SE446681B - Polyitisk kristallbandpassfiltersektion - Google Patents

Description

446 681 för praktiska tillämpningar till följd av problem med impedansomvandlarna och överbryggningselementen orsakade av ineffektiv energilagring eller lågt godhetstal, Q, hos praktiska induktanser. Exempelvis försämras funktionen vä- sentligt till följd av de Q-värden som aktuella komponen- ter uppvisar.

Föreliggande uppfinning hänför sig allmänt till ett filter av Rhodes-typ, i vilket en unik transformation ut- nyttjas för att eliminera problem i samband med överbrygg- nings- och inverterarinduktanser. Vid ett typiskt filter av Rhodes-typ visar datoranalyser att för överbryggnings- och inverterarinduktanserna krävs Q-värden överstigande 200 för erhållande av acceptabel funktion. Till följd av storleks- och viktbegränsningar är det opraktiskt att ut- nyttja induktanser av denna storleksordning. Vidare kommer egenresonansfrekvensen hos induktanserna att vara av stor- leksordningen 8 - 12 MHz, vilket är oacceptabelt lågt.

Problemen med dessa induktanser löses medelst före- liggande uppfinning genom utnyttjandet av en unik trans- formation för att eliminera de störande elementen. Enligt uppfinningen inkluderas de externa inverterarna i kristal- len genom att överbryggningsinduktanserna utbytes mot kapa- citanser.

Föreliggande uppfinning hänför sig till en polylitisk kristallbandpassfiltersektion med transmissionsnollpunkter, innefattande åtminstone ett filterelement med första och andra på inbördes avstånd belägna elektroder, anordnade på en yta därav, och tredje och fjärde på inbördes avstånd belägna elektroder, anordnade på motsatt yta av nämnda element, vilken karakteriseras av att den dessutom inne- fattar en överbryggande kapacitans kopplad mellan nämnda första och fjärde elektroder och en shuntkapacitans, som förbinder nämnda andra och tredje elektroder med en refiaæns- 446 681 potential, och att nämnda andra och tredje elektroder är sammankopplade, varvid nämnda första och fjärde elektroder utgör dfilterelementets ingângs- resp. ut- gångsanslutningar. övriga kännetecken för uppfinningen framgår av patentkraven.

Uppfinningen beskrives närmare nedan under hän- visning till ritningarna, på vilka samma beteckningar av- ser motsvarande komponenter.

Pig. 1 visar schematiskt ett monolitiskt kristall- filterelement eller -enhet av dubbelresonatortyp.

Fig. 2_är en med filterenheten i fig. 1 ekvivalent bandpasstegkrets.

Fig. 3 är en mot filterenheten enligt fig. 2 svaran- de lågpasstegprototyp.

Fig. 4 är ett schema över det resulterande bandpass- nätet av Rhodes-typ efter genomförande av lågpass-bandpass- transformation.

Fig. 5 är kurvor visande frekvens- och gruppfördröj- ningssvaret hos nätet enligt fig. 4.

Fig. 6 visar en nätverksomvandling av stegprototypen i figl 3 eller en av de monolitiska kristallfilterenheterna 1 fig. 4, Fig. 7, 8, 9 och 10 är kretsscheman illustrerande de steg som krävs vid transformering av nätverket i fig. 6 446 681 4 till en ekvivalent krets med inverterarna inkluderade i den monolitiska enheten. sig. 11 illustrerar det omvanalade natet i tig. s, vilket har utförts för att kunna bilda ett överbryggat T-nät.

Fig. 12 är det mot fig. ll svarande överbryggade T-nätet efter det att de kapacitiva inverterarna har inklude- rats i den monolitiska enheten.

Fig. 13 är ett kretsschema över det slutliga omvand- lade polylitiska kristallbandpassfilternätet.

Fig. 14 är kurvor visande amplitudsvaret hos band- passfiltret enligt fig. 13 för både oändliga och ändliga Q-värden, samt ur jämförelsesynpunkt även svaret hos den "-ursprungliga modellen enligt fig. 4 med praktiska Q-värden.

Fig. 15 är kurvor visande ändringen i bandpass- fluktuation för en ändring hos en rörlig induktans, L, och en kapacitans, C, på ÉZO ppm.

Fig. 16 är ett schema över det fysiska utförandet av de monolitiska kristallfilterelementen för erhållande av en krets enligt fig. 13.

Det är sedan länge känt att utnyttja kvartskristall- resonatorer som filter. Det finns många olika typer av filter som utnyttjar piezoelektriska anordningar, i vilka tvâ eller flera elektrodpar är anordnade på samma kvartsplatta på den ena eller båda sidorna av denna. Genom påläggande av en potentialskillnad över elektroderna exiteras kvartsen till en mekanisk resonansmod.

Det monolitiska kristallfiltret är speciellt använd- bart i filtertillämpningar på grund av låg kostnad, små dimensioner och låg vikt. Eftersom den är passiv, kräver den vidare ej någon effekt och ger mycket selektiva filter- funktioner. Dubbelresonatorer eller filter med delade elektroder utnyttjar en första eller ett ingångspar av elektroder, monterade på motsatta ytor hos kristallskivan för bildande av en primär eller ingângsresonator. En andra resonator bildas av två ytterligare elektroder, vilka är belägna på avstånd från den första uppsättningen elektroder och monterade på motsatta ytor hos samma kristallskiva. 446 681 D Beroende på det sätt på vilket dessa elektroder är saman- kopplade och de diskreta reaktiva kretselementen som åstad- kommer yttre förbindningar av olika elektroder erhålls olika typer av filter med varierande karakteristikor. Vissa av filtren är begränsade till bandpasskarakteristikor, medan andra åstadkommer bandspärrning.

Det är allmän praxis vid konstruktion av bandpass- filter att för att reducera komplexiteten specificera en lågpassöverföringsfunktion som tillfredsställer önskade värden och att sammanställa ett icke fysiskt lågpassprototypnät från överföringsfunktionen. Detta nät kan sedan transforme- ras till ett fysikt realiserbart bandpassnät innehållande ikristallelement medelst en lämplig lågpass-bandpass- transformation som är välkänd inom detta område.

I det amerikanska patentet 4 028 647 beskrivs ett tvåpoligt monolitiskt bandpassfilter med ändliga dämpnings- poler eller transmissionsnollpunkter belägna på den imagi- nära axeln. Dessa sektioner utgör matematiska transforma- tioner av klassiska Brune-sektioner och kan endast reali- sera en minimifasfilterkonfiguration. Detta innebär, att man för uppnâende av fördröjningsutjämning mäste tillägga en fördröjningsutjämnare till nätet.

Det filter av icke-minimumfastyp som utvecklats av J.D. Rhodes och diskuterats ovan ger såsom beskrivs i en artikel med titeln "A Low Pass Prototype Network for Microwave Linear Phase Filters" IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, MTT-18, p. 290-301, juni 1970, optimerade amplitud- och fassvar vid funktioner av lägreordning och utan utnyttjandet av extra utjämnare.

Fastän de teoretiska resultaten är enastående, kan praktiska modeller för speciella tillämpningngsåsom användning i sam- band med satelliter, ej realiseras på grund av att funktionen allvarligt försämras till följd av Q-värdena hos aktuella komponenter.

De konstruktionskrav som illustreras i tabell I är representativa för dem som krävs för en 25 kHz datakanal i en typisk satellit. Dessa kan inte uppnås med en praktisk 446 681 6 modell av ett filter av Rhodes-typ.

TABELL I Mittfrekvens 23 MHz 0,5 dB BW 24,6 kHz 1” 1 kHz 10 dB BW 35 kHz Max. 30 dB BW 55 kHz Max.

Passbandpulsation 0,15 dB över fc f 10 kHz Faslinearitet É 5,0° över fc 1 10 kHz Införingsförlust 2,5 dB Max.

Problemen som orsakas av de verkliga komponenternas Q-värden kan emellertid elimineras genom utnyttjande av en lämplig transformation som eliminerar de störande elementen och återställer funktionen till att i det närmaste motsvara- den teoretiska. Denna transformation och syntes av filtret utnyttjar kaskadsyntesteknik anpassad för monolitiska kristall- filter av Dillon och Lind, såsom anges i en artikel med ti- teln “Cascade Synthesis of Polylithic Crystal Filters Containing Double Resonator Monolithic Crystal Filter (MCF) Elements", IEEE Transactions on Circuits and Systems, CAS-23, p. 146-154, mars 1976.

Dessa tidigare kända tekniker medgav emellertid ej realiserandet av praktiska C-sektioner av Darlington-typ av monolitiska kristallfilter. ' I fig. l visas en representation av ett monolitiskt kristallfilterelement av dubbelresonatortyp. Första och andra på inbördes avstånd belägna elektroder 12 och 16 är monterade på en yta 15 hos kristallelementet 10, medan tredje och fjärde på inbördes avstånd belägna elektroder 14 och 18 är monterade på den motsatta ytan 17 hos kristallelementet 10 och mitt för de första och andra elektroderna 12 resp. 16.

Var och en av elektroderna 12, 14, 16 och 18 är förbunden med en ledare 2, 4, 6 resp. 8. Kristallelementet 10 kan utgöras af en piezoelektrisk kristallin substans, varvid ett lämpligt exempel är kvarts. 44skea1- 7 Elektroderna 12, 14, 16 och 18 kan vara av vilken som helst lämplig typ, såsom av guld, och ha formen av rektangulä- ra plattor, påângade på kristallkroppen 10. Ett lämpligt exempel på en kristallkropp är en AT-skuren kristall fastän andra typer, såsom en BT-skuren kristall, även kan utnyttjas.

Med utnyttjande av metoden som beskrivs i det amerikanska patentet 3 564 463 kan fackmannen justera dimensionerna, massan och avståndet mellan resonatorerna eller elektroderna för erhållande av ett kristallelement som, då det kopplas på korrekt sätt med diskreta, yttre reaktiva element, ger den önskade kopplingen i enlighet med den elektriska ekvivalenta krets som visas inom de streckade linjerna 24 eller 26 i fig. 13.

Fig. 2 illustrerar den ekvivalenta stegkretsen för det monolitiska kristallfilterelementet enligt fig. 1. De två serieresonanskretsarna formade av induktanserna L och kapaci- tanserna C representerar de elektriska ekvivalenterna för resonatorerna som bildas av elektrodparen l2 och 14 resp. 16 och 18 tillsammans med kristallelementet 10, om dessa resona- torer ej var inbördes kopplade och ej samverkade. Den kapa- citiva T-kretsen 20, som bildas av kondensatorerna Cm i tvär- armarna och shuntkondensatorn -Cm i den vertikala armen, ut- gör ett kopplingsnät, som representerar den elektriska ekvi- valenten för den akustiska kopplingen och fasskiftningen mellan resonatorn bildad av elektroderna 12 och 14 och re- sonatorn bildad av elektroderna 16 och 18. T-sektionen 20 utgör den centrala immitansinverteraren (immitans står för både impedans och admflrans) och kan även representeras såsom ett T av induktanser. Kapacitansen C representerar den elektriska ekvivalenten för den statgska eller mellanelektrod- kapacitansen över varje resonator till följd av elektrodernas begränsade yta. Den ekvivalenta elektriska kretsen för kristallfiltret visas i fig. 2 och representerar en sektion med bandpassfilterfunktion.

Fig. 3 är ett kretsschema över en icke fysisk proto- typ av en lågpasstegrepresentation av den monolitiska r 446 681 8 kristallfilteranordningen med dubbla resonatorer som visas i fig. 2. Cirklarna är frekvenskonstanta reaktanser och den monolitiska kristallfiltersektionen av lâgpasstyp är shuntad av ett reaktivt element, -jX, som kan vara induktivt eller kapacitivt och vilket alstrar ett par reella frekvenstrans- missionsnollpunkter_eller resonanser. Utsignalen från nämnda sektion kopplas till ett konstant K-lâgpassfilter eller inverterarsektion 22. Kretsen enligt fig. 3 ger utomordent- liga teoretiska resultat. Praktiska modeller för tillämpning i t.ex. satelliter kan emellertid ej realiseras, eftersom datoranalyser visar, att Q-värdet för överbryggningsinduk- tansen, jB, resp. inverterarinduktansen, -jX, hos K-sektionen imâste vara av storleksordningen 200 eller större för er- hållande av acceptabel funktion. Till följd av storleks- och viktbegränsningar är det opraktiskt att utnyttja induktanser av denna storlek. Vidare är egenresonansfrekvensen hos in- duktanserna av storleksordningen 8-12 MHz, vilket är oaccep- tabelt lågt för dessa tillämpningar. Ett mycket allvarligt problem med detta nät är vidare en snedställning av pass- bandet på 0,8 dB, orsakad av de yttre inverterarna och mono- litiska överbryggningselement, då Q-värden hos praktiska element utnyttjas. Detta visas medelst kurva A i fig. 14 och beror av resistansen som tillhör det induktiva Q-värdet, som medför att funktionen hos inverteraren avviker allt för mycket från idealet och resulterar i impedansmissanpassning hos filtret¿p_ _ Problemen i samband med dessa induktanser övervinns med utnyttjande av en unik transformation för att eliminera de störande elementen. I grunden konstrueras filtret genom införande av yttre inverterare i den monolitiska kristall- resonatorn och genom att ändra överbryggningsínduktanserna till kapacitanser. Det resulterande nätet undviker alla induktanser och eliminerar oväntat och för första gången samtliga problem som hör samman med kretsen enligt fig. 3.

En ytterligare fördel som erhålls vid utnyttjande av överbryggningskondensator i stället för induktans är 446 681 9 att det medger införande av strökapacitanser i kristall- resonatorn, medan en induktans endast skulle bilda en av- stämd krets med strökapacitansen, vilket skulle försämra de önskade arbetskarakteristikorna.

Varje monolitisk kristallfiltersektion har reali- serade dämpningspoler eller transmissionsnollpunkter på den reella axeln och utgör ett monolitiskt kristallfilterutförande av den klassiska C-sektionen av Darlington-typ. Med dessa sektioner kan ett praktiskt filter av icke-minimumfastyp åstadkommas, exempelvis ett filter av Rhodes-typ.

Syntesen av nätet enligt fig. 3 sker medelst kaskad- syntes. Detta representerar en nollpunktsavlägsnande typ av ,syntes, vid vilken samtliga element för en nollpunkts- alstrande sektion avlägsnas från nätets ingångsadmittans vid en tidpunkt. Filter av Rhodes-typ specificeras av en para- meter A, vilken hänför sig till bandpassfluktuationer, fas- linearitet och filterbranthet och, n, filtergrad. över- föringsfunktionen för ett filter av Rhodes-typ av sjätte graden och med A = l,0 är: s = 5,120 - s,127p2 + 0,599 p4 12 5 1 2 3 4 s , zo+zs,4ssp+ss,2o3p +so,69sp +14,9ssp +44,743p +17,2o2p6 Detta ger två par ändliga transmissionsnollpunkter vid p = i 1,074 (p =O'+ jGO, där O' representerar den reella axeln och j a>representerar den imaginära axeln) och p = i 2,722 samt ytterligare ett par i oändligheten. överföringsfunktionen är frekvensnormaliserad för att uppvisa en förlust på 0,5 dB vid cu= 1,0 rad/S. S11 erhålls från S12 på följande sätt: 2 2 S11 = 1 " S12 = S11(P)S11(”P) = 1 ' 512(P)S12("P) och Sll(p)Sll(-p) = 4 +117,92p6+399,1ep8+s76,77p1°+29s,9ipf2 6+399,szp8+576,77pl°+29s,91pl2 o,ooe7+o,56ip2+14,52sp 26,22-s1,94p2+46,9sp4+111,7sp 446 681 lo varvid: d 2 4 6 sll(p) = o,oo47s+o,2oop +o,97sp +P o,29s+1,4sop+3,3s3p2+4,s91p3+4,3s7p4+ +2,6o1p5+p6 Yll, nätets ingângsadmittanq erhålls nu från S11: 1 - S Y11 = ---ÄÄ 1 + sll och Y11 = 0,z93+1,4sop+3,1s4p2+4,691p3+3,3a2p4+2,eo1p5 o,3oz+1,4sop+3,ss3p2+4,e91p3+s,332p4+2,so1p5+2p6 För att fortsätta med syntesen extraheras nu lågpass- Kelementen. Med början vid nollpunkterna vid p = f 2,72l79 av- lägsnas dessa medelst en C-sektion av Darlington-typ, vilken har följande överföringsmatriszr l 1 + apz bp *p cp l+dp2 där Y «ro> -6¿Y- «s¿> e' 2 .

O [Y «So»«5¿Y al: 446 681 11 b = 2 O; [Y (so) -oosr (sofl C = 2Y2(oš) Ci, Br «q¿> + d = Y «:¿> +cS¿Y' .Gjf [Y (so) -GOW 60)] .och Y «S;) är ingångsadmittansen bestämd vid<5; och Y' «5;) är derivatan av ingångsadmittansen bestämd vidCfl3.

Vid extraheting av denna sektion blir a-, b-, c- och d-parametrarna: a = l,28094 b = 0,9442l c = 1,6576 d = 0,0l4225 från vilka värdena för den monolitiska kristallfiltersektionen av lågpasstyp blir: L = 'a =o,77z7e6 c s = '° = o,139e2s “ß Jrdoznll/z _a1/2 xl = = o,ss27a C 2 :<1 = 1 “'50 a = o,7s4737 2 l/2 GO a Den återstående ingångsadmittansen, efter extraktion av denna sektion, representeras av 446 681 12 _ A' Y (p) - c' Y22 _ ______________ D' - B' (P) där A' = l + apz B' = p c' = cp D' = 1 + dpz Fortsättning: o 3214 + 1 0736 + 1 3005 2 + 3 Yzz __: r I P r P P 0,193? + o,77osp + 1,4ssp2 + 1,3oosp3 + P4 vilket efter normalisering till lämpligt likströmsvärde blir: Y22 = o,3z14 + 1,o73sp + 1,3oosp2 + P3 o,331a + 1,32o2p + 2,492ap2 + z,2zsop3 + 1,7131p4 Extraktion av nollpunkterna vid p = f l,0743 sker pâ ett liknande sätt och ger följande elementvärden: L2 = l,7876 B2 = -0,l9278 X2 =-0,847l K2 = l,0ll97 Den återstående ingångsaåmittansen blir åter efter normalisering: Y _ o,968e + o,744ap 33 1 + 1,so79p + 1,1s9sp2 vilket endast innehåller nollpunkterna i oändligheten. Dessa avlägsnas'genom extraktion av en kombination av en serie- induktans och en shuntkapacitans. De monolitiska kristallfil- terelementen av lågpasstyp för denna sektion blir därvid: L3 = L = 1,5s6s B3 = o _L1/2 x3 _ _ 1,44sa K3 _ -x3 = 1,44ss c och den återstående ingångsadmittansen blir Y44 = 0,9686 vilket är nätets avslutningsadmittans. Det slutliga lågpass- 446 681 13 nätet transformeras till det ursprungliga bandpassnätet visat i fig. 4 efter tillämpning av lâgpass-bandpasstrans- formation. Frekvens- och gruppfördröjningssvaret hos detta nät visas i fig. 5 för oändliga Q-värden.

Kretsvärdena för det ursprungliga nätet enligt fig. 4 återfinns 1 tabell II nedan, varvid MCF står för mono- litiskt kristallfilter (Monolithic Crystal Filter).

TABELL II Rs = 50051 RL= 5l6,22(2 f0= 23,25 MHz BW0'5=24,5_kHz MCF l MCF 2 MCF 3 Ll = ll,70388 mH L2 = ll,708938 mH L3 = 1l,70333 mH .Cl = 4 mpF C2 = 4 mpF C3 = 4 mpF Cm = 4,300l7pF Cm = 8,0l4llpF Cm = 4,09l396pF 1 2 3 Kretsvärden L = 114 303456 H C = 0 409954 pF Bl I ß' I LB2 = 35,8953l8 /uH CB2 = l,305438 pF LK = 7,39D8769/di CK = 6,340l33 pF 0 0 L" = 7,92l389 H C = 5,9l552 pF “i /u Kl LK2 = 7,48285/un CK2 = 6,2622 pF L = 7 52842 C = 6 22429 pF KB I /ÅH I Fastän detta nät utfört såsom visats i fig. 4 teoretiskt får ett utmärkt svar, speciellt gruppfördröj- ningssvar, är det behäftat med ett flertal allvarliga nack- delar och kan ej realiseras 1 form av ett praktiskt nät.

Främst bland dessa problem är en snedställning av pass- bandet på 0,8 dB orsakad av inverterarna och de mono- litiska överbryggningselementen, då element med praktiska 446 681 14 Q-värden utnyttjas. Detta visas i fig. 14 och är ett resultat av att resistansen samhörande med det induktiva Q-värdet bringar funktionen hos inverteraren att avvika för mycket från det ideala, vilket resulterar i impedansmissanpassning i filtret. Ett annat huvudproblem är att överbryggningsinduk- 'tansvärdena är allt för höga för detta frekvensområde.

Praktiska komponenter inom detta frekvensområde har en egen- resonansfrekvens på 8-12 MHz, vilket är väl under filtrets mittfrekvens. För att övervinna dessa problem utförs en transformation som resulterar i att immitansinverterarelemen- ten, LK, CK, inkluderas i de monolitiska elementen och att de monolitiska överbryggningsinduktanserna, LB, omvandlas till ~kapacitanser.

Transformationen börjar med impedansskalning av nätet, så att alla yttre inverterare får samma elementvärden.

Impedansskalning är välkänd inom detta område, såsom framgår av artikeln "Bandpass Crystal Filter by Transforma- _tïon of Lowpass Laddar? IEEE Transaction on Circuit Theory, CT-15, p. 492-494, december 1968, av A.C.J. Holt och R.L.

Gray. Inverterarna omvandlas sedan till den ekvivalenta kapacitiva T-formen med negativa seriearmar och ett positivt shuntben för att medge att de absorberas i det monolitiska elementet. Det monolitiska elementet är, såsom framgår av fig. 3, väsentligen uppbyggt av två parallella inverterare, ¶Hnätet av jB-element och T-nätet av jX-element. Det är möj- ligt att genom teckenändring hos samtliga element i var och en av dessa parallella inverterare ersätta överbryggnings- induktansen, LB i fig. 4, med en kapacitans. Detta har den nettoeffekten, att fasförhållandet i varje inverterare ändras med l80° med bibehållande av fasförhâllandet genom filtret.

För absorbtion av inverterarna i det monolitiska elementet är det nödvändigt att omvandla stegformen hos de monolitiska elementen, såsom visas av det monolitiska kristallfiltret i fig. 4, till det ekvivalenta nätverket, såsom visas i fig. 6. Den horisontella armen i fig. 6 446 681 15 betecknas arm A och diagonalarmen betecknas arm B.

Först införs shuntkapacitansen CB i nätet och place- ras den parallellt med varje arm, såsom visas i fig. 7. I arm A har nu, såsom framgår av fig. 7, den övre kapacitansen Cl ett värde representerat av följande ekvation: c = 2cB - c l B I arm B har kapacitansen C'm följande värde: C'm = -Cm(Cm/2) cm - cm/2 Därefter placeras kapacitansen som representerar kapacitansen hos det konstanta K-elementet i serie med varje arm och arrangemanget med parallella element konverteras till ett serie-parallellarrangemang, såsom visas i fig. 8 för arm B. I fig. 8 har elementen följande värden: C' 2 Ll = Lm m , I _ C m CB C2 = Cmcß och Cà - CB C3f=-C¿ - CB Kapacitansen -CK kombineras sedan, såsom visas i fig. 8, på vanligt sätt med kapacitansen C3 och nätet âteromvand- las sedan till parallell form, såsom visas i fig. 9. I fig. 9 har elementen följande värden: 446 681 16 I-v-fl- 2 _ c + c' Lz - L1 2 3 I C3 iík där cå = 'cacx c3 - cK C4 =a (Cå)2 och cå + c2 c5 = Czcå c2 + cå För de såsom exempel givna värdena är = ll,7038 mH 4 4mpF C5 = -0,4099 pF n.

II Samma procedur genomgås sedan avseende arm A, såsom visas i fig. 7.

Vid denna punkt införs en tillräcklig kapacitans, Co, för att göra CS i fig. 9 positiv i båda armarna från den återstående shuntkapacitansen CK hos inverteraren. Arm B om- vandlas sedan till ett serie-parallellarrangemang ytterligare en gång med-seriearmen uppdelad i tvâ kapacitanser, såsom vi- sas i fig. 10. I fig. 10 har kretselementen följande värden: C = C + C 6 s 0 c9 = Lac? ' CV L3Lm L3 - Lm nen clo = Cscs . C9 ' Cs 446 681 11 Värdena för C7 och C8 bestäms av de standardtransformationer som är välkända inom detta område. C9 väljs så att, då L3, C7 och C9 återomvandlas till parallellform, det resulte- rande rörliga L-värdet blir lika med A-armens värde, som er- hålls i det monolitiska nätet som visas i fig. ll.

Det är möjligt att placera kapacitansen C10 i serie med det monolitiska nätverket genom en transformation som beskrivs av Weinberg i en artikel med titeln "Network Analysis and Synthesisfi McGraw-Hill Book Company, p. 87-88, 1962. Denna transformation kräver en ideal transformator för att förhindra kortslutning av en av seriearmarna i nät- verket. Genom omvandling av det återstående nätverket till ekvivalent obalanserad form kan transformatorn elimineras.

Därpå avlägsnas först en kapacitans lika med C12 i fig. ll från båda armarna för åstadkomande av erforderlig kapaci- tans hos det monolitiska elementet. Nätverket är sedan oba- ' lanserat till den ekvivalenta överbryggade T-formen.

Det resulterande nätverket visas i fig. 12, där: cl3 = CÖ “ C12 2 cl4 = Cm C11 een C' ' C11 c 15 f CK ' C12 Värdena på C11 och C12 bestäms även av standardtransforma- tioner som är välkända inom denna teknik. Sedan samtliga inverterare har absorberats och det monolitiska elementet har impedansskalats för lämpliga rörliga L- och C-värden, kan ett flertal av de monolitiska elementen sammankopplas för åstadkommande av ett slutligt transformerat polylitiskt bandpassfilter, såsom visas i fig. 13.

Kretsvärdena för det transformerade bandpassfiltret i fig. 13 återfinns i tabell III nedan, varvid MCF åter står för monolitiskt kristallfilter (Monolithic Crystal Fi1ter): 446 681 18 Tabell III RS = 75042- fo = 23,25 MHz RL = s6s,9s11.$1. 3 BWO 5 = 24,5 knz Mcr 1 ncF 2 MCF 3 LX = 9,923s7 mn LX = 9,954? mn LX = 13,11s2ss mn 1 2 3 cx = 4,73o379 mpr cx = 4,71316 mpr c = 3,471833 mpr 1 2 X3 c = 1,5198s pr c = 3,93638 pr fc = o,8o3662 pr ol 02 03 0 cM = 6,1748 pr cM = 11,os737 pr c = 3,65o9269 pr - M 1 2 3 cs = 17,6725 pr cs = 16,44e919 pr 1 ' 2 Kretskomgonentvärden Ll2=-9,os1939/un cßl = o,3o1o1 pr cl = 3,5 pr cB = o,4o129s7 PF cz = o,s73o34 pr 2 c3 = s,1766966 pr Som bäst framgår av fig. 13, förekommer ingen kopp- lingskapacitans mellan de monolitiska enheterna 24 och 26.

För den speciella mittfrekvensen, fo, och bandpasskraven på nätet visat i fig. 13 reduceras värdet hos kapacitansen till 0, varför denna således ej visas. I allmänhet utnyttjas emel- lertid en shuntkapacitans med lämpligt värde, som bestäms medelst välkänd konstruktionsteknik, för att koppla det monolitiska kristallfiltret 24 till filtret 26 för att eli- minera varje strökapacitans.

Amplitudsvaret hos filtret i fig. 13 med både oänd- ligt Q-värde, kurva C, och ändligt Q-värde;- kurva B, visas i fig. 14. Ändliga Q-värden är 70.000 för resonatorer och 2.000 för samtliga kondensatorer i nätet och 50 för ingångs- och utgângsimpedansanpassande induktanser, Ll. Ur jämförelse- synpunkt visas även kurva A, vilken såsom angivits tidigare 446 681 19 utgör svaret för den ursprungliga modellen som visas i fig. 4 med praktiska Q-värden. Som framgår av figurerna och nämnda data, som sumeras i tabell III, kommer med undantag för en liten rundning av hörnen och införingsförlusten svaret hos den transformerade modellen, kurva B, att vara nästan iden- tiskt med den teoretiska modellen, kurva C. Datoranalyser har även visat, att modellen är relativt okänslig för komponent- och kristallfrekvenstoleranser. Fig. 15 visar, att för en ändring av det rörliga L och C av storleksord- ningen plus eller minus 20 ppm ökar endast passbandsfluktu- ationen approximativt 0,04 dB. Till följd av att transforma- tionen är exakt följer vidare ingen av de vanliga smal- ~bandsapproximationerna och de av dessa åtföljda onoggrann- heterna.

Parametrarna hos filtret som erhålls som ett resul- tat av transformationen jämförde med den teoretiska modellen med oändligt Q-värde och den ursprungliga modellen med praktiskt Q-värde illustreras i tabell IV: TABELL IV SUMMERING AV RESULTAT Ursprunglig modell och transformerad Ursprunglig Transformerad modell modell modell Parametrar oändligt Q-värde praktiskt Q-värde praktiskt Q-värde 0,5 dB BW 24,460 kHz 18,909 kHz 23,917 kHz ' 10 dB “ W 52,503 kHz 32,735 kHz 32,675 kHz 30 dB BW _ 52,287 kHz 53,106 kHz 53,082 kHz Fluktuation :t 10 kHz 0,011 as 0,786 as 0,069 ds Fasiinearitet i0,650° .t0,61a° ïo,630° Införings- förlust 0,0 dB 1,235 dB 0,577 dB Fig. 16 visar de fysiska förbindningarna mellan varje monolitiskt kristálfilterelement, som krävs för åstadkommande av det nya bandpassfiltret som visas i fig. 13. Filternätet visat i fig. 16 utgör endast en representativ utföringsform av föreliggande uppfinning och andra utföranden utnyttjande samma konstruktionsteknik är möjliga. I fig. 16 är vart och 446 681 20 ett av de monolitiska elementen 24, 26 och 28 försett med elektroder 12, 14, 16 och 18. De monolitiska elementen 24 och 26 har vardera en överbryggningskapacitans, CB och CB , elektriskt inkopplad mellan elektroderna 12 1 och 18? där CB = C13 i fig. 12. De har även en shuntkapacitans, CS och CS , elektriskt inkopplad mellan referenspotentialen för filtret och en förbindning mellan elektroderna 14 och 16, där CS =2Cl0 i fig. 12. En energikälla 30 avger en insignal till nätet via dess egen inre resistans 32, en impedansanpassande ingângsinduktans Ll och ingångskapacitans Cl. Utsignalen från det andra monolitiska kristallfilterelementet 22 kopp- las via en shuntkapacitans C2 till det tredje monolitiska åkristallfilterelementet 28. Utsignalen från filtret 28 kopp- las via en.shuntkapacitans C3 till den impedansanpassande ut- gångsinduktansen Ll och,belastningsresistansen RL.

Kapacitanserna Cl, C2 och C3 innefattar i praktiken strökapacitansen vid ingången och utgången hos varje resona- tor: Således innefattar exempelvis kapacitansen Cl i fig. 16 en inre ingångsströkapacitans CBl och en omedelbar parallell yttre shuntkapacitans CKl. På samma sätt innefattar de andra shuntkapacitanserna C2 och C3 i fig. 16 såväl som shuntkapaci- tansen mellan de monolitiska kristallfiltren 24 och 26, som ej är visad till följd av att den i detta speciella fall är lika med 0, motsvarande strö- och yttre shuntkapacitanser visade i fig. 4.

De negativa kapacitanserna, -CK, visade vid ingången och utgången i fig. 12, har ersatts vid lämplig position av induktanser, Ll, i fig. 13 och 16. Dessa induktanser för- sämrar emellertid ej filtrets funktion, då resistansen sam- hörande med dessas Q-värden absorberas i källan och belast- ningen.

Ovan har således ett nytt och unikt bandpassfilter beskrivits, vilket utnyttjar en unik transformation, som oväntat elminerar problemen samhörande med överbryggande och inverterande induktanser, som återfinns i teoretiska filter av Rhodes-typ. I den unika transformerade kretsen ingår 446 681 21 de yttre inverterarna i den monolitiska kristallresonatorn och ëverbryggningsinduktanserna har ändrats till kapacitan- ser, vilket oväntat och framgângsrikzgör filtret enligt upp- finningen speciellt användbart för tillämpningar som kräver exakta bandpassfilter, såsom i satellitkomunikationsutrust- ningar och liknande tillämpningar, på ett signifikant mer praktiskt sätt och med lägre effektförbrukning än vad som varit möjligt med tidigare kända anordningar. Dagens satellit- system innefattar från 30 till 60 kanaler, innehållande ett flertal filter med hög prestanda per kanal, vilka kräver av- sevärd konstruktionstid och stringent produktionsstyrning.

Det häri beskrivna unika filtret är enkelt till sin uppbygg- "nad och reducerar i hög grad kravet på stringent produktions- kontroll. Andra fördelar och tekniska effekter som uppnås medelst uppfinningen i jämförelse med känd teknik innefattar: a) förenklad kretsuppbyggnad, b) lägre kostnad för både komponenter och tillverk- ning, c) vikt- och storleksreduktion, d) förenkling av konstruktion, tillverkning och paketering, och e) eliminering av krav på fördröjningsutjämnare.

Dessa fördelar och tekniska effekter uppnås speciellt till följd av elimineringen av induktanser. Dessa nya egenskaper och fördelar är speciellt användbara i rymdkdmmunikations- tillämpningar, där solenergi utnyttjas, tillgängligt utrymme är kritiskt och vikt- och storleksreduktioner är betydelse- fulla.

Fastän uppfinningen har beskrivits i samband med en föredragen utföringsform, är uppfinningen ej begränsad till den speciella form som beskrivits. Tvärtom är avsikten att täcka alla sådana alternativ, modifikationer och ekvivalenter som faller inom uppfinningens ram, såsom denna definieras i patentkraven.

Claims (11)

446 6-81. 22 Patentkrav
1. l. Polylitisk kristallbandpassfiltersektion med transmis- sionsnollpunkter, innefattande åtminstone ett filterelement med första och andra på inbördes avstånd belägna elektroder, anordnade påen1yta därav, och tredje och fjärde på inbördes avstånd belägna elektroder, anordnade på motsatt yta av nämn- da element, k ä n n e t e c k n a d av att den dessutom innefattar en överbryggande kapacitans (CBI, CB2) kopplad mel- lan nämnda första (12) och fjärde (18) elektroder och en shunt- kapacitans (C51), som förbinder nämnda andra (15) och tredje in (14) elektroder med en referenspotential, och att nämnda and- ra och tredje elektroder är sammankopplade, varvid nämnda första (12) och fjärde elektroder (18) utgör filterelementets' ingångs- resp. utgångsanslutningar. g
2. 2. Bandpassfiltersektion enligt krav l,(k ä n n e- lt e c k n a d -av att kristallfilterelementet utgörs av en kvarumristall (24, 26, 28).
3. 3. Bandpassfiltersektion enligt krav 2, k ä n n e- t e c k n a d av att nämnda kvartskristall är en AT-skuren kristall (24, 26, 28).
4. 4. Bandpassfiltersektion enligt krav 3, k ä n n e- t e c k n a d av att nämnda elektroder (12, 14, l6, l8) ut- göres av guldskivor, som är påångade på nämnda kristallkropp ' (24, 26, 28).»
5. 5. Bandpassfiltersektion enligt krav 4, k ä n n e- t e c k n a d av att nämdna första och tredje elektroder (12, 16) och nämnda andra och fjärde elektroder (14, 18) var- dera bildar ett elektrodpar belägna på varandra på motsatta ytor av nämnda kristall (24, 26, 28).
6. 6. Bandpassfiltersektion enligt krav- l, k ä n n e- t e c k n a d av att den uppvisar reella och imaginära mate- matiska axlar och ett par realiserade transmissionsnollpunkter på den reella axeln. _
7. 7. Bandpassfiltersektion enligt krav l, k ä n n e- t e c k n a d av att den dessutom innefattar shuntkapacitan- ser (Cl, C2) vid filterelementes ingång och utgång, vilka 446 681 23 innefattar varje inre ingångs- och utgângsströkapacitans.
8. 8. Bandpassfiltersektion enligt något av krav l-7, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar tvâ filter- element, organ för koppling av nämnda fjärde elektrod hos nämnda första element (24) till nämnda första elektrod hos nämnda andra element (26), varigenom utsignalen från nämnda första element kopplas som insignal till nämnda andra element, ett tredje monolitiskt kristallfilterelement (28) med första och andra på inbördes avstånd belägna elektroder (l2, 16) an- ordnade på elementets ena yta och tredje och fjärde på in- -.hördes avstånd belägna elektroder (14, 18) anordnade på mot- satt yta av elementet, organ för att elektriskt förbinda nämnda fjärde elektrod (18) hos nämnda andra element (26) med nämnda första elektrod (12) hos nämnda tredje element (28), varigenom utsignalen från nämnda andra element kopplas som insignal till nämnda tredje element, och organ för att elektriskt förbinda nämnda tredje och fjärde elektroder (14, 18) i nämnda tredje element (28) med en referenspotential, varigenom en belastning (Rl) kan inkopplas elektriskt mellan nämnda andra elektrod (16) hos nämnda tredje element (28) och en referens potential, varvid ett bandpassfilter erhålles.
9. 9. Bandpassfiltersektion enligt krav 8, k ä n n e- t e c k n a-d av att en shuntkapacitans (CZ) är inkopplad mellan nämnda fiärde elektrod (18) hos nämnda andra monolitiska kristallfilterelement (26) och referenspotentialen.
10. 10. Éandpassfiltersektflmienligt krav 8, k ä n n e t e c k- n a d av att en shuntkapacitans (CZ) är inkopplad mellan nämnda andra elektrod (l6) hos nämnda tredje monolitiska kri- stallelement (28) och referenspotentialen.
11. ll. Bandpassfiltersektion enligt krav 8, k ä n n e- t e c k n a d av att en C-sektion av Darlington-typ har ex- traherats från var och en av nämnda första och andra monoli- tiska kristallfilterelement (24, 26) under syntesen, varigenom ett filter av icke-minimumfastyp erhålles.