RU2749454C1 - Способ прямого бездатчикового управления угловым положением ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами - Google Patents

Способ прямого бездатчикового управления угловым положением ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами Download PDF

Info

Publication number
RU2749454C1
RU2749454C1 RU2020133131A RU2020133131A RU2749454C1 RU 2749454 C1 RU2749454 C1 RU 2749454C1 RU 2020133131 A RU2020133131 A RU 2020133131A RU 2020133131 A RU2020133131 A RU 2020133131A RU 2749454 C1 RU2749454 C1 RU 2749454C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
rotor
angular position
values
coordinate system
voltage
Prior art date
Application number
RU2020133131A
Other languages
English (en)
Inventor
Антон Александрович Пыркин
Олег Игоревич Борисов
Алексей Алексеевич Бобцов
Алексей Алексеевич Ведяков
Владислав Сергеевич Громов
Original Assignee
федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Национальный исследовательский университет ИТМО" (Университет ИТМО)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Национальный исследовательский университет ИТМО" (Университет ИТМО) filed Critical федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Национальный исследовательский университет ИТМО" (Университет ИТМО)
Priority to RU2020133131A priority Critical patent/RU2749454C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2749454C1 publication Critical patent/RU2749454C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в системах бездатчикового управления синхронным электродвигателем с постоянными магнитами. Технический результат заключается в повышения качества управления по положению при наличии внешних и параметрических возмущений. Способ прямого бездатчикового управления угловым положением ротора синхронного электродвигателя заключается в измерении мгновенных значений сил токов и напряжений на фазах статора. Далее происходит трансформация их в стационарную систему координат αβ, определение положения ротора на основе оценок компонент потокосцепления. Расчет сигналов управления угловым положением ротора осуществляется с использованием робастного закона управления с расширенным наблюдателем, что позволяет компенсировать внешние и параметрические возмущения. 5 ил.

Description

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в системах бездатчикового управления синхронным электродвигателем с постоянными магнитами.
Известен способ управления синхронным электродвигателем (Патент США №10291160, МПК Н02Р 6/06, дата приоритета 09.03.2018, дата публикации 14.05.2019), заключающийся в измерении мгновенных значений силы тока и напряжений фаз статора, использовании этих сигналов для оценивания угла поворота и скорости вращения ротора, после чего использования полученных оценок для выработки управляющего воздействия. Недостатком указанного способа является то, что при изменяющейся скорости вращения ротора появляется ошибка оценивания и регулирования угла поворота ротора.
Известен способ бездатчикового управления синхронным электродвигателем с постоянными магнитами (Н. Li, D. Ke, R. Zu, P. Tao and F. Wang, Sensorless Control of Permanent Magnet Synchronous Motor Based on An Improved Sliding Mode Observer, IEEE SCEMS, pp.1-6, 2018), основанный на алгоритме векторного управления, использующий наблюдатель со скользящим режимом для оценивания положения и скорости по противо-ЭДС. Для устранения осцилляций в системе предложена новая функция переключения, что позволяет компенсировать ошибку положения ротора, вызванную фильтром нижних частот, делая скорость вращения ротора и оценку положения более точной в широком диапазоне скоростей. Недостатком является то, что способ не применим на низких скоростях, где значение противо-ЭДС сравнимо с уровнем шума и помех измерения.
В качестве ближайшего аналога выбран способ бездатчикового управления синхронным электродвигателем на постоянных магнитах (D. Bazylev, S. Vukosavic, A. Bobtsov, A. Pyrkin, A. Stankovic and R. Ortega, Sensorless control of PM synchronous motors with a robust nonlinear observer, 2018 IEEE Industrial Cyber-Physical Systems (ICPS), St. Petersburg, 2018, pp. 304-309, doi: 10.1109/ICPHYS.2018.8387676), в котором, учитывая номинальные или измеренные параметры двигателя, выбранные значения настраиваемых параметров и заданного желаемого положения ротора θ*(t), сначала измеряют мгновенные значения силы тока в обмотках фаз статора, мгновенные значения напряжений на обмотках фаз статора, рассчитывают с помощью преобразования Кларк мгновенные значения силы тока i(t) и напряжения u(t) в двухфазной стационарной системе координат αβ, связанной со статором, определяют угол поворота ротора
Figure 00000001
:
Figure 00000002
где k - количество пар полюсов, χα(t) и χβ(t) - компоненты оценки потокосцепления
Figure 00000003
, создаваемого постоянными магнитами ротора в двухфазной системе координат αβ, оценивают скорость с помощью метода фазовой подстройки частоты ω(t). Далее используя три вложенных контура управления: по положению, по скорости, по току, рассчитывают значения желаемого напряжения во вращающейся системе координат dq, связанной с ротором. Для этого определяют ошибку регулирования углового положения ротора
Figure 00000004
, определяют желаемую скорость ω*(t), с помощью пропорционально-интегрально-дифференциального регулятора, рассчитывают ошибку регулирования скорости вращения ротора
Figure 00000005
, определяют с помощью пропорционально-интегрально-дифференциального регулятора значение желаемой силы тока iq*(t) по поперечной оси во вращающейся системе координат dq, определяют значение сигналов силы тока во вращающейся системе координат dq: iq(t) и id(t), рассчитывают ошибки регулирования тока
Figure 00000006
, определяют с помощью пропорционально-интегрально-дифференциального регулятора значения сигналов νd(t) и νq(t). После этого последовательно применяя обратное преобразования Парка и Кларк определяют значения требуемых напряжений для каждой фазы статора, которые подаются на блок широтно-импульсной модуляции, выходные сигналы которого подают на инвертор для формирования требуемого уровня напряжения на фазах статора.
К недостаткам данного способа относится ухудшение качества регулирования положения при отклонении параметров двигателя от номинальных или наличии внешних возмущений.
Задачей, для решения которой предназначено изобретение, является улучшение качества управления положением ротора синхронного двигателя с постоянными магнитами при наличии параметрических и внешних возмущений.
Сущность предлагаемого способа заключается в том, для прямого бездатчикового управления положением ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами, с учетом номинальных или измеренных значений сопротивления R, индуктивности L обмоток статора, количества пар полюсов k, момента инерции ротора j, коэффициента λm, связанного с потокосцеплением от постоянных магнитов, максимально допустимого фазного напряжения umax, выбранных значений настраиваемых параметров и заданного желаемого положения ротора θ*(t), сначала переходят к двухфазной системе координат для чего измеряют мгновенные значения силы тока в обмотках фаз статора, мгновенные значения напряжений на обмотках фаз статора, далее, применяя преобразования Кларк, рассчитывают мгновенные значения силы тока i(t) и напряжения u(t) в двухфазной стационарной системе координат αβ, связанной со статором. Далее по сигналам i(t) и u(t) определяют угол поворота ротора
Figure 00000007
с помощью выражения:
Figure 00000008
где k - количество пар полюсов, χα(t) и χβ(t) - компоненты оценки потокосцепления
Figure 00000009
, создаваемого постоянными магнитами ротора в двухфазной системе координат αβ, которую определяют с помощью выражения:
Figure 00000010
где
Figure 00000011
R и L - значения сопротивления и индуктивности обмоток статора соответственно, a x1(t) и x2(t) являются оценкой начальных условий χ(0), каждую из которых определяют с помощью скалярной версии алгоритма градиентного спуска:
Figure 00000012
где n принимает значения 1 и 2, γn>0 - настраиваемые коэффициенты усиления, ξ1(t)=ρ2(t)y(t)-q2(t)z(t), ξ2(t)=q1(t)z(t)-ρ1(t)y(t), φ(t)=ρ2(t)q1(t)-q2(t)ρ1(t), определяемые на основе фильтрованных сигналов mT(t)m(t) и 2m(t):
Figure 00000013
Figure 00000014
Figure 00000015
Figure 00000016
Figure 00000017
Figure 00000018
a>0 и b>0 - настраиваемые коэффициенты фильтрации. После определяют ошибку регулирования
Figure 00000019
на основе оценки текущего углового положения ротора и заданного углового положения ротора. Далее формируют напряжения νd(t), νq(t) во вращающейся системе координат dq, причем продольную компоненту νd(t) принимают равной нулю, а поперечную компоненту νq(t) формируют путем суммирования двух напряжений νq1(t) и νq2(t), где νq1(t) меняют в зависимости от ошибки регулирования углового положения ротора
Figure 00000020
, a νq2(t) меняют в зависимости от известных параметров момента нагрузки, по следующим выражениям:
νq(t)=νq1(t)+νq2(t),
где стабилизирующее напряжение νq1(t) определяют с помощью выражения:
Figure 00000021
где G=(g1 g2 g3) - настраиваемые параметры регулятора, sat(⋅) - функция насыщения с выходным значениям в диапазоне [-umax, umax], ψ - ненулевая постоянная переменная, удовлетворяющая неравенству:
Figure 00000022
а вектор состояния расширенного наблюдателя
Figure 00000023
и σ(t) определяют с помощью выражений:
Figure 00000024
Figure 00000025
Figure 00000026
Figure 00000027
где с0, c1, c2, c3 и κ - настраиваемые параметры,
Figure 00000028
- ошибка регулирования углового положения ротора, а компенсирующее напряжение νq2(t) определяют с помощью выражения:
Figure 00000029
где η(t) - вектор состояния внутренней модели, F, Η - матрица состояния и вектор входа устойчивой системы в каноническом управляемом базисе соответственно, Γ(Ω) - вектор параметров, зависящих от номинальных значений частот гармоник момента нагрузки Ω. После к рассчитанным значениям νd(t) и νq(t) применяют последовательно обратные преобразования Парка и Кларк, для определения значения требуемых напряжений для каждой фазы статора, которые в свою очередь подаются на блок широтно-импульсной модуляции, выходные сигналы которого передаются на инвертор для формирования требуемого уровня напряжения на фазах статора.
Сущность заявляемого способа поясняется чертежами, где:
на фиг.1 представлена общая структура устройства системы управления синхронным двигателем с постоянными магнитами, включающая в себя предложенный регулятор положения ротора.
на фиг.2 приведен график углового положения ротора синхронного двигателя с постоянными магнитами при использовании предложенного способа управления (линия 1) и ближайшего аналога (линия 2) при номинальных параметрах двигателя, при отсутствии внешнего возмущающего воздействия и при θ*(t)=5 рад.
на фиг.3 приведен график углового положения ротора синхронного двигателя с постоянными магнитами при использовании предложенного способа управления (линия 1) и ближайшего аналога (линия 2) при наличии параметрического возмущения в виде увеличенных коэффициента вязкого трения со значением 0.6 Н⋅м⋅с/рад и момента инерции ротора 0.00059 кг⋅м2 при θ*(t)=5 рад.
на фиг.4 приведен график углового положения ротора синхронного двигателя с постоянными магнитами при использовании предложенного способа управления (линия 1) и ближайшего аналога (линия 2) при наличии внешнего возмущения в виде момента внешней нагрузки, изменяющегося по закону τL(t)=1,5+2sin (t) Н⋅м, и при θ*(t)=5 рад.
на фиг.5 приведена схема блока с расширенным наблюдателем на усилителях, интеграторах и сумматорах. Обозначения являются стандартными для Matlab.
Устройство (фиг.1) содержит в себе регулятор положения, состоящий из блока с расширенным наблюдателем 1 (схема приведена на фиг.5) и блоком с внутренней моделью 2, блок 3, выполняющий обратное преобразование Парка, блок 4, выполняющий обратное преобразование Кларк, блок выработки сигнала широтно-импульсной модуляции 5, инвертор на основе биполярных транзисторов с изолированным затвором 6, источник питания 7, синхронный двигатель с постоянными магнитами 8, блок определения углового положения ротора 9 по сигналам силы тока i(t) и напряжения u(t) в двухфазной стационарной системе координат αβ. Также в устройство системы управления входит два сумматора С1 и С2, один задающий вход, на который подается желаемое угловое положение ротора θ*(t) и один вход, на который подается вектор номинальных значений частот гармоник момента нагрузки Ω.
Вход устройства для задания желаемого углового положения ротора θ*(t), соединен с входом сумматора С1, к инверсному входу которого, подключен выход блока получения информации об угловом положении ротора 9. Выход сумматора С1 подключен к расширенному наблюдателю 1, выход которого соединен с сумматором С2 и с внутренней моделью 2, которая имеет отдельный вход вектора номинальных значений частот гармоник момента нагрузки Ω и выход которой соединен с сумматором С2. Выход сумматора С2 соединен с входом блока 3, отдельный вход которого соединен с выходом блока получения информации об угловом положении ротора 9. Выходы блока 3 соединены с блоком 4, выходы которого соединены с блоком широтно-импульсной модуляции 5, выходы которого подключены на инвертор 6. Инвертор 6 имеет отдельный вход для подключения к выходу источника питания 7. Выходы инвертора 6 соединены с фазами синхронного двигателя с постоянными магнитами 8, к которому подключен блок 9.
Устройство с предложенным способом управления положением ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами работает следующим образом.
Перед запуском устройства задается желаемое значение углового положения ротора θ*(t). Далее происходит запуск устройства, посредством подачи напряжения постоянного тока Edc с источника тока 7 на блок 6. С помощью блока получения информации об угловом положении ротора 9 определяется значение текущего углового положения ротора
Figure 00000030
, которое подается на блок 3 и инверсный вход сумматора С1. Определяется разность между заданным желаемым значением углового положения ротора θ*(t) и значением текущего углового положения ротора
Figure 00000031
с использованием сумматора С1. Полученное значение ошибки углового положения ротора
Figure 00000032
поступает на блок с расширенным наблюдателем 1 для расчета стабилизирующего напряжения νq1(t), который далее принимается блоком с внутренней моделью 2 для определения компенсирующего напряжения νq2(t). Оба полученных напряжения νq1(t) и νq2(t) складываются с помощью сумматора С2 и формируют поперечную компоненту напряжения νq(t) во вращающейся системе координат dq, подаваемое на блок 3, в котором (с учетом того, что продольная компонента напряжения νd(t) равна нулю) с помощью обратного преобразования Парка рассчитывают значения напряжений να(t), νβ(t) в двухфазной стационарной системе координат αβ, значения которых далее подается на блок 4, где с помощью обратного преобразования Кларк определяют значения напряжений νa(t), νb(t), νc(t) в трехфазной системе координат. Полученные значения напряжений νa(t), νb(t), νc(t) подаются на блок широтно-импульсной модуляции 5, который генерирует шесть входных воздействий на инвертор на основе биполярных транзисторов с изолированным затвором. Затем инвертор 6 подает напряжения на фазы синхронного двигателя с постоянными магнитами 8. Потом снова происходит определение значения текущего углового положения ротора
Figure 00000031
синхронного электродвигателя с постоянными магнитами 8, после чего последовательность действий повторяется.
Эффективность предложенного способа при наличии внешних и параметрических возмущений подтверждена результатами экспериментов по управлению угловым положение ротора, представленными на фиг.2-фиг.4. Моделирование происходило с параметрами двигателя BMP0701F: сопротивление обмоток статора R=8,87 Ом, индуктивность обмоток статора L=40 мГн, количество пар полюсов k=5, момент инерции ротора j=5,9⋅105 кг⋅м2, коэффициента λm=0,2086 Вб, максимально допустимого фазного напряжения Umax=200 В, коэффициент вязкого трения f=0,006 Н⋅м⋅с/рад. Параметры блока определения положения: a=550, b=50, γ1=γ2=10. Параметры регулятора для предлагаемого способа: g1=64, g2=48, g3=12, ψ=100, с0=2,3297, с1=2,9122, с2=3084, с3=2935, и κ=1000. Параметры для ближайшего аналога: 1) коэффициенты регулятора тока: пропорциональный - 0,5, интегральный - 0,1; 2) коэффициенты регулятора скорости: пропорциональный - 1,2, интегральный - 0,1; 3) коэффициенты регулятора по положению: пропорциональный - 200, интегральный - 1. Желаемое угловое положение во всех случаях равно θ*(t)=5 рад. Параметрического возмущение моделировалось в виде увеличенного коэффициента трения со значением 0,6 Н⋅м⋅с/рад и момента инерции ротора равного 5,9⋅104 кг⋅м2. Внешнее возмущение моделировалось, как момент, приложенный к валу двигателя и изменяющийся по закону τL(t)=1,5+2sin (t) Н⋅м.
При наличии параметрического возмущения (фиг.3) или внешнего возмущения (фиг.4) при использовании предложенного способа (линия 1) регулятор обеспечивают нулевую установившуюся ошибку и сравнимую со случаем номинальных параметров длительность переходного процесса, а при использовании ближайшего аналога появляется статическая ошибка и заметно изменяется длительность переходного процесса.
Таким образом, заявленный способ позволяет улучшить качество управления по положению синхронным двигателем с постоянными магнитами при наличии параметрических и внешних возмущений.

Claims (30)

  1. Способ прямого бездатчикового управления угловым положением ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами, с учетом номинальных или измеренных значений сопротивления R и индуктивности L обмоток статора, количества пар полюсов k, момента инерции ротора j, коэффициента λm, связанного с потокосцеплением от постоянных магнитов, максимально допустимого фазного напряжения umax, выбранных значений настраиваемых параметров и заданного желаемого положения ротора θ*(t), заключающийся в формировании управляющих напряжений на фазы статора электродвигателя таким образом, что измеряют мгновенные значения силы тока в обмотках фаз статора и мгновенные значения напряжений на обмотках фаз статора, передают измерения в блок получения информации об угловом положении ротора, где полученные измерения преобразуют в мгновенные значения силы тока i(t) и напряжения u(t) в двухфазной стационарной системе координат αβ с помощью прямого преобразования Кларк и на их основе определяют оценку углового положения ротора
    Figure 00000033
    с помощью выражения:
  2. Figure 00000034
  3. где χα(t) и χβ(t) - компоненты оценки потокосцепления
    Figure 00000035
    , создаваемого постоянными магнитами ротора в двухфазной системе координат αβ, которую определяют с помощью выражения:
  4. Figure 00000036
  5. где
  6. Figure 00000037
  7. а x1(t) и x2(t) определяют с помощью выражения:
  8. Figure 00000038
  9. где n принимает значения 1 и 2, γn>0 - настраиваемые коэффициенты усиления, ξ1(t)=ρ2(t)y(t)-q2(t)z(t), ξ2(t)=q1(t)z(t)-ρ1(t)y(t), φ(t)=ρ2(t)q1(t)-q2(t)ρ1(t), a
    Figure 00000039
    ,
  10. Figure 00000040
  11. Figure 00000041
  12. Figure 00000042
  13. Figure 00000043
  14. Figure 00000044
  15. a>0 и b>0 - настраиваемые коэффициенты фильтрации, передают полученную оценку углового положения ротора на сумматор, где ее сравнивают с заданным угловым положением ротора и формируют ошибку регулирования
    Figure 00000045
    , которую передают на регулятор положения, где формируют напряжения νd(t), νq(t) во вращающейся системе координат dq, причем компоненту νd(t) принимают равной нулю, полученные напряжения передают на блок обратного преобразования Парка, где их преобразуют в напряжения να(t), νβ(t) в двухфазной стационарной системе координат αβ, которые передают в блок обратного преобразования Кларк, где их преобразуют в напряжения νa(t), νb(t), νc(t) в трехфазной системе координат, которые передают на блок широтно-импульсной модуляции, где формируют входные воздействия на инвертор на основе биполярных транзисторов с изолированным затвором, отличающийся тем, что в регуляторе положения формируют поперечную компоненту напряжения νq(t) во вращающейся системе координат dq путем суммирования двух напряжений νq1(t) и νq2(t), где νq1(t) меняют в зависимости от ошибки регулирования углового положения ротора
    Figure 00000046
    , a νq2(t) меняют в зависимости от известных параметров момента нагрузки, по следующим выражениям:
  16. νq(t)=νq1(t)+νq2(t),
  17. для формирования стабилизирующего напряжения νq1(t) в регулятор положения передают ошибку регулирования углового положения ротора
    Figure 00000047
    где в блоке с расширенным наблюдателем фильтруют ошибку углового положения ротора
    Figure 00000048
    вместе с стабилизирующим напряжением νq1(t) и формируют фильтрованные сигналы
    Figure 00000049
    ,
    Figure 00000050
    ,
    Figure 00000051
    и σ(t), фильтры реализуют по формулам:
  18. Figure 00000052
  19. Figure 00000053
  20. Figure 00000054
  21. Figure 00000055
  22. где j - момент инерции ротора двигателя, с0, c, с2, с3 и κ - настраиваемые параметры, ψ - ненулевая постоянная переменная, удовлетворяющая неравенству:
  23. Figure 00000056
  24. затем в этом блоке фильтрованные сигналы
    Figure 00000049
    ,
    Figure 00000050
    ,
    Figure 00000051
    объединяют в вектор состояния расширенного наблюдателя:
  25. Figure 00000057
  26. и формируют стабилизирующее напряжение νq1(t) в соответствии с выражением:
  27. Figure 00000058
  28. где G=(g1 g2 g3) - настраиваемые параметры регулятора, sat(⋅) - функция насыщения с выходным значениям в диапазоне [-umax, umax], далее стабилизирующее напряжение νq1(t) предают обратно в фильтр для формирования сигналов
    Figure 00000049
    ,
    Figure 00000050
    ,
    Figure 00000051
    и σ(t), а также в блок с внутренней моделью, здесь с помощью другого фильтра формируют компенсирующее напряжение νq2(t), фильтр реализуют по формуле:
  29. Figure 00000059
  30. где η(t) - вектор состояния внутренней модели, F, Η - матрица состояния и вектор входа устойчивой системы в каноническом управляемом базисе соответственно, Γ(Ω) - вектор параметров, зависящих от номинальных значений частот гармоник момента нагрузки Ω.
RU2020133131A 2020-10-07 2020-10-07 Способ прямого бездатчикового управления угловым положением ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами RU2749454C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2020133131A RU2749454C1 (ru) 2020-10-07 2020-10-07 Способ прямого бездатчикового управления угловым положением ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2020133131A RU2749454C1 (ru) 2020-10-07 2020-10-07 Способ прямого бездатчикового управления угловым положением ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2749454C1 true RU2749454C1 (ru) 2021-06-11

Family

ID=76377303

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2020133131A RU2749454C1 (ru) 2020-10-07 2020-10-07 Способ прямого бездатчикового управления угловым положением ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2749454C1 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113938077A (zh) * 2021-10-19 2022-01-14 河海大学 一种无位置传感器的永磁同步电机全速度范围控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107104620A (zh) * 2017-04-24 2017-08-29 湖北汽车工业学院 一种永磁同步电机无传感器控制***
CN109039204A (zh) * 2018-08-08 2018-12-18 同济大学 车用永磁同步电机无位置传感器模型预测控制***及方法
CN109450328A (zh) * 2018-11-20 2019-03-08 北京理工华创电动车技术有限公司 电动车ehps用永磁同步电机无传感器的控制方法及装置
US10291160B1 (en) * 2018-03-09 2019-05-14 Haier Us Appliance Solutions, Inc. Method for operating a synchronous motor
RU2689117C2 (ru) * 2014-10-31 2019-05-24 Сименс Акциенгезелльшафт Способ определения частоты ротора и/или угла ротора реактивной электрической машины, управляющее устройство, а также приводная система

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2689117C2 (ru) * 2014-10-31 2019-05-24 Сименс Акциенгезелльшафт Способ определения частоты ротора и/или угла ротора реактивной электрической машины, управляющее устройство, а также приводная система
CN107104620A (zh) * 2017-04-24 2017-08-29 湖北汽车工业学院 一种永磁同步电机无传感器控制***
US10291160B1 (en) * 2018-03-09 2019-05-14 Haier Us Appliance Solutions, Inc. Method for operating a synchronous motor
CN109039204A (zh) * 2018-08-08 2018-12-18 同济大学 车用永磁同步电机无位置传感器模型预测控制***及方法
CN109450328A (zh) * 2018-11-20 2019-03-08 北京理工华创电动车技术有限公司 电动车ehps用永磁同步电机无传感器的控制方法及装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113938077A (zh) * 2021-10-19 2022-01-14 河海大学 一种无位置传感器的永磁同步电机全速度范围控制方法
CN113938077B (zh) * 2021-10-19 2024-04-12 河海大学 一种无位置传感器的永磁同步电机全速度范围控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Khlaief et al. A MRAS-based stator resistance and speed estimation for sensorless vector controlled IPMSM drive
Liu et al. Online estimation of the rotor flux linkage and voltage-source inverter nonlinearity in permanent magnet synchronous machine drives
CN103931096B (zh) 用温度补偿控制电动机的方法和***
KR100724667B1 (ko) 동기 전동기의 제어 장치, 전기 기기 및 모듈
JP4685509B2 (ja) 交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法
KR100925822B1 (ko) 유도전동기의 제어장치
WO2013137129A1 (ja) 電動機の制御装置及び電動機の制御方法
WO1997021269A1 (en) Method for the field-oriented control of an induction motor
Ghaderi et al. Wide-speed-range sensorless vector control of synchronous reluctance motors based on extended programmable cascaded low-pass filters
Abdelsalam et al. Improved sensorless operation of a CSI-based induction motor drive: Long feeder case
Ammar et al. Sensorless stator field oriented-direct torque control with SVM for induction motor based on MRAS and fuzzy logic regulation
KR20140113260A (ko) 모터 제어 장치
CN112204869B (zh) 电力转换装置
JP6740890B2 (ja) インバータの制御方法およびインバータの制御装置
JP4348737B2 (ja) 同期電動機の電流センサレス制御装置
RU2749454C1 (ru) Способ прямого бездатчикового управления угловым положением ротора синхронного электродвигателя с постоянными магнитами
Yuan et al. A simple three-degree-of-freedom digital current controller with dead beat response for AC machines
Chen et al. Adaptive second-order active-flux observer for sensorless control of pmsms with mras-based vsi nonlinearity compensation
EP2747273B1 (en) Method and arrangement for torque estimation of a synchronous machine
Aziz et al. Speed sensorless vector controlled induction motor drive based stator and rotor resistances estimation taking core losses into account
JP6417881B2 (ja) 誘導モータの制御装置
Comanescu Design of a MRAS-based estimator for the speed and rotor time constant of the induction motor using sliding mode
KR102255250B1 (ko) 인버터 제어장치
Kivanc et al. On-line dead time compensator for PMSM drive based on current observer
Lee et al. Current regulated pulse width modulation controller impact on low speed performances of industrial encoderless adjustable speed drives under sliding mode variable structures

Legal Events

Date Code Title Description
QB4A Licence on use of patent

Free format text: LICENCE FORMERLY AGREED ON 20210728

Effective date: 20210728