SE424495B - Elektronisk gaffelkoppling - Google Patents

Description

15 30 40 3004259-1 2 beroende transmissionsegenskaper. _ f 7 _* _m y _ För undanröjande av dessa nackdelar har olika typer av trans- formatorlösa eller elektroniska gaffelkopplingar föreslagits. För- utom tíllhandahállandet av de ovan beskrivna överföringsportarna måste en dylik gaffelkoppling även för tvàtràdsporten presentera en impedans som är lika med den anslutna tvåtrâdsledningens karak- teristiska impedans. Vid en första approximation har denna impe- dans hittills antagits vara en konstant, helt resistiv impedans och enkla resistorer har utnyttjats för efterbildning av denna karakteristiska impedans. Det inses emellertid att den karakteris- tiska impedansen hos varje tvâtrâdsledníng uppvisar vissa frek- venskånsliga variationer,_vílka, om de icke beaktas, ger upphov till distorsioner och obalanser vid signalöverföríngen. Dessa distorsíoner och obalanser kan ofta försummas, när gaffelkopp- lingen används för överföring av smalbandíga, analoga talsignaler, såsom sådana som förekommer vid konventionell telefoni. Den frek- venskänsliga karakteristiska impedansen tenderar att variera med tråddimensionerna i telefonslingan.

Vid moderna telefonsystem önskas möjlighet att ansluta bred- bandiga, digitala dataterminaler till dylika telefonslingor. Dif- ferentíaltransformatorn och resistiva elektriska gaffelkopplíngar har visat sig vara olämpliga för korrekt överföring av sådana bredbandiga digitala signaler. En dylik elektrisk gaffelkoppling beskrivs i US-patentskriften 4 064 377.

Det för uppfinningen utmärkande framgår av den kännetecknan- de delen av patentkravet 1.

I enlighet med en realisering av uppfinningen har en elek- tronisk gaffelkoppling åstadkommits, vilken innefattar en frek- venskänslig impedanskrets, som är noggrant anpassad till den ka- rakteristiska impedansen hos en telefonslingas tvinnade lednings- par inom ett brett frekvensband. Denna karakteristiska impedans 'efterbildas noggrant inom ett stort frekvensområde med hjälp av en impedans, vars storlek är omvänt proportionell mot kvadrat- roten av frekvensen i lågfrekvensomrádet, men som är i huvudsak konstant i högfrekvensområdet.

Vid en utföringsform av uppfinningen är den karakteristiska impedansen realiserad av en shuntkopplad Norton-ekvivalent källa.

Denna konfiguration är icke endast enkel att realisera, utan har dessutom den fördelen att den möjliggör en spänningsstyrd anpass- ning av ett nät med fast impedans till en mängd olika ledardímen- 10 15 20 40 5 8004259-1 ' sioner i tvátrådskretsen. Varje trâddimcnsion ger upphóv till en något annorlunda karakteristisk impedans för låga frekvenser, varför en enda krets kan utnyttjas för beaktande av alla skilda tråddimensioner som används i telefonsystemet.

Uppfinningen kommer att beskrivas närmare i det följande under hänvisning till bifogade ritningar, där fig. 1 visar ett generellt blockschema för en aktiv gaffelkoppling, fig. 2 visar en grafisk, logaritmisk representation av den karakteristiska impedansens storlek hos en tclefonslinga som funktion av frekven- sen, fig. 3 visar ett mera detaljerat blockschema för en aktiv gaffelkoppling som utnyttjar seriekopplade, frekvensberoende och spänningsstyrda impedanselement för anpassningen till den anslut- na telefonslingans karakteristiska impedans, fig. 4 visar ett mera detaljerat blockschema för en aktiv gaffelkoppling som ut- nyttjar shuntkopplade, frekvenskänsliga, spänningsstyrda impe- danselement för realisering av den anslutna telefonslingans ka- rakteristiska impedans, fig. 5 visar ett mera detaljerat kopplings- schema för den i fig. 4 visade aktiva gaffelkopplingen,fig. 6 vi- sar ett resistivt-kapacitivt nät som är användbart för realise- ring av de i fig. 2 återgivna karakteristiska impedanserna, fig¿_1 visar ett generellt blockschema för frekvenskänsliga im- pedanselement som är användbara för realisering av de karakteris- tiska impedanserna enligt fig. 2, fig. 8 visar ett mera detalje- rat blockschema för en tvånods-Millereffekt-impedansmultiplice- ríngskrets för realisering av den i blockform i fig. 7 visade impedansfunktíonen, fig. 9 visar ett detaljerat kopplingsschema för en realisering av hyperbolisk-tangent-impedansfunktioner hos de i fig. 8 visade spänningsstyrda förstärkarna med variabel för- stärkning, och fig. 10 visar ett detaljerat blockschema för en förenklad aktiv gaffelkoppling enligt uppfinningen, vilken ut- nyttjar en flytande matningskälla och en enda frekvenskänslig, spänningsstyrd impedans.

' I fig. 1 visas ett generellt blockschema för en aktiv gaffel- koppling som har till uppgift att förbinda en tvâtrådig dubbel- riktad överföringslinje 10 med en enkelriktad mottagningslinje 11 och en enkelriktad sändningslinje 12. Den aktiva gaffelkopp- lingen enligt fig. 1 innefattar ett impedanselement 13, vilket är anpassat till överföringslinjens 10 karakteristiska impedans och sålunda förhindrar reflektioner av signaler som anländer på överföringslinjen 10. Den obalanserade enkelríktade signal, som 10 15 20 25 35 8004059-1 4 påtrycks på överföringslinjen 11, omvandlas tiflwšnñïaïåfiššfådïï signal med hjälp av en förstärkare 14, vars_utsignal via den karakteristiska impedansen 13 tillförs till den tvåtrådiga över- föringslinjen 10. Den på överföringslinjen 10 anländande signalen tillförs via en förstärkare 15 till en differentialförstärkare 16. Signalen från linjen 11 tillförs till differentialförstärka- rens 16 andra ingång och sålunda överförda signaler subtraheras från den sammansatta dubbelriktade signalen pâ överföringslinjen 10 i differentialförstärkaren 16. Endast den signal som via över- föringslinjen 10 avges från en avlägsen signalkälla tillförs där- vid till överföringslinjen 12.

Det bör observeras att förstärkarna 14, 15 och 16 represen- terar konventionella konstruktioner av bredbandiga differential- förstärkare och att de rekombinationer som äger rum i förstärkar- na 15 och 16 är helt frekvensokänsliga. Kretskonfiguratíonen en- ligt fig. 1 förblir sålunda i sin helhet balanserad inom ett myc- ket brett frekvensband.

För att en aktiv gaffelkopplíng av det i fig. 1 visade utfö- randet skall vara användbar för överföring av bredbandiga digita- la data måste konjugatarm-separationerna i gaffelkopplingen över- skrida 50 dB och måste dessutom göra detta inom ett frekvensområ- de från noll till hundratals kHz. Samtidigt måste en dylik gaffel- koppling bilda en avslutning med en mycket hög missanpassnings- dämpning inom samma frekvensomrâde och företrädesvis vara anpass- níngsbar till den mångfald kabelstorlekar som förefinnes i tele- fonanläggningen.

Den karakteristiska impedansen hos en transmissionslínje, såsom en telefonkabel, är given av 7 _ R + ia)L “ ' G + jaJC där R, L, G och C representerar resistansen, induktansen, konduk- (1) tansen respektive kapacitansen per enhetslängd hos transmissions- kabeln. A I Vid en första ordningens approximation antages att konduk- tansen G är försvinnande liten, representerad av läckningen hos kabeln. Moderna pappers- och plastisolerade kablar uppvisar så- dana små konduktanser. Om konduktansen G antages vara noll, leder sambandet (1) till två dominerande områden med olika frekvens- egenskaper för den karakteristiska impedansen med ett övergångs- område däremellan: 10 15 25 30 40 5 8004259-1 (a) e 60 << R/I. (0-20 kHz) där den karakteristiska impedansen är i huvudsak omvänt propor- tionell mot frekvensen och är given av Z =\/k7ïz;E, samt (b) au >> R/L (> 100 kHz) där den karakteristiska impedansen är i huvudsak en konstant och är given av Z =\/f7Ei Denna impedansfunktion visas i fig. 2.

Vid syntetisering av ett dylikt nät antages att en liten men begränsad konduktans G föreligger för undvikande av en singulari- tet vid origo. Detta medför att ett artificiellt tredje område introduceras, som i fig. Z representeras av en linje 20, där 60 << G/C konstant och konduktansen G är mycket liten.

I det fallet att parametrarna R, L, G och C vore helt frek- vensoberoende skulle den i fíg. 2 återgivna karakteristiska impe- och där den karakteristiska impedansen återigen är dansen kunna syntetiseras med ett nät bestående av endast resi- stíva och kapacitiva element. Dessa primära konstanter per enhets- längd uppvisar emellertid ringa frekvensberoenden. Dessa beroen- den är tillräckligt små vid konventionella telefonkablar att de kan försummas för talfrekvensöverföring och datatjänster med låg hastighet. För mera krävande tjänster, såsom exempelvis digital bredbandssignalering, är det nödvändigt att frekvensforma dessa impedanser och dessutom variera dessa impedanser i beroende av den anslutna telefonkabelns dimension, eftersom lågfrekvensegen- skaperna varierar signifikant med kabeldimensionen.

I fig. 3 visas ett detaljerat blockschema för en aktiv gaf- felkoppling, som utnyttjar seriekopplade Thevenin-ekvivalenta källor för realísering av överföringslinjens karakteristiska im- pedans. Därvid är en dubbelriktad överföringslinje 30 med hjälp av den aktiva gaffelkopplingen ansluten till en enkelríktad mot- tagningslinje 31 och till en enkelriktad sändningslinje 32 via seriekopplade, frekvenskänsliga. spänningsstyrda impedanser 33, '37, 38 och 39, vilka vardera är likvärdiga med hälften av överfö- ringslinjens 30 karakteristiska impedans. En förstärkare 34 om- vandlar den obalanserade överföringssignalen på linjen 31 till .en balanserad signal för tíllföring till överföringslinjen 30.

På överföringslinjen 30 mottagna signaler vidarebefordras via de frekvenskänsliga, spänningsstyrda impedanserna 33 och 39 och kom- bíneras additivt i en förstärkare 35, vars utsignal tillförs till en differentialförstärkare 36. På överföríngslinjen 31 uppträdan- de sígnaler tillförs till differentíalförstärkarens 36 andra in- 10 15 25 30 ss_ 40 soo42s9-1 6 6 gång i och för avgivning av en signal pâ sändningšlinjen 32, från vilken den överförda signalen har avlägsnats.

I fig. 4 visas ett annat utförande av en aktiv gaffelkoppling för förbindning av en överföringslinje 50 med en enkelríktad mot- tagningslinje 51 och en enkelriktad sändningslinje 52. Den obalan- serade mottagningssignalen på linjen S1 omvandlas åter till en balanserad signal i en förstärkare 54 och tillförs till överfö- ringslinjen 50. Ett par av Norton-ekvívalenta frekvenskänsliga, spänningsstyrda ímpedanser 57 och 58 är shuntkopplade över överfö- L ringslínjen 50. På överföringslinjen 50 mottagna signaler tillförs " via en förstärkare 55 till en differentialförstärkare S6, där de differentiellt kombineras med signalerna på mottagningslinjen 51.

Den från differentialförstärakren 56 på sändningslínjen 53 avgiv- na signalen inbegriper sålunda endast de från en avlägsen källa via överföringslinjen 50 mottagna signalerna.

I fig. 5 visas ett mera detaljerat kopplingsschema för en elektronisk gaffelkoppling som utnyttjar shuntkopplade varíabla impedanser såsom visas i fig. 4. För motsvarande element i fig.4 och 5 användes samma hänvisningsbeteckningar. Den enkelriktade mottagningslinjen 51 och den enkelriktade sändningslinjen 52 är kopplade till en dubbelriktad överföringslinje 50 med hjälp av den i figuren visade gaffelkopplingen. Den enkelriktade mottag- ningslinjen 51 är ansluten till baselektroden hos en transistor 60, som har en spänningsstyrd impedans 61 ansluten i sin emítter- krets. Impedansen 61 är anpassad till linjens impedans och är styrd av en spänning VS, som, såsom framgår av fig. 5, kan vara härledd från en konstantspänningskälla 62 med hjälp av en variabel resistans 63. Värdet av impcdanscn 61 är lika med någon multipel, såsom hälften av överföringslínjens S0 karakteristiska impedans och ger ett impedansvärde liknande det som visas i fig. 2. Tran- sistorns 60 kollektor är jordad via en resistor 64 och är anslu- -ten till basen hos en transistor 65. Transistorns 65 kollektor- -emittersträcka är förspänd med hjälp av resistorer 66 och 6? och transistorn omformar den på sin bas påtryckta obalanserade signa- len till en balanserad signal, vilken tillförs till baserna hos. utgângstransistorer 68 och 69.-Emittrerna hos transistorerna 68 och 69 är anslutna till jordpotential, medan kollektorerna är an- slutna till den dubbelriktade överföringslinjens 50 A-ledare res- pektíve B-ledare. Mellan överföringslinjens 50 A-ledare och B-le- dare är två spänningsstyrda, frekvenskänslíga impedanser S7 och 15 20 8004259-1 \I 58 anslutna, vilka har samma impedansvärden som impedansen bl- och är styrda av samma spänning VS. V Såsom framgår av fig. 4 är överföringslinjens 50 ledare an- slutna till en summeringsförstärkare S5, vars utsignal tillförs till differentialförstärkarens 56 ena ingång. Förstärkarens S6 andra insignal erhålles från den enkelriktade mottagningslinjen 51. Förstärkarens 56 utsignal utgörs av den mottagna signalen, vilken avges till den enkelríktade sändningslinjen 52.

För realisering av de i fig. 1, 3, 4 och 5 visade frekvens- känsliga impedanserna inses till en början att realisering med avseende på impedanspoler i stället för impedansnollställen inne- bär större kondensatörvärden.och därför har admittans-realise- ringsformen tillämpats. En dylik frekvenskänslig impedanskrets visas i fig. 6, motsvarande en god approximation av impedansen hos ett tvinnat par med tràddiametern 0,644 mm i en telefonkabel.

Komponentvärdena för kondensatorerna och resistorerna i fig. 6 framgår av tabell I.

Tabell I C1 = 0,04436 pF C2 = 0,129S5 pP C3 = 0,050319 pF C4 = 0,049305 pF R1 = 1087,347 ohm R2 = 459,679 ohm R3 = 45S,674 ohm _ R4 = 44,868 ohm RS = 91,000 ohm En impedans med det önskade värdet kan givetvis realiseras antingen i Foster-form (serie- eller shuntkoppling) eller av en Cauer-form av serie- och shuntelement.

Den dimensionsberoende karakteristiska impedansen hos ett telefontrådpar kan representeras av en impedans av formen Z(X) = C1(N)Z1(¿J + C2(N)Z2 (Z) där Z1 mot trâdparets lågfrekvensegenskaper med en artifi- ciellt införd liten konduktans G och Zz är en konduktans lika med 91 ohm, som svarar mot trådparets högfrekvensimpdans. Både 21 och Zz kan realiseras såsom visas i fig. 6. Storheterna C1(N) och C2(N) är funktioner av tråddimensionen N.

En krets för realisering av sambandet enligt ekvation (2) SVETBI' m' 10 15 20 25 8004259-1 ' 8 ..._.......,_ c ons- _--V visas i fig. 7, där ekvation (Z) omskrivits'såš6mf' (1+k1) T zm) = A2] ___- + B22 -_-- (3) (1+k1+k2) .(1+k1+k2) där (1+k1) C1(N) = A ----- (4) (1+k1+k2) och 1 ozon = ß ___- (s) '(1+k1+k2) varvid A och B är konstanter.

I Impedansfunktionen enligt ekvation (3) kan realiseras med en tvânods-Millereffekt-impedansmultipliceríngskrets såsom visas i fíg. 8. Denna krets kan givetvis generaliseras för ett godtyck- ligt antal noder. Konstanterna A och B väljes exempelvis för an- passning till parametrarna hos ett tvinnat par med trâddiametern 0,405 mm till A lika med 1,85 och B lika med 1,25, Med dessa vär- den kommer kretsen enligt fig. 8 att vara anpassad till ett tråd- par med tråddiametern 0,405 mm när värdena av impedansmultíplika- torerna kl och kz är lika med O. De nödvändiga värdena på kl och kz för anpassning till de skilda tråddiametrar som för närvarande är i bruk, under antagande av ovanstående värden för konstanterna A och B, visas i tabell II. _ Tabeii 11 N (mm) kï k, 0,912 -o,61ss 0,631? 0,644 -0,524: o,s74s o,s11 -o,1ss4 o,sss9 o,4os o o Kretsen enligt fig. 8 innefattar en RC-impedans 70 och en resistiv impedans 71 av de utföranden som visas för 21 respektive ZZ i fig. 6. Inspänningen V1 över de seriekopplade impedanserna 70 och 71 pâtrycks på en spänningsmultipliceringskrets 72, som har en av en styrspänníng VC styrd multiplikationsfaktor. Spän- ningen V2 vid mittpunkten mellan impedanserna 70 och 71 påtrycks på en spänningsmultiplíceringskrets 73, som likaså är styrd av en styrspänning Vè. Utsígnalerna från spänningsmultipliceringskret- 10 15 25 30 35 9 9 soo42s9-3 arna 72 och 73 kombineras addítivt i en summeringškrets"74§ vars utsignal tillförs till den återstående klämman på impedansen 71.

De erforderliga värdena på kï och kz kan realiseras genom hyperboliska tangentfunktíoner av styrspänningen VC, där k1 = -tanhvc (6) och kz = 0,65 tanh(3,701Vc) (7)_ Realiseringen av de hyperbolíska tangentfunktionerna kan ske med hjälp av emitterkopplade mottaktssteg av den i fig. 9 visade typen.

I fig. 9 visas en realisering av de såsom element 72 och 75 i fig. 8 visade multipliceríngskretsarna för hyperbolisk tangent- funktion. Ett första emitterkopplat mottaktssteg innefattar tran- sístorer 80 och 81, vilka har sina kollektorelektroder förspända via resistorer 82 och 83 och sina emitterelektroder sammankoppla- de till kollektorn hos en transistor 84. Transistorns 84 emitter är via en resistor 85 ansluten till jordpotential. Spänningen V1 från fig. 8 är kopplad till transistorns 84 bas. Transistorns 81 bas är jordad medan transistorns 80 bas är styrd av styrspänningen VC. Spänningen mellan transistorns 80 kollektor och transistorns S1 kollektor representerar en hyperbolisk funktion och är kopplad till en differentialförstärkare 86 med enhetsförstärkning, vars utsígnal representerar den hyperboliska tangentfunktionen kïvä.

Ett liknande emitterkopplat mottaktssteg utnyttjas för att realisera den andra spänningsmultipliceríngskretsen 73 i fig. 8.

Detta steg innefattar transistorer 90 och 91, vilkas kollektorer är förspända via resistorer 92 och 93. Transistorernas 90 och 91 emittrar är sammankopplade till kollektorn hos en transistor 94, vars emítter via en resistor 95 är ansluten till jordpotentíal.

Spänningen V, från fig. 8 är medan transistorns 91 bas är torns 90 bas är härledd från påtryckt på transistorns 94 bas, jordad. Styrspänningen på transis- en spänningsdelare innefattande re- sístorer 97 och 98 i och för alstríng av en spänning Vä lika med VC/3,701 såsom erfordras av ekvation (7). Spänningen mellan transístorernas 90 och 91 kollektorer är inverterad och påtryckt på en differentialförstärkare 96 med enhetsförstärkning, vars ut- sígnal representerar den hyperboliska tangentfunktíonen kzïz, Förstärkningen hos varje emitterkopplat mottaktssteg med en differentíalförstärkare med enhetsförstärkníng är given av: 10 20 35 sootzse-1 10 RC h qX We' tan m där X är den pâtryckta spänningen, RC är resistansen i kollektor- kretsarna hos transistorerna 80-81 eller 90-91, Re är resistan- sen i emitterkretsen hos transístorn 84 eller 94, q är den abso- luta laddningen hos en elektron, k är Boltzmanns konstant och T är den absoluta_temperaturen i grader Kelvin. För multiplika- torn k1 (paret 80-81) är Rc = Re och X = 2kT/qVC, medan för kz gäller att Rc = 0,65 Re och X = 3,701 (2kT/q). Spänningen VC kan härledas såsom visas i fig. 5 antingen genom förinställning av spärrorgan i motsvarighet till den anslutna eller härledas empiriskt genom variering av 63 i och för minimering av den totala re- spänningsdelaren med ledningens dimension uttaget på resistorn flektionen från överföringslinjen.

Det bör observeras att en enligt fig. 5 och följande figurer realiserad aktiv gaffelkopplíng ger en impedansanpassning till överföringslinjen S0 som är frekvensokänslig över ett extremt stort frekvensområde och som dessutom är justerbar för olika tråddimensioner i telefonkabeln. Användningen av en Norton- i stället för en Thevenin-ekvivalent källa utgör ett önskvärt kon- struktionsval, vilket leder till minsta möjliga komplikations- grad vid anpassningen av samma källimpedans till skilda tráddi- mensioner. De på denna aktiva gaffelkoppling påtryckta spänning- arna är vidare helt frekvensoberoende, så att den skadliga stör- ning, av vilken gaffelkopplingens verkan beror, förblir konstant inom hela frekvensområdet. Realiseringen enligt fig. 5 kräver ' emellertid tre shuntelement S7, 58 och 61 kopplade till jord, vilka vardera innefattar de komplicerade elementkombínationerna enligt fig. 6 och 9. I Ett sätt att reducera komplikationsgraden visas i fig. 10, ~där en flytande matningskälla utnyttjas med en gemensam spänning V0 och ett enda frekvensberoende, spänníngsstyrt impedansnät 120; 'I stället för avgivning av en frekvensoberoende spänning till _ överföringslínjen avger denna krets en frekvensoberoende ström.

Denna ström avkänns över impedanselementet 100 av en differential- förstärkare 101, vars utsignal tillförs till en differentialför- stärkare 102. Impedanselementen 100 och 103 svarar mot impedanser- na 71 respektive 70 i fig. 8 och är kopplade i en tvånods-Miller- effekt-ímpedansmultipliceringskrets med användning av spännings- 15 20 IQ U1 30 35 40 8004259-1 ll multiplicerare 104 och 105. Dessa spänningsmultiplicerare"101 och 105 styrs med hjälp av en styrspänning VC"_och kombineras i en summeringsförstärkare 106, vars utsignal är påtryckt på den ena änden av impedansen 100. Den flytande matningskällan represente- rad av batteriet 107 är seriekopplad med en resistor 108 i emít- terkretsen hos en transistor 109. Den av batteriet 10? avgivna spänningen kombineras med signalen på linjen 51 i en kombinerings- förstärkare 110 i och för alstring av en insignal på transistorns 109 bas. Samma signal från förstärkaren 110 tillförs till den återstående ingången på förstärkaren 102, vars utsignal kopplas till en differentialförstärkare 111. Förstärkarens 11 utsignal utgör den på linjen S2 avgivna sändningssignalen. Batterimatnings- spänningen V0 från batteriet 107 kombineras med styrspänningen VC i en kombineringsförstärkare 112 i och för alstring av styr- spänningen VC" för multiplicerarna 104 och 105. Matningslikspän- ningen V0 är isolerad från den dubbelriktade överföringslinjen 50 med hjälp av kondensatorer 113 och 114. Förstärkarna 110, 111 och 112 tjänar till addering eller subtraheríng av matningsspän- ningen med avseende på spänningar uttagna från respektive avgivna till kretsar utanför den lokala gemensamma jorden'för den flytan- de matningskällan 107.

Det bör observeras att en flytande matníngskälla är önskvärd vid varje tillämpning där gaffelkopplingens aktiva element måste aktiveras vid likspänningsnivaer väl nedanför de nivåer som exi- sterar på överföringslinjen och en likspänningsomvandling är i varje fall erforderlig. Dessutom är de extra differentialförstär- karna 110, 111 och 112, vilka är nödvändiga för isolerings- och referensändamâl hos gaffelkopplingen, mycket mindre kostsamma att realisera än de frckvenskänsliga, spänningsstyrda impedanser, som erfordras för realiseringen enligt fig. 5.

Det bör vidare observeras att den aktiva gaffelkopplingen enligt uppfinningen kan realiseras med hjälp av Thevenín-ekviva- lenta källor, om anpassning till tråddimension icke erfordras och om inga problem uppstår vid realiseringen av de därvid erforder- liga större kapacitansvärdena.

De genom uppfinningen realiserade elektroniska gaffelkopp- lingarna är i huvudsak frekvensoberoende, eftersom, såsom framgår av fig. 2, lâgfrekvens-impedansen noggrant efterbíldas både för variationer i frekvens och variationer i tråddimension ned till frekvenser nedanför det verksamma driftbandet. Högfrekvens-impe- 8004-259-1 12 dansen är.å andra sidan i huvudsak konstanfi"fÜr“afIä_n3§Te"f¥eÉÜ'H” venser ovanför detta lägre band. De extremt goda bredbandsegen- skaperna hos gaffelkopplingarna enligt uppfinningen gör dem ända- målsenliga för bredbandssígnaleríng såsom exempelvis vid digital S höghastighetsöverföríng. Dessa gaffelkopplingar är därför använd- bara i digitala höghastíghets-överföringssystem som arbetar med konventionella tvinnade trådpar i befintliga telefonnät.

Claims (3)

80042 59-1 13 Patentkrav

1. Elektronisk gaffelkoppling innefattande en sändningsport (12), en mottagningspcrt (11), en tvâvägsport (10), en krets (14) för omvandling av en obalanserad signal till en balanserad signal ansluten mellan nämnda mottagningsport och nämnda tvâvägsport, en krets (15) för omvandling av en balanserad signal till en obalan- serad signal ansluten mellan nämnda tvâvägsport och nämnda sänd- ningsport, en differentialförstärkare (16) med ingångar anslutna till nämnda mottagningsport och till utgången på nämnda krets för omvandling av en balanserad signal till en obalanserad signal och med en utgång ansluten till nämnda sändningsport, samt en balanse- ringsimpedans (13) inkopplad mellan utgången på nämnda krets för om- vandling av en obalanserad signal till en balanserad signal och nämnda tvåvägsport, k ä n n e t e c k n a d av att balanserings- impedansen har formen Z(N) = C1(N)Z1(UU) + C2(N)Z2 där Z är belastníngsimpedansen, Z1 är ímpedansen hos ett för låga frekvenser avsett icke-induktivt, resistivt-kapacitivt nät, vilket är anordnat att realisera en ímpedansfunktion som är omvänt propor- nell mot kvadratroten ur frekvensen vid låga frekvenser, Z2 är im- I pedansen hos ett för höga frekvenser avsett icke~reaktivt, resistivt nät, vilket är anordnat att realisera en konstant impedansfunktion vid höga frekvenser, hv är frekvensen, samt C1 och CZ är funktioner av tråddimensionen N hos nämnda telefonledningspar.

2. Gaffelkoppling enligt kravet 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda funktioner av tråddímensionen är realiserade med.hjälp av tvânods-Millereffekt-multiplicerare, vilka år anslutna till nämnda lågfrekvens- och högfrekvensimpedanser (fig. 8).

3. Gaffelkoppling enligt kravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multiplicerare vardera innefattar ett emitterkopplat mottaktssteg, varvid den ena multipliceraren är relaterad till tråd- dimensionen hos nämnda telefonledningspar (fig. 9).