RU2803416C1 - Method for forming weight coefficients in the processing channels of a broadband adaptive antenna array - Google Patents
Method for forming weight coefficients in the processing channels of a broadband adaptive antenna array Download PDFInfo
- Publication number
- RU2803416C1 RU2803416C1 RU2023104155A RU2023104155A RU2803416C1 RU 2803416 C1 RU2803416 C1 RU 2803416C1 RU 2023104155 A RU2023104155 A RU 2023104155A RU 2023104155 A RU2023104155 A RU 2023104155A RU 2803416 C1 RU2803416 C1 RU 2803416C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- frequencies
- useful
- broadband signal
- weight coefficients
- vector
- Prior art date
Links
Images
Abstract
Description
Изобретение относится к антенной и вычислительной технике и может быть использовано в широкополосных радиотехнических системах связи, радиолокации и радионавигации при приеме широкополосных сигналов (ШПС) в условиях воздействия широкополосных и узкополосных помех.The invention relates to antenna and computer technology and can be used in broadband radio communication systems, radar and radio navigation when receiving broadband signals (BPS) under conditions of exposure to broadband and narrowband interference.
Известен способ формирования вектора весовых коэффициентов в адаптивной антенной решетке [1, с. 56, 2], содержащей N антенных элементов. В канал каждого антенного элемента введено устройство с квадратурными каналами, с помощью которого сигнал разделяется на синфазную и квадратурную составляющие, а каждая из составляющих подвергается операции умножения на весовой коэффициент. Получаемые после такой обработки сигналы складываются в сумматоре. Управление величинами весовых коэффициентов осуществляется с помощью сигнального процессора.There is a known method for forming a vector of weighting coefficients in an adaptive antenna array [1, p. 56, 2], containing N antenna elements. A device with quadrature channels is introduced into the channel of each antenna element, with the help of which the signal is divided into in-phase and quadrature components, and each of the components is subjected to the operation of multiplication by a weighting coefficient. The signals obtained after such processing are added in the adder. The values of the weighting coefficients are controlled using a signal processor.
Однако в случае, когда полезный и помеховые сигналы характеризуется спектром частот значительной ширины, комплексный весовой коэффициент необходимо подбирать для каждой из частот, иначе не будет обеспечено эффективное подавление всех составляющих помехи.However, in the case when the useful and interference signals are characterized by a frequency spectrum of significant width, a complex weighting coefficient must be selected for each of the frequencies, otherwise effective suppression of all interference components will not be ensured.
Известна адаптивная антенная решетка [2]. С помощью фильтров, блоков измерения мощности, блока сравнения и блока управления обеспечивается минимизация и максимизация выходной мощности общего сумматора в режимах подавления помехи и выделения полезного сигнала.An adaptive antenna array is known [2]. Using filters, power measurement units, a comparison unit and a control unit, the output power of the common adder is minimized and maximized in the modes of noise suppression and useful signal selection.
Недостатком данной адаптивной антенной решетки является невозможность обработки ШПС. Также не рассматривается подход по формированию вектора весовых коэффициентов.The disadvantage of this adaptive antenna array is the inability to process NPS. Also, the approach to forming a vector of weighting coefficients is not considered.
Для устранения недостатков устройств, реализующих классический способ пространственной фильтрации узкополосных сигналов, вводят трансверсальный фильтр или многоотводную линию задержки, обеспечивающую подавление помехи в полосе частот [1, с. 57-60].To eliminate the shortcomings of devices that implement the classical method of spatial filtering of narrowband signals, a transversal filter or a multi-tap delay line is introduced, which provides interference suppression in the frequency band [1, p. 57-60].
Однако использование частотно-зависимого взвешивания с помощью многоотводной линии задержки связано с выбором и реализацией необходимой амплитудной и фазовой характеристик комплексных весовых коэффициентов. В предлагаемых аналогах устройства, обеспечивающие выбор и реализацию необходимой амплитудно-фазовой характеристики комплексных весовых коэффициентов, не рассматриваются.However, the use of frequency-dependent weighting using a multi-tap delay line is associated with the selection and implementation of the necessary amplitude and phase characteristics of complex weighting coefficients. In the proposed analogues, devices that ensure the selection and implementation of the required amplitude-phase characteristics of complex weight coefficients are not considered.
Наиболее близким по технической сущности к заявляемому способу является способ формирования весовых коэффициентов для обработки ШПС, описанный в [3]. Данный способ выбран в качестве прототипа.The closest in technical essence to the proposed method is the method of forming weight coefficients for processing ShPS, described in [3]. This method was chosen as a prototype.
Сущность способа-прототипа заключается в том, что аддитивную смесь ШПС и помех с помощью полосовых фильтров разделяют на узкополосные частотные интервалы. Для каждого частотного интервала на определенной частоте ωk находя оптимальный по критерию максимума отношения сигнал/(помеха + шум) (ОСПШ) вектор весовых коэффициентов W(ωk). Для других частот обработки спектра полезного ШПС находят квазиоптимальные весовые коэффициенты на основе различных функций интерполяции, в частности на основе кусочно-постоянной и кусочно-линейной интерполяции. Данный способ позволяет производить пространственную обработку ШПС на фоне различных помех.The essence of the prototype method is that the additive mixture of NPS and interference is divided into narrow-band frequency intervals using bandpass filters. For each frequency interval at a certain frequency ω k , finding the optimal vector of weighting coefficients W(ω k ) according to the criterion of the maximum signal/(interference + noise) ratio (SINR). For other processing frequencies of the spectrum of the useful NPS, quasi-optimal weighting coefficients are found based on various interpolation functions, in particular based on piecewise constant and piecewise linear interpolation. This method allows for spatial processing of NPS against the background of various noises.
Недостатком данного способа формирования весовых коэффициентов является невозможность учета спектральной структуры ШПС, так как в способе не описан порядок выбора частот, в которых оптимально определяется вектор весовых коэффициентов.The disadvantage of this method of forming weight coefficients is the impossibility of taking into account the spectral structure of the NPS, since the method does not describe the procedure for selecting frequencies in which the vector of weight coefficients is optimally determined.
Технический результат предлагаемого изобретения направлен на расширение функциональных возможностей, заключающихся в рациональном распределении частот, в которых оптимально определяется вектор весовых коэффициентов, с учетом спектральной плотности полезного ШПС.The technical result of the proposed invention is aimed at expanding the functionality consisting in the rational distribution of frequencies in which the vector of weighting coefficients is optimally determined, taking into account the spectral density of the useful broadband.
Для достижения указанного технического результата в способе формирования весовых коэффициентов в каналах обработки широкополосной адаптивной антенной решетки, включающем разделение аддитивной смеси широкополосного сигнала и помех с помощью полосовых фильтров разделяют на узкополосные частотные интервалы. Для каждого из частотных интервалов на определенных частотах ωk находя оптимальный по критерию максимума ОСПШ вектор весовых коэффициентов W(ωk). Для других частот обработки спектра полезного широкополосного сигнала находят квазиоптимальные весовые коэффициенты на основе различных функций интерполяции. При этом оптимальный вектор весовых коэффициентов находят с меньшим частотным интервалом на тех частотах полезного широкополосного сигнала, на которых спектральная плотность полезного широкополосного сигнала низкая и с большим интервалом на тех частотах, на которых спектральная плотность полезного широкополосного сигнала высокая.To achieve the specified technical result in the method of forming weighting coefficients in the processing channels of a broadband adaptive antenna array, which includes separating an additive mixture of a broadband signal and interference using bandpass filters, they are divided into narrowband frequency intervals. For each of the frequency intervals at certain frequencies ω k , finding the optimal vector of weighting coefficients W(ω k ) according to the maximum SINR criterion. For other frequencies of processing the spectrum of a useful broadband signal, quasi-optimal weighting coefficients are found based on various interpolation functions. In this case, the optimal vector of weighting coefficients is found with a smaller frequency interval at those frequencies of the useful broadband signal at which the spectral density of the useful broadband signal is low and with a larger interval at those frequencies at which the spectral density of the useful broadband signal is high.
На фиг. 1 представлен спектр широкополосного ЛЧМ сигнала с обозначением его информативной части.In fig. Figure 1 shows the spectrum of a broadband chirp signal with the designation of its informative part.
На фиг. 2 представлен спектр широкополосного ЛЧМ сигнала с указанием частот, в которых оптимально определяется вектор весовых коэффициентов на основе подхода, предложенного в способе-прототипе.In fig. Figure 2 shows the spectrum of a broadband chirp signal indicating the frequencies in which the vector of weighting coefficients is optimally determined based on the approach proposed in the prototype method.
На фиг. 3 представлен спектр широкополосного ЛЧМ сигнала с указанием частот, в которых оптимально определяется вектор весовых коэффициентов на основе предлагаемого способа.In fig. Figure 3 shows the spectrum of a broadband chirp signal indicating the frequencies at which the vector of weighting coefficients is optimally determined based on the proposed method.
Способ реализуется следующим образом.The method is implemented as follows.
1. При выборе типа полезного ШПС рассчитывается его спектр на основе преобразования Фурье [4]:1. When choosing the type of useful NPS, its spectrum is calculated based on the Fourier transform [4]:
где S(t) - тип выбранного ШПС;where S(t) is the type of selected ShPS;
ω=2πƒ - круговая частота, [рад/с];ω=2πƒ - circular frequency, [rad/s];
ƒ - линейная частота [Гц].ƒ - linear frequency [Hz].
2. Далее определяется отношение мощности полезного ШПС и мешающего воздействия на выходе согласованного фильтра при допущении, что спектр сигнала |С(ω)| является прямоугольным и равен константе С в пределах полосы сигнала W и нулю вне ее, а амплитудная передаточная функция фильтра равномерна в полосе сигнала W и равна нулю вне ее. Также допускается, что ее ненулевое значение равняется единице. Следовательно помеха, трактуемая как случайный процесс, проходит на выход фильтра без изменения своей мощности J, тогда как отфильтрованное значение мощности шума составит N0W. С другой стороны, фильтр согласован с сигналом и, значит, когерентно суммирует все гармонические составляющие сигнала, обеспечивая максимальное значение амплитуды на выходе:2. Next, the ratio of the power of the useful NPS and the interfering effect at the output of the matched filter is determined under the assumption that the signal spectrum |С(ω)| is rectangular and equal to the constant C within the signal band W and zero outside it, and the amplitude transfer function of the filter is uniform within the signal band W and equal to zero outside it. It is also allowed that its non-zero value is equal to one. Consequently, the interference, interpreted as a random process, passes to the output of the filter without changing its power J, while the filtered value of the noise power will be N 0 W. On the other hand, the filter is consistent with the signal and, therefore, coherently sums all the harmonic components of the signal, providing maximum output amplitude value:
где учтена равномерность спектра в полосе сигнала W, а удвоение обусловлено вкладом «отрицательных» частот. При аналогичных обозначениях энергия сигнала вычисляется с помощью теоремы Парсеваля как:where the uniformity of the spectrum in the signal band W is taken into account, and the doubling is due to the contribution of “negative” frequencies. Using similar notation, the signal energy is calculated using Parseval's theorem as:
Таким образом, ОСПШ на выходе согласованного фильтра равно:Thus, the SINR at the output of the matched filter is:
Из соотношения (4) видно, что чем меньше энергия Е полезного ШПС, тем ниже ОСПШ на выходе согласованного фильтра.From relation (4) it is clear that the lower the energy E of the useful NPS, the lower the SINR at the output of the matched filter.
Таким образом проводят расчет ОСПШ для каждой частоты полезного ШПС с определенным дискретом, величина которого зависит от требуемого ОСПШ на выходе антенной решетки и выявляют низкий уровень энергии полезного ШПС.In this way, the SINR is calculated for each frequency of the useful broadband with a certain discrete value, the value of which depends on the required SINR at the output of the antenna array, and the low energy level of the useful broadband is detected.
3. Так как спектр сигнала является бесконечным, то существует некоторый диапазон частот, называемый девиацией частот, в котором сосредоточен весь информативный сигнал (фиг. 1). Вне этого диапазона оптимально определять вектор весовых коэффициентов не имеет смысла, так как на восстановление спектра полезного ШПС это особую роль не играет. На фиг. 2 видно, что в способе-прототипе оптимальный вектор весовых коэффициентов определяется на равных интервалах спектра полезного ШПС и не учитывается структура самого спектра.3. Since the signal spectrum is infinite, there is a certain frequency range, called frequency deviation, in which the entire informative signal is concentrated (Fig. 1). Outside this range, it makes no sense to optimally determine the vector of weighting coefficients, since this does not play a special role in restoring the spectrum of the useful NPS. In fig. 2 it can be seen that in the prototype method the optimal vector of weighting coefficients is determined at equal intervals of the spectrum of the useful NPS and the structure of the spectrum itself is not taken into account.
4. На основе результатов расчета, полученных по соотношению (4) рациональным образом определяются частоты, в которых оптимальный вектор весовых коэффициентов необходимо определять с более частым интервалом (спектральная плотность полезного ШПС низкая), а в которых с более редким (спектральная плотность полезного ШПС высокая). При этом общее число каналов обработки не меняется (фиг. 3).4. Based on the calculation results obtained from relation (4), frequencies are rationally determined in which the optimal vector of weighting coefficients must be determined at a more frequent interval (the spectral density of the useful NPS is low), and in which at a more rare interval (the spectral density of the useful NPS is high ). In this case, the total number of processing channels does not change (Fig. 3).
5. Далее для других частот спектра полезного ШПС вектор весовых коэффициентов интерполируется различными функциями.5. Next, for other frequencies of the useful broadband spectrum, the vector of weighting coefficients is interpolated by various functions.
Таким образом способ формирования весовых коэффициентов в каналах обработки широкополосной адаптивной антенной решетки позволяет обеспечить требуемый уровень ОСПШ на выходе антенной решетки за счет рационального распределения частот, в которых оптимально определяется вектор весовых коэффициентов и тем самым достичь технического результата, заключающегося в расширении функциональных возможностей, а именно в рациональном распределении частот, в которых оптимально определяется вектор весовых коэффициентов, с учетом спектральной плотности полезного ШПС.Thus, the method of forming weight coefficients in the processing channels of a broadband adaptive antenna array makes it possible to ensure the required level of SINR at the output of the antenna array due to the rational distribution of frequencies in which the vector of weight coefficients is optimally determined and thereby achieve a technical result consisting in expanding functionality, namely in the rational distribution of frequencies in which the vector of weighting coefficients is optimally determined, taking into account the spectral density of the useful broadband.
ЛитератураLiterature
1. Монзинго Р.А., Миллер Т.У. Адаптивные антенные решетки: Введение в теорию: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1986. - 448 с.1. Monzingo R.A., Miller T.W. Adaptive antenna arrays: Introduction to theory: Transl. from English - M.: Radio and communication, 1986. - 448 p.
2. АС 1548820, 1990 г.2. AC 1548820, 1990
3. RU 2466482, 2012 г.3. RU 2466482, 2012
4. Ипатов В. Широкополосные системы и кодовое разделение сигналов. Принципы и приложения, 2007. - 488 с.4. Ipatov V. Broadband systems and code separation of signals. Principles and applications, 2007. - 488 p.
Claims (1)
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2803416C1 true RU2803416C1 (en) | 2023-09-12 |
Family
ID=
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4213132A (en) * | 1978-07-19 | 1980-07-15 | Motorola, Inc. | Antenna system with multiple frequency inputs |
US5596329A (en) * | 1993-08-12 | 1997-01-21 | Northern Telecom Limited | Base station antenna arrangement |
RU2466482C1 (en) * | 2011-03-16 | 2012-11-10 | Дмитрий Давидович Габриэльян | Adaptive antenna array |
RU2777692C1 (en) * | 2021-06-28 | 2022-08-08 | Артем Николаевич Новиков | Method for processing signals in an adaptive antenna array when receiving correlated signals and interference |
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4213132A (en) * | 1978-07-19 | 1980-07-15 | Motorola, Inc. | Antenna system with multiple frequency inputs |
US5596329A (en) * | 1993-08-12 | 1997-01-21 | Northern Telecom Limited | Base station antenna arrangement |
RU2466482C1 (en) * | 2011-03-16 | 2012-11-10 | Дмитрий Давидович Габриэльян | Adaptive antenna array |
RU2777692C1 (en) * | 2021-06-28 | 2022-08-08 | Артем Николаевич Новиков | Method for processing signals in an adaptive antenna array when receiving correlated signals and interference |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Helms | Nonrecursive digital filters: Design methods for achieving specifications on frequency response | |
Downie et al. | The discrete multiple wavelet transform and thresholding methods | |
Lindenfeld | Sparse frequency transmit-and-receive waveform design | |
Chan et al. | Uniform concentric circular arrays with frequency-invariant characteristics—theory, design, adaptive beamforming and DOA estimation | |
US4939685A (en) | Normalized frequency domain LMS adaptive filter | |
EP2088449B1 (en) | Side lobe suppression | |
EP0133002B1 (en) | Adaptive radar signal processing apparatus | |
US5581495A (en) | Adaptive signal processing array with unconstrained pole-zero rejection of coherent and non-coherent interfering signals | |
Varshney et al. | Sidelobe reduction for matched filter range processing | |
EP2454605A1 (en) | Method and wideband antenna system to minimise the influence of interference sources | |
US9810771B1 (en) | Adaptive finite impulse response (FIR) filter and method | |
Malanowski | Comparison of adaptive methods for clutter removal in PCL radar | |
US20030198340A1 (en) | Multistage median cascaded canceller | |
RU2466482C1 (en) | Adaptive antenna array | |
Speake et al. | A note on the use of windows for two-dimensional FIR filter design | |
CN102710284B (en) | Two-dimensional self-adaptive filtering narrow-band interference suppression device | |
RU2803416C1 (en) | Method for forming weight coefficients in the processing channels of a broadband adaptive antenna array | |
Ghavami et al. | Recursive fan filters for a broad-band partially adaptive antenna | |
CN117200745A (en) | Broadband beam synthesis method and device based on analysis configuration of fractional delay filter | |
EP0244071A1 (en) | RF spectrum analysing receiver | |
CN108375760B (en) | Radar clutter suppression FIR filter design method | |
RU2548660C2 (en) | Broadband signal receiving device | |
SE503650C2 (en) | Ways to improve radar data on a radar | |
CN109314534B (en) | Radio communication receiver and method for configuring notch filter of radio communication receiver | |
Ghavami et al. | Frequency selective broadband beamforming using 2D digital filters |