjligt att bilda Us och därefter Urs medelst en digital sinusgenerator, som är synkroniserad till nätspänningen (exempelvis till dess nollgenomgàngar) Jämföraren JF Z bildar skillnaden mellan det avkända värdet pa primärströmmen il representerat av värdet UR = R x il odw storheten Urs. I den här beskrivna utföringsformen avger pulsoscillatorn PO styrpulser till translatorn TR vilkas frekvens fh är konstant men vilkas puls-pausförhallande är beroende av värdet på utstorheten Uf från jämföraren JF 2. Storheten Uf kan vara antingen en analog eller en digital spänning. I figur 2 visas styrpulserna fran pulsoscillatorn PO. Vid t = U antas Urs > UR och transistorn TR slås till och blir ledande. Då il ökat till ett visst värde vid t = tl är Urs = UR och styrpulsen blir noll, vilket medför att transistorn TR blir oledande och il = D. Spänningsfallet UR blir lika med noll under tiden tl-T till dess att transistorn TR äter blir ledande eftersom pulsoscillatorn avger styrpulserna med en fast frekvens. Primärströmmen il kommer saledes att "slas till" med en viss frekvens fh och "slås fran" vid ett varierande fasläge hos styrpulserna, se figur 3. Primärstrtimmen il kommer därigenom att följa formen hos Urs. Storheten Urs är emellertid den hel- vâgslikriktade sinusformade spänningen Us multiplicerad med en storhet U2r som anger utgangsspänningem UG avvikelse fràn referensspänningen Ur. Puls- mönstret enligt figur 3 är symmetriskt fran sinuskurvarzs topp mot nollgenom- gångarna.

Det antas nu att utgangsspänningen Uo sjunker exempelvis genom att be- lastningen ökar. Aktuell ström i l kan ej bygga upp rätt UG. Da ökar storheterna Ulr och U2r. Denna förändring ger ökat värde pa storheten Urs. Detta ger i sin tur efter jämförelsen med UR ett ökat värde pa Uf för varje amplitudvärde vid tiderna T, 2T, 3T,... . Eftersom frekvensen fh är mycket större än nät- frekvenseiw (fhfliüü ggr nätfrekvensen) sker en mycket snabb reglering av primärströmrnen il sa att denna alltid följer spänningens Us kurvform samtidigt som konstant värde pà Uo bibehàlles. 460 007 3D 6 I figur 4 visas utseendet av sekundärströmmen i2. Sasom ovan nämnts arbetar omvandlíngssteget som en s k fly-backomriktare, dvs da transistorn TR leder och primärström il flyter sker en Lxppmagnetisering av induktorn TF via primärlindningen kl (figur 3). Dä transistorn TR är spärrad avmagnetiseras induktorn TF via sekundärlindningen kz och en sekundärström i2 flyter genom utgängskretsen, se figur 4. Liksom i figur 3 är pulsmönstret symmetriskt från sinuskurvans topp mot nollgenomgangarna.

Figur 5 visar ett tidsdiagram som är gemensamt för de bada spänningar som uppträder över lindningarna kl och kz under de tidsintervall som dessa leder ström och under en halvperiod för den matande sínusformade växel- spänningen US.

Vid t = Û, t = T, t = 2T osv styrs transistorn till ledande tillstànd av styrpulserna enligt figur 2 och vid tidpunkterna tl, tz, blir transistorn TR spärrad.

Funktionen hos primär- och sekundärsidan blir da följande under de olika tídsintervallen: O-tl. iindningen k . Spänningsfallet över lindningen k är av sadan polaritet att l 2 Lindningen kl leder ström och en spänning börjar byggas upp över dioden D2 är spärrad och ingen ström flyter nom denna (i = O). Lindningen 98 2 kl magnetiseras. _t_1 - T. Primärströmmen i l bryts av transistorn TR. Detta medför att spännings- fallet över sekundärlindningen kz reverseras och växer momentant upp till ett visst (negativt) värde så att dioden D2 blir ledande. Strömmen íz laddar upp kondensatorn C2 till en viss spänning. Denna utgör i huvudsak utgångs- spänningen UD eftersom resistansen hos induktansen Ll är liten.

I_-____t_2. Transistorn TR leder igen, vilket medför att spänningsfallet över líndningen kz reverseras och dioden D2 spärras, vilket medför att iz = O.

Samtidigt byggs spänning upp över lindningen kl men nu fran ett högre utgängsvärde beroende pà den pätryckta sinusspänningen Us.

Under de därpå följande tidsintervallen under halvvagen av Us sker en omväxlande reversering av lindningarnas kl, kz spänníngsfail enligt ovan. 460 007 7 . sPäfiflíflg-Sfaflefi ÜVGT lïfidflíflgëfi kl häils pà ett konstant (negativt) värde under de intervall (tl - T, tz - 2T osv) som denna lindning leder ström. Utgångs- spänningen UD utgörs väsentligen av kondensatorns CZ uppladdade soäming, vilken är huvudsakligen konstant.

Spännings-tidymn hos sekundârlindningsspänningen beror av tiden tl, tz dvs av puls-pausförhällandet. Eftersom spännings-tidytorna hos de bada lindnlngarnas spänningar är lika beror även sekundärspânningen av puls-pausförhallandet.

Induktorn TF ger således en spänningsomsëttning, som varierar i takt med variationen i puls-pausförhallandet hos styrpulserna enligt figur 2. Funktionen hos omvandlaren är en sinusmodulerad "fly-back", och är seledes ej samma som en transformator-funktion i en omvan lare.

Spänningsregleríng av utgàngspämingen U D sker saledes genom att primär- strömmen il styrs till rätt värde (=referensvärdet Urs), sk "current mode control".

Den inre aterkopplirigsslingan i det andra reglerorganet R2 som reglerar värdet på prirnârströmmen il arbetar med stor snabbhet anpassad till frekvensen fh, medan den yttre aterkopplingsslingan i de första reglerorganet Rl som ater- kopplar utgangsspänningen UD arbetar långsammare, dock tillräckligt snabbt för att tillförsäkra god reglering av utspänníngen.

Claims (1)

1. 460 10 15 20 25 30 007 PATENTKRAV l. l-lögfrekvent likriktaranordning för omriktning av en inkommande växel- spänning (Un) till en utgående likspânning (Uo) med en bestämd niva, innehållande 8) Iikriktande organ (DB) för den inkommande växelspänningen (Un), för att alstra en likríktad växelspänning (Us), b) en inkommande effektkrets innehållande ett styrbart omkopplings- element (TR) jämte ett avkänningsorgan (R) för strömmen genom kretsen, c) en utgående effektkæts över vars utgang nämnda likspänning (Uo) erhålles, innehållande en likriktare (02) och en kondensator (CZ), d) organ för magnetisk koppling mellan nämnda inkommande och utgående effektkrets, e) första och andra reglerorgan (Rl resp RZ) för att bilda en styrstorhet (Uf) för styrning av nämnda omkopplingselement (TR) i beroende av den avkända utgangslikspânningen (Uo) vid jämförelse med en referensspäming (Ur) och i beroende av den avkânda strömmen vid jämförelse med ett värde (Urs) proportionellt mot momentanvârdet av den likriktade växelspänningen (Us), samt f) en styrbar pulsoscillator (PO), vilken till det styrbara omkopplings- elementet (TR) avger pulser med en bestämd, i förhållande till nätfrekvensen hög pulsfrekvens (fh) med ett variabelt puls-pausförhallande i beroende av nämnda styrstorhet (Uf), k â n n e t e c k n a t av att nämnda magnetiska kopplingsorgan utgörs av en induktor (TF) med tva magnetiskt kopplade lindningar (kl, kZ) där den ena lindningen (kl) ingar i den inkommande och den andra lindningen (kZ) ingar i den utgående effektkretsen, varvid den ena lindningen ligger i serie med omkopplingselementet (TR) i den inkommande effektkætsen och den andra lindníngen ligger i serie med nämnda likriktare (D2) och kondensatorn (CZ), och varvid den ena lindningen (kl) magnetiseras sa att en pulsformig spänning modulerad med nämnda likriktade växelspänning (Us) alstras under den tid (0 ti, T-tz osv) kopplingselementet (TR) är ledande och den andra lindningen (kZ) magnetiseras sa att en pulsformad spänning med konstant amplitud alstras under den tid (tl - T, tZ - ZT, osv) da kopplingselementet (TR) är spärrat. u,