RU2773648C1 - Method for digital generation of antenna pattern of an active phased antenna array when emitting and receiving linear frequency-modulated signals - Google Patents
Method for digital generation of antenna pattern of an active phased antenna array when emitting and receiving linear frequency-modulated signals Download PDFInfo
- Publication number
- RU2773648C1 RU2773648C1 RU2021100421A RU2021100421A RU2773648C1 RU 2773648 C1 RU2773648 C1 RU 2773648C1 RU 2021100421 A RU2021100421 A RU 2021100421A RU 2021100421 A RU2021100421 A RU 2021100421A RU 2773648 C1 RU2773648 C1 RU 2773648C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signal
- apaa
- ppm
- complex
- digital
- Prior art date
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 26
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims abstract description 23
- 238000005755 formation reaction Methods 0.000 claims abstract description 23
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 22
- 230000003595 spectral Effects 0.000 abstract 2
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 2
- 241001442055 Vipera berus Species 0.000 description 5
- 230000000875 corresponding Effects 0.000 description 4
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000051 modifying Effects 0.000 description 2
- 210000004544 DC2 Anatomy 0.000 description 1
- 230000035832 Lag time Effects 0.000 description 1
- 230000035648 Lag-time Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 230000002530 ischemic preconditioning Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000004481 post-translational protein modification Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
Images
Abstract
Description
Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) с активными фазированными антенными решетками (АФАР) при цифровом формировании диаграммы направленности (ДН) при применении в качестве зондирующих широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов и электронном сканировании ДН в широком угловом секторе.The invention relates to the field of radio engineering and can be used in radar stations (RLS) with active phased antenna arrays (APAA) with digital beamforming (DN) when used as probing broadband linear-frequency-modulated (chirp) signals and electronic scanning of DN in a wide angle sector.
Для повышения информационных характеристик РЛС возникает необходимость применения широкополосных зондирующих сигналов для обеспечения высокой разрешающей способности по дальности, что необходимо для распознавания типов одиночных целей и оценки численного состава групповой цели, а также широкоугольного электронного сканирования ДН, что необходимо для увеличения потока информации, извлекаемой РЛС из окружающего пространства. При этом решение одной задачи противоречит другой, так как происходит искажение фазового распределения поля на апертуре антенны, что приводит к искажению ДН.To improve the information characteristics of the radar, it becomes necessary to use broadband sounding signals to provide high range resolution, which is necessary for recognizing the types of single targets and estimating the size of a group target, as well as wide-angle electronic scanning of AP, which is necessary to increase the flow of information extracted by the radar from surrounding space. In this case, the solution of one problem contradicts the other, since the phase distribution of the field on the antenna aperture is distorted, which leads to a distortion of the pattern.
В связи с этим разработка способов формирования диаграмм направленности АФАР при широкополосном зондировании пространства и широкоугольном электронном сканировании ДН представляет собой актуальную задачу.In this regard, the development of methods for the formation of APAA radiation patterns in broadband space sensing and wide-angle electronic scanning of RP is an urgent task.
Известны способы формирования диаграмм направленности фазированных антенных решеток, например [1, 2], недостаток которых состоит в том, что они пригодны только при работе АФАР в режиме передачи.Known methods of forming the radiation patterns of phased antenna arrays, for example [1, 2], the disadvantage of which is that they are suitable only when the APAR is in transmission mode.
Известны способы формирования ДН АФАР [3], а также устройства, в которых реализованы указанные способы [4-8]. Недостатки перечисленных способов состоят в том, что они пригодны только для формирования ДН относительно узкополосных АФАР. Данный недостаток объясняется тем, что в каждом из этих способов предполагается осуществление преобразования частоты несущего колебания в промежуточную частоту, а ширина спектра зондирующего сигнала не может превышать 10% от промежуточной частоты.Known methods for the formation of APAA DN [3], as well as devices in which these methods are implemented [4-8]. The disadvantages of these methods are that they are suitable only for the formation of RP relatively narrow-band APAA. This disadvantage is explained by the fact that in each of these methods it is assumed that the carrier frequency is converted to an intermediate frequency, and the width of the probing signal spectrum cannot exceed 10% of the intermediate frequency.
Известны также способ формирования ДН АФАР [9] и устройство, реализующее этот способ [10], которые характеризуются большими значениями погрешностей реализации требуемого амплитудно-фазового распределения на раскрыве АФАР, что объясняется применением фазовращателей, вносящих значительные погрешности в процессе формирования ДН ввиду дискретности формирования фазовых соотношений.There is also known a method for forming the APAA pattern [9] and a device that implements this method [10], which are characterized by large errors in the implementation of the required amplitude-phase distribution on the APAA aperture, which is explained by the use of phase shifters that introduce significant errors in the process of forming the pattern due to the discreteness of the formation of phase ratios.
Известен способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной решетки по патенту [11]. Проведенный авторами [11] анализ показал, что при работе АФАР в режиме передачи на линейный набег фазы по апертуре антенны, необходимый для получения зондирующего сигнала в направлении относительно нормали, накладывается дополнительный набег фазы, определяемый соотношением:A known method of digital beamforming of an active phased array according to the patent [11]. The analysis carried out by the authors of [11] showed that during the operation of the APAA in the transmission mode, the linear phase incursion over the antenna aperture, which is necessary to obtain a probing signal in the direction relative to the normal, an additional phase incursion is imposed, determined by the relation:
где - девиация частоты излучаемого ЛЧМ-сигнала, - длительность зондирующего импульса, m- номер антенного элемента где М - число элементов антенной решетки), d - расстояние между элементами антенной решетки (шаг решетки), t - текущее время where - frequency deviation of the emitted chirp signal, - the duration of the probing pulse, m - the number of the antenna element where M is the number of antenna array elements), d is the distance between the antenna array elements (array spacing), t is the current time
Наличие в фазовом распределении поля на апертуре АФАР дополнительного набега фазы (1) приводит к искажению ДН антенны, причем искажения тем сильнее, чем больше девиация частоты ЛЧМ-сигнала и отклонение направления излучения от нормали к решетке, т.е. искажение ДН связано с девиацией частоты и электронным сканированием ДН АФАР. Для компенсации указанных искажений в режиме передачи в прототипе умножают излучаемый сигнал на комплексно сопряженный с (1) коэффициент:The presence in the phase distribution of the field at the APAA aperture of an additional phase incursion (1) leads to distortion of the antenna pattern, and the distortion is the stronger, the greater the frequency deviation of the chirp signal and the deviation of the direction of radiation from the normal to the lattice, i.e. RP distortion is associated with frequency deviation and electronic scanning of APAA RP. To compensate for these distortions in the transmission mode in the prototype, the emitted signal is multiplied by the complex conjugate of (1) coefficient:
В результате перемножения комплексных коэффициентов (1) и (2) получаем:As a result of multiplying the complex coefficients (1) and (2), we obtain:
т.е. дополнительный набег фазы (1) компенсируется выполнением операции перемножения (3), после этого формируют диаграмму направленности АФАР в режиме передачи в соответствии с соотношениемthose. the additional phase incursion (1) is compensated by performing the multiplication operation (3), after which the APAA radiation pattern is formed in the transmission mode in accordance with the relation
где - зондирующий ЛЧМ-сигнал с выхода m-го приемно-передающего модуля (ППМ), - угол распространения излучаемой волны относительно нормали к апертуре антенны; - угол формирования ДН относительно нормали к апертуре АФАР (угол фазирования); - требуемый фазовый сдвиг для m-го ППМ при формировании ДН в направлении относительно нормали к апертуре антенны, - корректирующий комплексный коэффициент (2).where - probing chirp signal from the output of the m-th receiving-transmitting module (TRM), - propagation angle of the radiated wave relative to the normal to the antenna aperture; - RP formation angle relative to the normal to the APAA aperture (phasing angle); - the required phase shift for the m-th PPM during the formation of a pattern in the direction relative to the normal to the antenna aperture, - corrective complex coefficient (2).
На сформированную таким образом ДН не оказывают влияния девиация частоты ЛЧМ-сигнала и электронное сканирование АФАР. В этом и состоит достоинство способа.The frequency deviation of the chirp signal and the electronic scanning of the APAA do not affect the RP formed in this way. This is the merit of the method.
В описании к патенту [11] показано, что в режиме приема так же, как и при передаче на линейный набег фазы при падении волны на апертуру антенны накладывается дополнительный набег фазы, вызванный девиацией частоты ЛЧМ-сигнала и искажением направления его приема от нормали к решетке на угол определяемый соотношением:In the description of the patent [11], it is shown that in the receive mode, as well as during transmission, an additional phase incursion is superimposed on the antenna aperture when the wave is incident on a linear phase shift, caused by the frequency deviation of the chirp signal and distortion of the direction of its reception from the normal to the grating by an angle defined by the ratio:
где текущее время tз - время запаздывания отраженного от цели сигнала, приводящее к искажению диаграммы направленности АФАР в режиме приема. Для компенсации этих искажений в способе-прототипе умножают принимаемый сигнал на комплексно сопряженный с (5) коэффициент коррекции:where is the current time t c is the delay time of the signal reflected from the target, leading to distortion of the APAA radiation pattern in the reception mode. To compensate for these distortions in the prototype method, the received signal is multiplied by the complex conjugate with (5) correction factor:
где текущее время t, как и в соотношении (5), where is the current time t, as in relation (5),
В результате перемножения комплексных функций (5) и (6) при должны получить:As a result of multiplication of complex functions (5) and (6) with should get:
Однако поскольку функция (5), и функция (6) зависят от времени запаздывания полная компенсация искажений фазового распределения поля на апертуре АФАР может быть получена только при точном совпадении во времени функций (5) и (6). Но так как время запаздываниязаранее неизвестно, между функциями (5) и (6) будет иметь место временное рассогласование Δ t, равномерно распределенное в интервале от 0 до .В этом случае функцию коррекции (6) можно представить в виде:However, since function (5) and function (6) depend on the delay time full compensation of distortions of the phase distribution of the field on the APAA aperture can be obtained only if functions (5) and (6) coincide exactly in time. But since the lag time is not known in advance, between functions (5) and (6) there will be a time mismatch Δ t, uniformly distributed in the range from 0 to .In this case, the correction function (6) can be represented as:
В этом случае в результате выполнения операции (7) получимIn this case, as a result of operation (7), we obtain
Так как остаточное значение фазовой погрешности даже при Since the residual value of the phase error, even at
Так как шаг решетки обычно равен примерно половине длины волны, примем Тогда соотношение (10) можно переписать в виде:Since the grating pitch is usually about half the wavelength, we take Then relation (10) can be rewritten as:
Например, при остаточное значение фазовой погрешности составляет около - 8°, при увеличении - соответственно увеличивается. Данный пример показывает, что способ по патенту [11] в условиях широкоугольного электронного сканирования при широкополосном зондировании пространства не обеспечивает неискаженное формирование ДН АФАР в режиме приема, что является недостатком способа.For example, when the residual value of the phase error is about - 8 °, with an increase - increases accordingly. This example shows that the method according to the patent [11] under conditions of wide-angle electronic scanning with broadband space sensing does not provide undistorted formation of the APAA pattern in the receive mode, which is a disadvantage of the method.
Этот недостаток устранен в техническом решении [12], в котором разработан способ цифрового формирования ДН АФАР в условиях широкоугольного электронного сканирования диаграммы направленности при приеме ЛЧМ-сигналов, когда момент поступления на вход приемного устройства РЛС отраженного от цели сигнала неизвестен.This disadvantage is eliminated in the technical solution [12], which developed a method for digital formation of the APAA pattern under conditions of wide-angle electronic scanning of the radiation pattern when receiving chirp signals, when the moment of arrival at the input of the radar receiver of the signal reflected from the target is unknown.
Данный способ цифрового формирования ДН АФАР является наиболее близким к предлагаемому техническому решению, поэтому выбран в качестве прототипа.This method of digital formation of the APAA pattern is the closest to the proposed technical solution, therefore, it was chosen as a prototype.
Сущность прототипа состоит в следующем. В режиме работы АФАР на передачу осуществляют цифровое формирование ЛЧМ-сигнала, распределяют цифровой ЛЧМ-сигнал по М приемно-передающим модулям (ППМ) АФАР, в каждом m-м ППМ где М - число ППМ), сигнал умножают на комплексный коэффициент где - требуемый фазовый сдвиг для каждого m-го ППМ при формировании ДН в направлении относительно нормали к апертуре антенны, в каждом m-м ППМ сигнал дополнительно умножают на комплексный коэффициент корректирующий искажения фазового распределения поля на апертуре антенны, вызванные девиацией частоты ЛЧМ-сигнала и электронным сканированием ДН, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, усиливают и излучают каждым m-м ППМ, формируя тем самым ДН на передачу в соответствии с соотношениемThe essence of the prototype is as follows. In the mode of operation of the APAA for transmission, digital chirp signal generation is carried out, the digital chirp signal is distributed over M receiving-transmitting modules (TTM) of APAA, in each m-th PTM where M is the number of PPM), the signal is multiplied by the complex coefficient where - the required phase shift for each m-th PPM during the formation of a pattern in the direction relative to the normal to the antenna aperture, in each m-th PPM, the signal is additionally multiplied by the complex coefficient corrective distortion of the phase distribution of the field at the antenna aperture, caused by the frequency deviation of the chirp signal and electronic scanning of the pattern, convert the received signal into an analog form, amplify and radiate with each m-th PPM, thereby forming a pattern for transmission in accordance with the relation
где - зондирующий ЛЧМ - сигнал с выхода m-го ППМ, - угол распространения излучаемой волны относительно нормали к апертуре АФАР (угол фазирования).where - probing chirp - signal from the output of the m-th PPM, - propagation angle of the emitted wave relative to the normal to the APAA aperture (phasing angle).
При работе АФАР на прием принятые каждым m-м ППМ сигналы усиливают, преобразуют в цифровую форму, разделяют широкий спектр принятого сигнала на I узкополосных участков: где ширина узкополосного участка спектра удовлетворяет критерию [13, 14] где с - скорость света, - линейный размер апертуры антенны в плоскости электронного сканирования ДН АФАР, выделяют комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ где - амплитуда, а - набег фазы i-го узкополосного сигнала на входе m-го ППМ, - направление падения электромагнитной волны на апертуру АФАР относительно нормали к ней, умножают комплексную огибающую i-го сигнала каждого m-го ППМ на весовой комплексный коэффициент обеспечивающий компенсацию сдвига по фазе между электромагнитными волнами излучаемыми каждым ППМ в направлении при выполнении условия формируют комплексную огибающую принятого сигнала на выходе каждого m-го ППМ путем суммирования полученных произведенийDuring the operation of the APAA for reception, the signals received by each m-th PPM are amplified, converted into digital form, and a wide range of the received signal is separated on I narrow-band sections: where the width of the narrow-band part of the spectrum satisfies the criterion [13, 14] where c is the speed of light, - the linear size of the antenna aperture in the plane of electronic scanning of the APAA DN, the complex envelope of each i-th narrow-band signal of each m-th PPM is isolated where - amplitude, and - phase incursion of the i-th narrow-band signal at the input of the m-th PPM, - the direction of the incidence of an electromagnetic wave on the APAA aperture relative to the normal to it, multiply the complex envelope of the i-th signal of each m-th PPM by the complex weight coefficient providing compensation for the phase shift between electromagnetic waves emitted by each PPM in the direction when the condition is met form a complex envelope of the received signal at the output of each m-th PPM by summing the obtained products
Суммируя выходные сигналы вых М ППМ, формируют нормированную ДН АФАР в режиме приема в соответствии с соотношениемSumming the output signals output M PPM, form a normalized APAA pattern in the receive mode in accordance with the ratio
Выбранный в качестве прототипа способ цифрового формирования ДН АФАР имеет следующие недостатки.Selected as a prototype method of digital formation of AFAR DN has the following disadvantages.
1. Для формирования ДН АФАР в режимах излучения и приема применяются совершенно различные алгоритмы и их техническая реализация. Это приводит к тому, что сложно организовать согласованное управление лучом АФАР, что приводит к расхождению угловых положений главных лепестков ДН в обоих режимах функционирования, а это, в свою очередь, ведет к снижению отношения сигнал-шум на входе приемного устройства РЛС.1. Completely different algorithms and their technical implementation are used to form the APAA pattern in the emission and reception modes. This leads to the fact that it is difficult to organize coordinated control of the APAA beam, which leads to a divergence of the angular positions of the main beams of the AP in both modes of operation, and this, in turn, leads to a decrease in the signal-to-noise ratio at the input of the radar receiver.
2. Сложность технической реализации, вызванная тем, что корректирующий коэффициент должен вычисляться для каждого значения которое может изменяться в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР. Таким образом, необходимо осуществлять вычисления коэффициента для каждого положения луча и для каждого ППМ.2. The complexity of the technical implementation, caused by the fact that the correction factor must be calculated for each value which can vary within the electronic scanning sector of the APAA pattern. Thus, it is necessary to perform coefficient calculations for each beam position and for each PPM.
В соответствии с изложенным целями изобретения являются:In accordance with the stated objectives of the invention are:
- обеспечение точности согласованного управления ДН АФАР в режимах передачи и приема, благодаря чему главные лепестки ДН в обоих режимах практически полностью перекрываются, обеспечивая тем самым максимально возможное отношение сигнал-шум на входе приемного устройства;- ensuring the accuracy of the coordinated control of the RP APAA in the transmission and reception modes, due to which the main lobes of the RP in both modes overlap almost completely, thereby ensuring the highest possible signal-to-noise ratio at the input of the receiving device;
- упрощение алгоритмов формирования ДН АФАР в режимах передачи и приема;- simplification of the algorithms for the formation of the APAA pattern in the transmission and reception modes;
- упрощение технической реализации указанных алгоритмов.- simplification of the technical implementation of these algorithms.
Для достижения этих целей в режиме приема ДН АФАР формируют так же, как это описано в прототипе, а именно выполняют следующие операции:To achieve these goals in the reception mode DN APAA is formed in the same way as described in the prototype, namely, perform the following operations:
1) принятый каждым цифровым ППМ сигнал усиливают и преобразуют в цифровую форму;1) the signal received by each digital PPM is amplified and converted into digital form;
2) разделяют широкий спектр принятого сигнала на узкополосные участки, ширина спектра каждого из которых удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14];2) divide the wide spectrum of the received signal into narrow-band sections, the spectrum width of each of which satisfies the narrow-band criterion [13, 14];
3) выделяют комплексную огибающую каждого I-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ в виде3) extract the complex envelope of each I-th narrow-band signal of each m-th PPM in the form
где - угол падения электромагнитной волны на апертуру АФАР;where - the angle of incidence of the electromagnetic wave on the APAA aperture;
4) комплексную огибающую каждого узкополосного сигнала умножают на комплексный коэффициент компенсирующий набег фазы в каждом m-м ППМ при выполнении условия 4) the complex envelope of each narrowband signal is multiplied by the complex coefficient compensating phase incursion in each m-th PPM under the condition
5) формируют комплексную огибающую сигнала на выходе каждого ППМ в соответствии с соотношением5) form a complex envelope of the signal at the output of each PPM in accordance with the ratio
6) суммируя комплексные огибающие сигналов с выходов всех М ППМ и деля полученную сумму на ее максимальное значение при формируют ДН АФАР в режиме приема широкополосного ЛЧМ-сигнала в соответствии с соотношением6) summing the complex envelopes of the signals from the outputs of all M PPM and dividing the resulting amount by its maximum value at form the APAA pattern in the mode of receiving a broadband chirp signal in accordance with the ratio
где where
d - шаг решетки; - центральная частота i-го узкополосного спектра, а разность представляет собой фазовый сдвиг между сигналами, принятыми излучателями соседних ППМ.d - grating step; is the central frequency of the i-th narrowband spectrum, and the difference represents the phase shift between the signals received by the emitters of neighboring PPM.
В режиме передачи, как и в прототипе, формируют цифровой зондирующий ЛЧМ - сигнал длительностью и с девиацией частоты который распределяют по входам всех цифровых ППМ АФАР. В отличие от прототипа, в каждом ППМ разделяют широкий спектр зондирующего сигнала на I узкополосных участков спектра: где ширина узкополосного участка спектра удовлетворяет критерию где с - скорость света, - линейный размер апертуры АФАР в плоскости электронного сканирования ДН, выделяют комплексную огибающую каждого I - го узкополосного сигнала на входе каждого m-го ППМIn the transmission mode, as in the prototype, a digital probing chirp is formed - a signal with a duration and with frequency deviation which is distributed to the inputs of all digital PPM AFAR. Unlike the prototype, each PPM share a wide range of probing signal on I narrow-band sections of the spectrum: where the width of the narrow-band part of the spectrum satisfies the criterion where c is the speed of light, - the linear size of the APAA aperture in the plane of the electronic scanning of the DN, the complex envelope of each I -th narrow-band signal is isolated at the input of each m-th PPM
где Uim - амплитуда, а - начальная фаза колебаний i-го узкополосного сигнала, в каждом m-м ППМ умножают комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала на комплексный коэффициент где - набег фазы для каждого i-го узкополосного сигнала каждого m-го ППМ, обеспечивающий излучение зондирующего сигнала в заданном направлении относительно нормали к апертуре АФАР, дополнительно умножают на весовой комплексный коэффициент где - угол возможного излучения зондирующего сигнала в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР, формируют комплексную огибающую зондирующего сигнала на выходе каждого m-го ППМ путем суммирования полученных произведенийwhere U im is the amplitude, and - the initial phase of oscillations of the i-th narrow-band signal, in each m-th PPM, the complex envelope of each i-th narrow-band signal is multiplied by a complex coefficient where - phase incursion for each i-th narrow-band signal of each m-th PPM, providing the radiation of the probing signal in a given direction relative to the normal to the APAA aperture, additionally multiplied by the complex weight coefficient where - the angle of the possible radiation of the probing signal within the sector of electronic scanning of the APAA DN, a complex envelope of the probing signal is formed at the output of each m-th PPM by summing the products obtained
преобразуют полученный цифровой сигнал в аналоговую форму, усиливают и излучают в пространство каждым ППМ, формируя тем самым путем суперпозиции излучаемых каждым ППМ сигналов ДН АФАР на передачу в соответствии с соотношением convert the received digital signal into an analog form, amplify and radiate into space by each PPM, thereby forming by superposition of the APAA DN signals emitted by each PPM for transmission in accordance with the ratio
Здесь разность - сдвиг фаз между сигналами в дальней зоне, излучаемыми соседними ППМ При выполнении условия ДН в режиме передачи т.е. имеет максимальное значение в заданном направлении.Here the difference - phase shift between signals in the far zone emitted by neighboring PPMs When the condition is met DN in transmission mode those. has a maximum value in a given direction.
Вариант технической реализации предлагаемого способа цифрового формирования ДН АФАР иллюстрируется чертежами на фиг. 1 и фиг. 2. На фиг. 1 приведена структурная схема реализующего предлагаемый способ устройства цифрового формирования ДН, в состав которой входят цифровой синтезатор 1 ЛЧМ-сигнала, процессор 2 формирования ДН, блок 3 приемно-передающих модулей (ППМ), в состав которого входят М цифровых ППМ 4 с излучателями 5.A variant of the technical implementation of the proposed method for digital formation of the APAA pattern is illustrated by the drawings in Fig. 1 and FIG. 2. In FIG. Figure 1 shows a block diagram of a device for digital RP formation that implements the proposed method, which includes a digital chirp signal synthesizer 1, a
Входы 6 и квадратурные выходы 7с и 7s каждого цифрового ППМ 4 подключены к соответствующим выходам и входам процессора 2, входы 8 подключены к входящим в состав процессора 2 датчикам направления фазирования АФАР в режимах передачи и приема, а входы 9 подключены к входящему в состав процессора 2 формирователю команд управления режимами РЛС («Передача» и «Прием»). Выход 10 процессора 2 соединен с входом системы первичной обработки радиолокационной информации.
В состав ППМ 4 (фиг. 2) входят два канала - передающий и приемный, а также общие для обоих каналов: антенный переключатель 21, излучатель 5, первый 11 и второй 13 переключатели каналов, блок 12 цифровых полосовых фильтров, а также блок 18 формирования весовых комплексных коэффициентов.The PPM 4 (Fig. 2) includes two channels - transmitting and receiving, as well as common to both channels:
В состав передающего канала входят: блок 14 цифровых комплексных умножителей, блок 15 цифровых комплексных сумматоров, квадратурный модулятор 19 и усилитель мощности 20.The transmitting channel includes: a block of 14 digital complex multipliers, a block of 15 digital complex adders, a
В состав приемного канала входят устройство защиты 22, малошумящий усилитель (МШУ) 23, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 24, блок 17 цифровых комплексных умножителей, блок 16 цифровых комплексных сумматоров.The receiving channel includes a
Переключатели каналов 11 и 13 по командам процессора 2, поступающим на входы 9 ППМ 4, обеспечивают подключение блока 12 цифровых полосовых фильтров в канал передачи (при работе РЛС на излучение зондирующего сигнала) или в приемный канал (при работе РЛС в режиме приема отраженного от цели сигнала). В режиме передачи переключатель 11 подключает вход блока 12 цифровых полосовых фильтров к выходу 6 процессора 2, а выход блока 12 переключатель 13 подключает к входу блока 14 цифровых комплексных умножителей. В режиме приема переключатель 11 подключает вход блока 12 цифровых полосовых фильтров к выходу АЦП 24 приемного канала, а переключатель 13 подключает выход блока 12 цифровых полосовых фильтров к входу блока 17 цифровых комплексных умножителей.The channel switches 11 and 13, according to the commands of the
Блок 12 цифровых полосовых фильтров делит широкий спектр поступающего на его вход сигнала на узкополосные участки спектра. В состав блока 12 входят I цифровых полосовых фильтров: где ширина узкополосного участка спектра удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14] Block of 12 digital bandpass filters divides a wide range the signal arriving at its input to narrow-band sections of the spectrum.
Блок 18 по информации о требуемом направлении фазирования АФАР формирует цифровые комплексные весовые коэффициенты, которые поступают на вторые входы блоков цифровых комплексных умножителей 14 (в режиме передачи) и 17 (в режиме приема).
Работает представленное на фиг. 1 и 2 устройство цифрового формирования ДН АФАР следующим образом.The one shown in Fig. 1 and 2, the device for digital formation of the APAA pattern is as follows.
В режиме излучения синтезатор 1 формирует цифровой зондирующий ЛЧМ-сигнал длительностью с девиацией частоты . Эти импульсы поступают на вход процессора 2, распределяющего их по входам 6 всех М ППМ 4 (фиг. 1). В каждом ППМ эти импульсы через переключатель каналов 11 поступают на вход блока цифровых полосовых фильтров 12, который разделяет широкий спектр зондирующего сигнала на I узкополосных участков спектра: где спектр удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14] Комплексные огибающие сформированных таким образом узкополосных сигналов в каждом m-м ППМ могут быть представлены в видеIn the radiation mode, the synthesizer 1 generates a digital probing chirp signal with a duration with frequency deviation . These pulses are fed to the input of the
где - набег фазы на m-м излучателе при излучении сигнала в направлении where - phase incursion on the m-th emitter when the signal is emitted in the direction
- центральная частота i-го узкополосного спектра, d - шаг антенной решетки, с - скорость света, U - амплитуда i-го сигнала. is the central frequency of the i-th narrow-band spectrum, d is the antenna array pitch, c is the speed of light, U is the amplitude of the i-th signal.
Для компенсации набега фазы комплексная огибающая каждого i-го сигнала умножается на комплексно сопряженный с ним коэффициентTo compensate for the phase shift the complex envelope of each i-th signal is multiplied by its complex conjugate coefficient
где - значения возможного направления излучения в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР.where - values of the possible direction of radiation within the sector of electronic scanning of the APAA RP.
Для этого все I узкополосных сигналов через переключатель каналов поступают на вход блока цифровых комплексных умножителей 14, на вторые входы которого поступают цифровые коэффициенты Wt, сформированные в блоке 18 в соответствии с (19) по информации о заданном направлении излучения, поступающей с выхода 8 процессора 2 на соответствующий вход m-го ППМ.To do this, all I narrow-band signals through the channel switch are fed to the input of the block of digital
В результате суммирования полученных произведений в блоке цифровых сумматоров 15 формируется комплексная огибающая зондирующего сигнала на выходе каждого m-го ППМ:As a result of summing the obtained products in the block of
Этот сигнал преобразуется квадратурным модулятором 19 в аналоговую форму, усиливается по мощности УМ 20, через антенный переключатель 21 поступает на излучатель 5 каждого m-го ППМ 4 и излучается в пространство. В результате суперпозиции всех М электромагнитных волн формируется нормированная диаграмма направленности АФАР в режиме передачи в соответствии с соотношениемThis signal is converted by the
При выполнении условия нормированная диаграмма направленности принимает максимальное значение When the condition normalized radiation pattern takes the maximum value
Это означает, что АФАР сфазирована в заданном направлении иными словами ось главного лепестка ДН АФАР составляет угол с нормалью к апертуре АФАР.This means that the APAA is phased in a given direction in other words, the axis of the main lobe of the APAA DN makes an angle with the normal to the AFAR aperture.
В режиме приема принятый излучателем 5 сигнал через антенный переключатель 21 и устройство защиты 22 поступает на вход МШУ 23, после усиления преобразуется АЦП 24 в цифровую форму и через переключатель каналов 11 поступает на вход блока 12 цифровых полосовых фильтров, который делит широкий спектр на I узкополосных участков спектра где спектр удовлетворяет критерию узкополосности [13, 14] In the reception mode, the signal received by the
При падении волны на апертуру АФАР с направления по отношению к нормали к апертуре АФАР каждый i-и узкополосный сигнал на входе каждого m-го ППМ 4 получает фазовый сдвигWhen a wave is incident on the APAA aperture from the direction with respect to the normal to the APAA aperture, each i-and narrow-band signal at the input of each m-th PPM 4 receives a phase shift
Поэтому комплексную огибающую каждого i-го узкополосного сигнала можно представить в видеTherefore, the complex envelope of each i-th narrowband signal can be represented as
Для компенсации фазового сдвига необходимо комплексную огибающую (23) умножить на комплексно сопряженный с ним коэффициентTo compensate for the phase shift it is necessary to multiply the complex envelope (23) by its complex conjugate coefficient
где - центральная i-го узкополосного спектра, - возможное направление падения волны на апертуру АФАР в пределах сектора электронного сканирования ДН АФАР. Для этого все i-e узкополосные сигналы через переключатель каналов 13 поступают на первые входы блока 17 цифровых комплексных умножителей, на вторые входы которого поступают цифровые коэффициенты (24), сформированные блоком цифровых весовых коэффициентов 18 по информации, поступающей с выхода 8 процессора 2 на соответствующие входы каждого m-го ППМ 4. В результате перемножения формируются сигналы, комплексные огибающие которых можно записать в видеwhere - central i-th narrowband spectrum, - possible direction of wave incidence on the APAA aperture within the electronic scanning sector of the AFAR RP. To do this, all i.e. narrowband signals through the
Все эти I сигналов поступают на вход блока 16 цифровых комплексных сумматоров, в результате на выходе сумматора комплексная огибающая сигналаAll these I signals are fed to the input of the block of 16 digital complex adders, as a result, at the output of the adder, the complex envelope of the signal
Это напряжение с выхода 7 каждого m-го цифрового ППМ поступает на соответствующий вход процессора 2, где в результате их суммирования формируется сигнал с выхода АФАРThis voltage from the output 7 of each m-th digital PPM is supplied to the corresponding input of the
Это напряжение с выхода 10 процессора 2 (фиг. 1) поступает в систему первичной обработки радиолокационной информации РЛС, где используется для обнаружения сигнала и измерения координат объекта наблюдения (цели).This voltage from the
Напряжение (27) принимает максимальное значение при условии т.е. при фазировании антенны в направлении на цель:Voltage (27) takes the maximum value under the condition those. when phasing the antenna towards the target:
Деление выражения (27) на (28) дает соотношение (29), определяющее нормированную ДН АФАР в режиме приема.Dividing expression (27) by (28) gives relation (29), which determines the normalized APAA pattern in the receive mode.
Таким образом, основная особенность предлагаемого способа состоит в том, что цифровое формирование ДН АФАР осуществляется для каждого г-го узкополосного сигнала с последующим объединением полученных результатов не только в режиме приема, как это делается по прототипу, но и в режиме передачи, что прежде всего позволяет обеспечить совместную точность управления лучом АФАР в режимах передачи и прима, а в конечном счете позволяет обеспечить максимальное отношение сигнал-шум на входе приемного устройства РЛС.Thus, the main feature of the proposed method is that the digital formation of the APAA pattern is carried out for each i-th narrowband signal, followed by combining the results obtained not only in the reception mode, as is done according to the prototype, but also in the transmission mode, which is primarily allows to ensure the joint accuracy of the AFAR beam control in the transmit and receive modes, and ultimately allows to ensure the maximum signal-to-noise ratio at the input of the radar receiver.
Достигнуто упрощение алгоритмов формирования ДН АФАР в режимах передачи и приема, а также упрощение технической реализации способа цифрового формирования ДН АФАР за счет того, что многие элементы устройства являются общими для обоих режимов функционирования РЛС, например, блок 12 цифровых полосовых фильтров состоящий из I узкополосных каналов.Achieved simplification of the algorithms for the formation of the APAA pattern in the transmission and reception modes, as well as the simplification of the technical implementation of the method of digital formation of the APAA pattern due to the fact that many elements of the device are common for both modes of operation of the radar, for example, a block of 12 digital bandpass filters consisting of I narrow-band channels .
Проведенный авторами анализ источников научно-технической и патентной информации позволяет сделать вывод о новизне предлагаемых технических решений.The analysis of sources of scientific, technical and patent information carried out by the authors allows us to conclude that the proposed technical solutions are novel.
Источники информацииSources of information
1. Патент РФ 2100879, H0Q 21/00. 27.12.1997. Способ формирования диаграммы направленности (варианты).1. RF patent 2100879,
2. Патент РФ № 2533160, G01S 13/26. 20.11.2014. Способ формирования диаграммы направленности линейной ФАР при излучении ЛЧМ-сигнала.2. RF patent No. 2533160,
3. Патент РФ № 2495447, G01S 3/80. 20.05.2013. Способ формирования диаграммы направленности.3. RF patent No. 2495447,
4. Патент РФ № 2495449, G01S 7/26. 10.10.2013. Устройство формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки.4. RF patent No. 2495449, G01S 7/26. 10/10/2013. Beamforming device for an active phased antenna array.
5. Патент РФ № 2451373, H01Q 3/26. 20.05.2013. Активная фазированная антенная решетка.5. RF patent No. 2451373,
6. Патент США № 5943010, Н01O 3/24. 1999-08-24. Direct digital synthesizer driven other publications phased array antenna.6. US patent No. 5943010,
7. Патент США № 6784837, Н01O 3/22; H01C 3/24; Н01O 3/26. 2003-08-21. Transmit/receiver module for active phased array antenna.7. US patent No. 6784837,
8. Патент США № 6441783, Н01O 3/22; H01C 3/24; Н01O 3/26. 2002-08-27. Circuit module for a phased array/ M. Dean.8. US patent No. 6441783,
9. Патент РФ № 2644456, H01Q 3/26. 12.02.2018. Способ формирования расширенной диаграммы направленности фазированной антенной решетки.9. RF patent No. 2644456,
10. Патент РФ № 2338307, H01Q 21/00, H01Q 3/26, H01Q 25/02. 10.11.2008. Активная фазированная антенная решетка.10. RF patent No. 2338307,
11. Патент РФ № 2516683, H01Q 21/00. 20.05.2014. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.11. RF patent No. 2516683,
12. Патент РФ № 2732803, H01Q 21/00. 22.09.2020. Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала.12. RF patent No. 2732803,
13. Кольцов Ю.В. Особенности применения различных определений сверхширокополосных сигналов в антенной технике, связи и локации // Антенны, 2008 г., вып.6 (133), с 31-42.13. Koltsov Yu.V. Features of the application of various definitions of ultra-wideband signals in antenna technology, communications and location // Antennas, 2008, issue 6 (133), pp. 31-42.
14. Патент РФ № 2146076, МПК Н03М 1/12. 27.02.2000. Аналого-цифровой модуль.14. RF patent No. 2146076, IPC N03M 1/12. 02/27/2000. Analog-digital module.
Claims (10)
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2773648C1 true RU2773648C1 (en) | 2022-06-06 |
Family
ID=
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8325098B1 (en) * | 2010-04-29 | 2012-12-04 | United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Dynamic antenna pattern measurement method |
RU2516683C9 (en) * | 2012-10-17 | 2014-08-27 | Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" | Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal |
RU2699946C1 (en) * | 2019-02-22 | 2019-09-11 | Акционерное общество "Центральный научно-исследовательский радиотехнический институт имени академика А.И. Берга" | Multibeam digital active phased antenna array with receiving-transmitting modules calibration device and calibration method |
RU2732803C1 (en) * | 2020-03-02 | 2020-09-22 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" | Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals |
RU2735216C2 (en) * | 2018-12-14 | 2020-10-28 | Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство промышленности и торговли Российской Федерации (Минпромторг России) | Method for spatio-temporal adaptive signal processing in a monopulse shipborne radar with an active phased antenna array |
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8325098B1 (en) * | 2010-04-29 | 2012-12-04 | United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Dynamic antenna pattern measurement method |
RU2516683C9 (en) * | 2012-10-17 | 2014-08-27 | Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" | Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal |
RU2735216C2 (en) * | 2018-12-14 | 2020-10-28 | Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство промышленности и торговли Российской Федерации (Минпромторг России) | Method for spatio-temporal adaptive signal processing in a monopulse shipborne radar with an active phased antenna array |
RU2699946C1 (en) * | 2019-02-22 | 2019-09-11 | Акционерное общество "Центральный научно-исследовательский радиотехнический институт имени академика А.И. Берга" | Multibeam digital active phased antenna array with receiving-transmitting modules calibration device and calibration method |
RU2732803C1 (en) * | 2020-03-02 | 2020-09-22 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский военный ордена Жукова институт войск национальной гвардии Российской Федерации" | Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7511665B2 (en) | Method and apparatus for a frequency diverse array | |
US7319427B2 (en) | Frequency diverse array with independent modulation of frequency, amplitude, and phase | |
US9496611B2 (en) | System and method for coherent processing of signals of a plurality of phased arrays | |
JP4835670B2 (en) | Antenna device | |
US7737879B2 (en) | Split aperture array for increased short range target coverage | |
US8559823B2 (en) | Multi-aperture three-dimensional beamforming | |
US8339307B2 (en) | Satellite beam-pointing error correction in digital beam-forming architecture | |
US7692575B2 (en) | Radar target detection method and radar apparatus using the same | |
US8432307B2 (en) | Agile-beam radar notably for the obstacle ‘sense and avoid’ function | |
US3435453A (en) | Sidelobe cancelling system for array type target detectors | |
Huber et al. | Digital beam forming concepts with application to spaceborne reflector SAR systems | |
RU2732803C1 (en) | Method for digital formation of beam pattern of active phased antenna array during radiation and reception of linear-frequency-modulated signals | |
RU2516683C9 (en) | Active phased antenna array digital beamforming method when emitting and receiving chirp signal | |
RU2773648C1 (en) | Method for digital generation of antenna pattern of an active phased antenna array when emitting and receiving linear frequency-modulated signals | |
Kurganov | Antenna array complex channel gain estimation using phase modulators | |
EP0358342A1 (en) | A microwave radiometer | |
JP2010068482A (en) | Array antenna apparatus | |
JP3181415B2 (en) | Radar equipment | |
RU2692417C2 (en) | Analog-digital receiving module of active phased antenna array | |
RU2781038C1 (en) | Digital transceiver module of an active phased antenna array | |
Loomis | Digital beamforming-a retrospective | |
US20220229172A1 (en) | Active antenna radar with extended angular coverage | |
RU2805384C1 (en) | Method for beam control in active phased array antenna | |
RU2727793C1 (en) | Ultra-wideband multifrequency radar with active phased antenna array and reduced level of side lobes in compressed signal | |
JP6198547B2 (en) | Antenna device |