RU2745843C1 - Paired d-code processing device - Google Patents

Paired d-code processing device Download PDF

Info

Publication number
RU2745843C1
RU2745843C1 RU2020127149A RU2020127149A RU2745843C1 RU 2745843 C1 RU2745843 C1 RU 2745843C1 RU 2020127149 A RU2020127149 A RU 2020127149A RU 2020127149 A RU2020127149 A RU 2020127149A RU 2745843 C1 RU2745843 C1 RU 2745843C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
output
signal
adder
subtractor
noise
Prior art date
Application number
RU2020127149A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Евгений Владимирович Кравцов
Руслан Иванович Рюмшин
Михаил Олегович Лихоманов
Олег Николаевич Дудариков
Original Assignee
Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации filed Critical Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации
Priority to RU2020127149A priority Critical patent/RU2745843C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2745843C1 publication Critical patent/RU2745843C1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/10—Code generation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

FIELD: coding theory/telecommunication.
SUBSTANCE: technical result consists in eliminating the side lobes of the resulting autocorrelation function of the D-code pair in the presence of the Doppler frequency shift of the received signal and reducing the noise (interference) level of the output signal. The device for processing a D-code pair contains a first filter matched with one sequence of a D-code pair, a second filter matched with another sequence of a D-code pair, the inputs of the filters are the inputs of the device, as well as an adder; according to the invention, the following are introduced connected in series - the first subtractor, first module calculator, a second subtractor, a low-pass filter and a lower limiter at the zero level, the output of which is the output of the device, while the output of the first matched filter is connected to the combined first inputs of the adder and the first subtractor, the output of the second matched filter is connected to the combined second inputs of the adder and the first subtractor, as well as the second calculator of the module, the input of which is connected to the output of the adder, and the output is connected to the second input of the second subtractor.
EFFECT: increased efficiency of the resulting error corrective function of the paired D code, lowered interference.
1 cl, 10 dwg

Description

Изобретение относится к технике обработки сложных или широкополосных сигналов (ШПС) и может быть использовано в радиолокационных, радионавигационных системах, а также системах связи, использующих широкополосные сигналы в качестве информационных.The invention relates to a technique for processing complex or broadband signals (SHPS) and can be used in radar, radio navigation systems, as well as communication systems using broadband signals as information.

Для корреляционной обработки ШПС актуальна задача минимизации боковых лепестков его автокорреляционной функции (АКФ). Возникновение ложных максимумов вне основного пика АКФ ведет к ошибкам оценивания времени запаздывания сигнала в радионавигации, снижению разрешающей способности при получении изображений и качества оценивания параметров целей в технике радиолокации, а в цифровых системах связи - к ошибочному приему бита информации.For the correlation processing of NLS, the problem of minimizing the side lobes of its autocorrelation function (ACF) is relevant. The occurrence of false maxima outside the main peak of the ACF leads to errors in the estimation of the signal delay time in radio navigation, to a decrease in the resolution when acquiring images and the quality of estimation of target parameters in radar technology, and in digital communication systems - to erroneous reception of a bit of information.

Например, при приеме двух следующих один за другим импульсов разной амплитуды, вероятна ситуация, когда основной пик АКФ второго импульса на выходе согласованного фильтра (СФ) скрывается под более сильным боковым лепестком первого. Поэтому АКФ сигнала должна иметь достаточно острый центральный пик и по возможности наиболее низкий уровень боковых лепестков, о чем говорится в книге [Ипатов В.П. Широкополосные системы и кодовое разделение сигналов. Принципы и приложения. - М: Техносфера, 2007. - 488 с., стр. 199-201].For example, when receiving two consecutive pulses of different amplitudes, a situation is likely when the main peak of the ACF of the second pulse at the output of the matched filter (SF) is hidden under the stronger side lobe of the first. Therefore, the ACF of the signal should have a sufficiently sharp central peak and, if possible, the lowest level of side lobes, as stated in the book [Ipatov V.P. Broadband systems and code division of signals. Principles and Applications. - M: Technosphere, 2007. - 488 p., Pp. 199-201].

Задача минимизации уровня боковых лепестков часто решается путем синтеза ШПС с наиболее предпочтительной, удовлетворяющей заданным требованиям АКФ. При этом, как правило, используют те или иные модулирующие сигнал кодовые последовательности.The problem of minimizing the level of side lobes is often solved by synthesizing the NLS with the most preferable ACF that meets the specified requirements. In this case, as a rule, one or another code sequence modulating the signal is used.

Так, например, в книге [Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. - М.: Советское радио, 1970. - 376 с., стр. 250-257] подробно рассматриваются дополнительные последовательности. Интерес представляют D-коды, которые строятся по правилу присоединения [Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. - М.: Советское радио, 1970. - 376 с., стр. 257-262], они так же являются дополнительными кодами при соблюдении условия организации их в пары по определенным номерам последовательностей, что описано в указанном источнике.So, for example, in the book [Varakin L.Ye. Complex signal theory. - M .: Soviet radio, 1970. - 376 p., Pp. 250-257] additional sequences are considered in detail. Of interest are D-codes, which are built according to the rule of joining [Varakin L.Ye. Complex signal theory. - M .: Soviet radio, 1970. - 376 p., Pp. 257-262], they are also additional codes subject to the condition of their organization in pairs according to certain sequence numbers, which is described in the specified source.

Суть применения D-кодов такова: на передающей стороне генерируются две взаимодополняющие друг друга модулирующие последовательности, соответствующие одному и тому же передаваемому в текущий момент времени биту информации. Когерентное сложение АКФ модулированных ими сигналов на приемной стороне дает результирующую АКФ без боковых лепестков.The essence of using D-codes is as follows: on the transmitting side, two mutually complementary modulating sequences are generated, corresponding to the same information bit being transmitted at the current time. Coherent addition of the ACF of the signals modulated by them on the receiving side gives the resulting ACF without side lobes.

Формирование сигнала на основе парного D-кода и его обработка на приемной стороне описаны и проиллюстрированы в книге [ХармутХ.Ф. Несинусоидальные волны в радиолокации и радиосвязи. - М.: Радио и связь, 1985. - 376 с., стр. 240-242].Signal formation based on the paired D-code and its processing on the receiving side are described and illustrated in the book [Harmut H.F. Non-sinusoidal waves in radar and radio communication. - M .: Radio and communication, 1985. - 376 p., Pp. 240-242].

Известно множество устройств корреляционной обработки кодовых последовательностей, являющихся аналогом заявляемому. В качестве примера стоит привести обобщенные схемы СФ пачки радиоимпульсов произвольной длинны из источника [Радиотехнические цепи и сигналы: учеб. пособие для вузов / И.С. Гоноровский. - 5-е изд., испр. и доп. - М.: Дрофа, 2006. - 719, [1] с. - (Классики отечественной науки)., стр. 584, рис. 13.13,а и рис. 13.13,б] для реализации с набором задержек и для случая с одной многоотводной линией задержки. Однако для обработки парного D-кода согласованным фильтром в схему необходимо ввести сумматор. Две последовательности одной пары необходимо сложить для получения результирующей АКФ, что требует либо разнесенной во времени передачи с перестройкой импульсной характеристики (ИХ) СФ на приемной стороне, либо двухканальной передачи и приема с разнесением по частоте.There are many known devices for correlation processing of code sequences, which are analogous to the claimed one. As an example, it is worth citing generalized schemes of the SF of a burst of radio pulses of arbitrary length from the source [Radio circuits and signals: textbook. manual for universities / I.S. Honorovsky. - 5th ed., Rev. and add. - M .: Bustard, 2006. - 719, [1] p. - (Classics of Russian science)., P. 584, fig. 13.13, a and Fig. 13.13, b] for implementation with a set of delays and for the case with one multidrop delay line. However, to process the paired D-code with a matched filter, an adder must be introduced into the circuit. Two sequences of the same pair must be added to obtain the resulting ACF, which requires either time-spaced transmission with restructuring of the impulse response (IR) of the SF on the receiving side, or two-channel transmission and reception with frequency diversity.

По технической сущности и достигаемому результату известен наиболее близкий к заявляемому изобретению прототип, схема которого представлена в книге [Хармут Х.Ф. Несинусоидальные волны в радиолокации и радиосвязи. - М.: Радио и связь, 1985. - 376 с., стр. 243, «Фильтр формы импульсов» на общей схеме рисунка 5.4.7].According to the technical essence and the achieved result, the prototype closest to the claimed invention is known, the diagram of which is presented in the book [Harmut H.F. Non-sinusoidal waves in radar and radio communication. - M .: Radio and communication, 1985. - 376 p., P. 243, "Pulse shape filter" in the general scheme of Figure 5.4.7].

Известная схема устройства обработки парного D-кода, названная в источнике «Фильтр формы импульса», содержит первый фильтр, согласованный с одной последовательностью пары D-кода, второй фильтр, согласованный с другой последовательностью пары D-кода, а также сумматор.The known scheme of a device for processing a pair D-code, called in the source "Filter of a pulse shape", contains a first filter matched with one sequence of a pair of D-code, a second filter matched with another sequence of a pair of D-code, and an adder.

В прототипе на входы СФ поступают фазокодоманипулированные (ФКМ) сигналы, каждый из которых модулирован соответствующей последовательностью из пары D-кода. В СФ происходит их сжатие, в результате которого на входы сумматора поступают соответствующие ФКМ сигналам АКФ с ярко выраженными центральными пиками одной полярности и боковыми лепестками, одинаковыми по амплитуде, но противоположными по полярности. На выходе схемы действует сигнал в виде суммы главных лепестков АКФ, боковые лепестки при сложении компенсируются.In the prototype, phase-shift keying (PCM) signals are fed to the inputs of the SF, each of which is modulated by a corresponding sequence from a pair of D-code. In the SF, they are compressed, as a result of which the corresponding PCM signals of the ACF with pronounced central peaks of the same polarity and side lobes, the same in amplitude, but opposite in polarity, arrive at the inputs of the adder. At the output of the circuit, a signal acts as the sum of the main lobes of the ACF, the side lobes are compensated during addition.

Недостатком известной схемы является слабое подавление уровня боковых лепестков результирующей АКФ при наличии доплеровского сдвига. Эффект от доплеровского смещения тем выше, чем длиннее применяемые кодовые последовательности. Но применение длинных кодовых посылок для ряда радиотехнических задач крайне важно и диктуется необходимостью повышения информационной и энергетической скрытности.The disadvantage of the known scheme is the weak suppression of the level of the side lobes of the resulting ACF in the presence of a Doppler shift. The effect of the Doppler shift is the higher, the longer the applied code sequences. But the use of long code messages for a number of radio engineering tasks is extremely important and is dictated by the need to increase information and energy secrecy.

Технический результат, на достижение которого направлено предлагаемое изобретение заключается в исключении в сравнении с известным устройством-прототипом боковых лепестков результирующей АКФ парного D-кода при наличии доплеровского смещения частоты принимаемого сигнала и снижение уровня шума (помех) выходного сигнала.The technical result to be achieved by the present invention is to exclude, in comparison with the known prototype device, the side lobes of the resulting ACF of the paired D-code in the presence of the Doppler frequency shift of the received signal and to reduce the noise (interference) level of the output signal.

Технический результат изобретения достигается тем, что в известное устройство обработки парного D-кода, содержащее первый фильтр, согласованный с одной последовательностью пары D-кода, второй фильтр, согласованный с другой последовательностью пары D-кода, входы фильтров являются входами устройства, а также сумматор, введены последовательно соединенные первый вычитатель, первый вычислитель модуля, второй вычитатель, фильтр нижних частот и ограничитель снизу на нулевом уровне, выход которого является выходом устройства, при этом выход первого согласованного фильтра соединен с объединенными первыми входами сумматора и первого вычитателя, выход второго согласованного фильтра - с объединенными вторыми входами сумматора и первого вычитателя, а также второй вычислитель модуля, вход которого соединен с выходом сумматора, а выход - со вторым входом второго вычитателя.The technical result of the invention is achieved in that the known device for processing a pair D-code containing a first filter matched with one sequence of a pair of D-code, a second filter matched with another sequence of a pair of D-code, the inputs of the filters are the inputs of the device, as well as an adder , the first subtractor, the first calculator of the module, the second subtractor, the low-pass filter and the lower limiter at the zero level are introduced in series, the output of which is the output of the device, while the output of the first matched filter is connected to the combined first inputs of the adder and the first subtractor, the output of the second matched filter - with the combined second inputs of the adder and the first subtractor, as well as the second calculator of the module, the input of which is connected to the output of the adder, and the output is connected to the second input of the second subtractor.

Заявляемое устройство позволяет решить следующие задачи: снижения влияния эффекта Доплера на рост уровня боковых лепестков результирующей АКФ сигнала парного D-кода на выходе устройства его обработки;The claimed device allows to solve the following problems: reducing the influence of the Doppler effect on the increase in the level of the side lobes of the resulting ACF of the signal of the paired D-code at the output of the device for its processing;

повышения помехоустойчивости известных приемных устройств ФКМ сигналов на базе дополнительных последовательностей за счет компенсации помех введенными в прототип элементами.increasing the noise immunity of the known receivers of PCM signals based on additional sequences by compensating for the interference by the elements introduced into the prototype.

Сущность изобретения заключается в выполнении операции пересечения над выходными сигналами согласованных фильтров, соответствующих автокорреляционным функциям последовательностей пары D-кода.The essence of the invention consists in performing the intersection operation on the output signals of the matched filters corresponding to the autocorrelation functions of the sequences of the D-code pair.

В схеме заявляемого устройства сумматор, первый и второй вычитатели, первый и второй вычислители модуля с описанными между ними связями функционально представляют собой блок, выполняющий названую операцию.In the circuit of the claimed device, the adder, the first and second subtractors, the first and second calculators of the module with the described connections between them functionally represent a unit that performs the named operation.

Первым входом данного блока являются объединенные первые входы сумматора и первого вычитателя, вторым входом - объединенные вторые входы сумматора и первого вычитателя, а выходом - выход второго вычитателя.The first input of this block is the combined first inputs of the adder and the first subtractor, the second input is the combined second inputs of the adder and the first subtractor, and the output is the output of the second subtractor.

Операция пересечения аналитически задается выражениемThe intersection operation is analytically defined by the expression

Figure 00000001
Figure 00000001

В формуле (1) х и у - входные величины (функции, сигналы)In formula (1), x and y are input quantities (functions, signals)

произвольного вида или их дискретные значения в заданные моменты времени, ограничения на которые не накладываются.arbitrary form or their discrete values at specified times, restrictions on which are not imposed.

Операция (1) и ее свойства, а также структурная реализация описаны в статье [Гордиенко В.И. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации. / В.И. Гордиенко, С.Е. Дубровский, Р.И. Рюмшин, Д.В. Фенев // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, - №3, 1998, С. 12-20].Operation (1) and its properties, as well as structural implementation are described in the article [Gordienko V.I. Universal multifunctional structural element of information processing systems. / IN AND. Gordienko, S.E. Dubrovsky, R.I. Ryumshin, D.V. Fenev // Radioelectronics. Izv. Universities, - No. 3, 1998, S. 12-20].

Применение блока пересечения в изобретении позволяет исключить боковые лепестки АКФ при наличии доплеровского сдвига частоты, а также повысить помехоустойчивость заявляемого устройства в сравнении с прототипом при воздействии помех.The use of the block of intersection in the invention makes it possible to exclude the side lobes of the ACF in the presence of a Doppler frequency shift, and also to increase the noise immunity of the proposed device in comparison with the prototype when exposed to interference.

Заявляемые объекты изобретения поясняются чертежами графического материала.The claimed objects of the invention are illustrated by drawings of graphic material.

На фиг. 1 представлена структурная схема устройства обработки парного D-кода. На фигуре цифрами обозначены: 1.1 и 1.2 - фильтры, согласованные каждый с соответствующей последовательностью пары D-кода; 2 - сумматор, 3.1 и 3.2 - первый и второй вычитатели соответственно; 4.1 и 4.2 - первый и второй вычислители модуля соответственно; 4 - ФНЧ; 5 - ограничитель снизу на нулевом уровне.FIG. 1 shows a block diagram of a paired D-code processing device. In the figure, the numbers indicate: 1.1 and 1.2 - filters, each matched with the corresponding sequence of a pair of D-code; 2 - adder, 3.1 and 3.2 - first and second subtractors, respectively; 4.1 and 4.2 - the first and second calculators of the module, respectively; 4 - LPF; 5 - limiter at the bottom at the zero level.

Блоки 1.1, 1.2 и 2 составляют прототип.Blocks 1.1, 1.2 and 2 constitute a prototype.

Функционально блоки 2, 3.1, 4.1, 4.2 и 3.2 выполняют описанную выражением (1) операцию пересечения сигналов с выходов СФ.Functionally, blocks 2, 3.1, 4.1, 4.2 and 3.2 perform the operation of intersection of signals from the SF outputs described by expression (1).

Назначение элементов, составляющих структурную схему заявляемого устройства обработки парного D-кода, следует из их названия и поясняется в описании принципа действия устройства.The purpose of the elements that make up the structural diagram of the inventive device for processing the paired D-code follows from their name and is explained in the description of the principle of operation of the device.

На фиг. 2 показаны входные сигналы 7 и 8, поступающие на вход устройства, представляющие собой радиоимпульсы, полученные на основании пары D-кодов. Символ τо обозначает длительность одного элементарного радиоимпульса, а τи - длительность всего ФКМ сигнала.FIG. 2 shows the input signals 7 and 8 arriving at the input of the device, which are radio pulses obtained on the basis of a pair of D-codes. The symbol τ o denotes the duration of one elementary radio pulse, and τ and - the duration of the entire PCM signal.

Фиг. 3 содержит эпюры напряжений на выходах блоков схем прототипа и изобретения при обработке полезного сигнала без доплеровского сдвига. Цифрами на ней обозначены: 9 - сигнал на выходе СФ 1.1; 10 - сигнал на выходе СФ 1.2; 11 - сигнал на выходе сумматора 2; 12 - сигнал на выходе вычитателя 3.1; 13 - сигнал на выходе вычислителя модуля 4.2, 14 - сигнал на выходе вычислителя модуля 4.1; 15 - сигнал на выходе вычитателя 3.2; 16 - сигнал на выходе ФНЧ 5; 17 - сигнал на выходе схемы (ограничителя снизу на нулевом уровне, блок 5). Эпюры 9, 10 и 11 аналогичны как для схемы прототипа, так и для заявляемой схемы на выходах двух СФ и сумматора соответственно.FIG. 3 contains plots of voltages at the outputs of blocks of the prototype and invention circuits when processing a useful signal without a Doppler shift. The numbers on it indicate: 9 - signal at the output of SF 1.1; 10 - signal at the output of SF 1.2; 11 - signal at the output of the adder 2; 12 - signal at the output of the subtractor 3.1; 13 - signal at the output of the calculator of module 4.2, 14 - signal at the output of the calculator of module 4.1; 15 - signal at the output of the subtractor 3.2; 16 - signal at the output of LPF 5; 17 - signal at the output of the circuit (limiter from below at the zero level, block 5). Diagrams 9, 10 and 11 are similar both for the prototype circuit and for the claimed circuit at the outputs of two SFs and an adder, respectively.

На фиг. 4 показаны входные сигналы: 18 - смесь первого сигнала 8-ми элементного D-кода (фиг. 2, сигнал 7) и шума; 19 - смесь второго сигнала 8-ми элементного D-кода (фиг. 2, сигнал 8) и шума; 20 - прямая, обозначающая конец действия полезного сигнала в смеси с шумом; 21, 22 - шумы на входе соответствующих СФ.FIG. 4 shows the input signals: 18 - a mixture of the first signal of the 8-element D-code (Fig. 2, signal 7) and noise; 19 - a mixture of the second signal of the 8-element D-code (Fig. 2, signal 8) and noise; 20 - straight line, denoting the end of the action of the useful signal mixed with noise; 21, 22 - noise at the input of the corresponding SF.

На фиг. 5,а приведены нормированные комплексные амплитуды выходных сигналов при подаче на входы прототипа и заявляемого устройства сигналов 7 и 8: 23 - сигнал на выходе известной схемы; 24 - сигнал пересечения на выходе ФНЧ 5 синтезированной схемы; 25 - сигнал на выходе синтезированной схемы после ограничителя снизу на нулевом уровне 6.FIG. 5, a shows the normalized complex amplitudes of the output signals when the signals 7 and 8 are fed to the inputs of the prototype and the claimed device: 23 - the signal at the output of the known circuit; 24 - signal crossing at the output of the low-pass filter 5 of the synthesized circuit; 25 - signal at the output of the synthesized circuit after the lower limiter at the zero level 6.

На фиг. 5,б приведены нормированные комплексные амплитуды выходных сигналов при подаче на входы прототипа и заявляемого устройства полезных сигналов 18 и 19, скрытых в шуме: 26 - сигнал на выходе известной схемы; 27 - сигнал пересечения на выходе ФНЧ 5 синтезированной схемы; 28 - сигнал на выходе синтезированной схемы после ограничителя снизу на нулевом уровне 6.FIG. 5, b shows the normalized complex amplitudes of the output signals when applying useful signals 18 and 19 to the inputs of the prototype and the claimed device, hidden in the noise: 26 - signal at the output of a known circuit; 27 - signal crossing at the output of the low-pass filter 5 of the synthesized circuit; 28 - signal at the output of the synthesized circuit after the lower limiter at the zero level 6.

На фиг. 6 - эпюры напряжений сигналов на выходах синтезированной и известной схем при подаче на входы соответствующих СФ только шума 21 и 22 в отсутствие полезного сигнала: 29 - шум на выходе известной схемы, 30 - шум на выходе заявляемой схемы, реализующей операцию пересечения.FIG. 6 - plots of signal voltages at the outputs of the synthesized and known circuits when only noise 21 and 22 is applied to the inputs of the corresponding SFs in the absence of a useful signal: 29 - noise at the output of a known circuit, 30 - noise at the output of the claimed circuit that implements the crossing operation.

На фиг. 7 представлена входная смесь полезных сигналов, шумов и различных помех. Цифрами обозначены: 31 - полезный ФКМ сигнал, скрытый в шуме; 32 - нормально распределенный шум; 33 -сигналоподобная помеха в виде 5-и элементного кода Баркера; 34 - помеха типа «шумовая вспышка»; 35 - помеха в виде короткого радиоимпульса; 36 - помеха в виде длинного радиоимпульса.FIG. 7 shows the input mixture of useful signals, noise and various interferences. The numbers indicate: 31 - useful PCM signal hidden in the noise; 32 - normally distributed noise; 33 -signal-like interference in the form of a 5-element Barker code; 34 - noise flash type interference; 35 - interference in the form of a short radio pulse; 36 - interference in the form of a long radio pulse.

На фиг. 8 показаны эпюры напряжений выходных сигналов схем прототипа и исследуемой при воздействии на их входы смесей полезного сигнала, шумов и помех 31-36, представленных на фиг. 7. На фиг. 8 показаны выходные сигналы I схемы прототипа, которые являются результатом обработки: 37 - полезного сигнала, скрытого в шуме; 38 - шума; 39 - помех 33-36, а также выходные сигналы II заявляемой схемы, которые являются результатом обработки: 40 - полезного сигнала, скрытого в шуме; 41 - шума; 42 - помех 33-36.FIG. 8 shows the diagrams of the voltages of the output signals of the prototype circuits and the investigated one when exposed to their inputs mixtures of the useful signal, noise and interference 31-36, presented in FIG. 7. FIG. 8 shows the output signals of the I circuit of the prototype, which are the result of processing: 37 - a useful signal hidden in the noise; 38 - noise; 39 - interference 33-36, as well as output signals II of the claimed circuit, which are the result of processing: 40 - useful signal hidden in the noise; 41 - noise; 42 - interference 33-36.

На фиг. 9 показаны результаты обработки входных сигналов с учетом доплеровского сдвига частоты: а) - выходные сигналы, совпадающие по форме для когерентной части известной схемы с сумматором и предлагаемой схемы с блоками, реализующими пересечение, цифрами обозначены: 43 -сигнал на выходе первого СФ прототипа, он же - сигнал на выходе СФ 1.1 изобретения, 44 - сигнал на выходе второго СФ прототипа, он же - сигнал на выходе СФ 1.2 изобретения, 45 - сигнал на выходе сумматора известной схемы, он же - сигнал на выходе сумматора 2 изобретения; б) - выходные сигналы: 46 - известной схемы, 47 - ФНЧ заявляемой схемы, 48 - изобретения.FIG. 9 shows the results of processing the input signals, taking into account the Doppler frequency shift: a) - output signals that coincide in shape for the coherent part of the known circuit with an adder and the proposed circuit with blocks implementing the intersection, the numbers indicate: 43 - the signal at the output of the first SF prototype, it the same - the signal at the output of the SF 1.1 of the invention, 44 - the signal at the output of the second SF of the prototype, it is the signal at the output of the SF 1.2 of the invention, 45 - the signal at the output of the adder of the known circuit, it is the signal at the output of the adder 2 of the invention; b) - output signals: 46 - known circuit, 47 - low-pass filter of the claimed circuit, 48 - invention.

На фиг. 10 показано влияние величины доплеровского сдвига на уровень боковых лепестков для известной схемы и изобретения: а) - для значения доплеровского сдвига, равного 0,3% от значения промежуточной частоты; б) - для значения доплеровского сдвига, равного 0,7% от значения промежуточной частоты. Цифрами обозначены выходные сигналы: 49 и 51 - известной схемы, 50 и 52 - заявляемой.FIG. 10 shows the effect of the Doppler shift value on the side lobe level for the known scheme and invention: a) - for the Doppler shift value equal to 0.3% of the intermediate frequency value; b) - for the value of the Doppler shift equal to 0.7% of the value of the intermediate frequency. The numbers indicate the output signals: 49 and 51 - of the known circuit, 50 and 52 - of the claimed one.

Перед пояснением принципа работы предлагаемого устройства необходимо ввести используемые далее по тексту обозначения, сделать некоторые общие замечания.Before explaining the principle of operation of the proposed device, it is necessary to enter the designations used below in the text, to make some general remarks.

Исследование предлагаемой схемы проведено для ФКМ сигнала.The study of the proposed scheme was carried out for a PCM signal.

Пусть ФКМ сигнал задается в виде последовательности элементарных радиоимпульсов длительностью τ0, огибающие которых представляют собой единичный прямоугольный видеоимпульс с амплитудой n-го импульса a n, равной +1 или -1, что соответствует начальным фазам «0» или «π» в радиосигнале. В этом случае для анализа корреляционных свойств и синтеза сигналов достаточно ограничиться комплексной огибающей, которая имеет видLet the PCM signal be specified in the form of a sequence of elementary radio pulses of duration τ 0 , the envelopes of which are a single rectangular video pulse with the amplitude of the n-th pulse a n equal to +1 or -1, which corresponds to the initial phases "0" or "π" in the radio signal. In this case, to analyze the correlation properties and synthesize signals, it is sufficient to restrict ourselves to the complex envelope, which has the form

Figure 00000002
Figure 00000002

где uo - прямоугольный видеоимпульс единичной амплитуды; (n-1)τo - запаздывание n-го импульса относительно начала координат; N=2k - количество единичных импульсов в сигнале, а k - целое число, удовлетворяющее условию k≥2.where u o - rectangular video pulse of unit amplitude; (n-1) τ o - delay of the n-th pulse relative to the origin; N = 2 k is the number of single pulses in the signal, and k is an integer satisfying the condition k≥2.

Длительность ФКМ сигнала τи=Nτo, а последовательность символов (амплитуд импульсов) {a n}=(a 1, a 2, …, a n, … a N) является кодовой последовательностью и чередование которых определяется типом конкретного ФКМ сигнала.The duration of the PCM signal is τ and = Nτ o , and the sequence of symbols (pulse amplitudes) { a n } = ( a 1 , a 2 ,…, a n ,… a N ) is a code sequence and the alternation of which is determined by the type of a specific PCM signal.

Тогда нормированная АКФ комплексной огибающей ФКМ сигнала в точках μτo может быть представлена в видеThen the normalized ACF of the complex envelope of the PCM signal at the points μτ o can be represented as

Figure 00000003
Figure 00000003

где μ меняется в пределах -(N-1)≤μ≤(N-1).where μ varies within - (N-1) ≤μ≤ (N-1).

В формуле (3) {a n-μ} представляет собой отсчеты ИХ СФ, а последовательность {a n} - отсчеты входного сигнала. АКФ полностью определяется своими значениями R(μ), отложенными по оси времени τ через интервалы τо. Эти значения образуют решетчатую функцию. Если около каждого значения построить АКФ единичного импульса, имеющую вид Ro(τ)=(1-τ/τo) с амплитудой R(μ), то АКФ сигнала представляет собой линейно-ломаную линию, точки излома которой соответствуют временным сдвигам, кратным τо.In the formula (3) { a n-μ } is the counts of the IH SF, and the sequence { a n } is the counts of the input signal. The ACF is completely determined by its values R (μ), plotted along the time axis τ at intervals τ о . These values form a lattice function. If, near each value, an ACF of a single impulse is plotted, which has the form R o (τ) = (1-τ / τ o ) with an amplitude R (μ), then the ACF of the signal is a linear-broken line, the break points of which correspond to time shifts that are multiples of τ o .

Для исследования построены ФКМ сигналы на основе пары дополнительных последовательностей видаFor the study, PCM signals were constructed based on a pair of additional sequences of the form

Figure 00000004
Figure 00000004

полученных по правилу присоединения, описанному в ранее указанном источнике [Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. - М.: Советское радио, 1970. - 376 с., стр. 257-262].obtained according to the rule of accession described in the previously indicated source [Varakin L.Ye. Complex signal theory. - M .: Soviet radio, 1970. - 376 p., Pp. 257-262].

В формуле (4) {a n} - исходная последовательность;

Figure 00000005
- присоединенная последовательность;
Figure 00000006
- инверсная присоединенная последовательность.In formula (4) { a n } is the initial sequence;
Figure 00000005
- attached sequence;
Figure 00000006
- inverse concatenated sequence.

Примем N=8 для упрощения моделирования и построим кодовые последовательности в следующем видеLet us take N = 8 to simplify the simulation and construct the code sequences in the following form

Figure 00000007
Figure 00000007

Моделирование проведено на частоте 8 МГц, при частоте дискретизации 96 МГц. Тогда входная пара D-кодов, представляющая собой радиоимпульсы, полученные на основании (5), будет иметь вид, приведенный на фиг. 2.The simulation was carried out at a frequency of 8 MHz, with a sampling rate of 96 MHz. Then the input pair of D-codes, representing radio pulses obtained on the basis of (5), will have the form shown in Fig. 2.

После сделанных замечаний можно перейти к пояснению принципа действия предлагаемой схемы и оценке достижения технического результата изобретения. Сделать это позволяет имитационное моделирование работы прототипа и схемы заявляемого устройства, представленной на фиг. 1, при обработке входных сигналов, полученных на основании (5).After the comments made, you can proceed to explaining the principle of the proposed scheme and assessing the achievement of the technical result of the invention. This can be done by simulating the operation of the prototype and the circuit of the proposed device shown in Fig. 1, when processing the input signals obtained on the basis of (5).

Изобретение, как и прототип, является двухканальным по входу вариантом схемы обработки парного D-кода. Двухканальность может обеспечиваться с помощью разноса одновременно передаваемых сигналов пары u1(t) и u2(t) по несущей частоте с последующим преобразованием на одну промежуточную частоту для реализации когерентного суммирования импульсов. Стоит заметить, что известен и одноканальный вариант обработки пары D-кода с реализацией временного разноса, например, указанный в источнике [Ипанов Р.Н. Алгоритм сжатия когерентных дополнительных сигналов. // Журнал радиоэлектроники 2016. №9. URL:http://jre.cplire.ru/jre/sep16/9/text.pdf, рис 1]. Он так же обеспечивает нулевой уровень боковых лепестков только в отсутствие доплеровского смещения частоты.The invention, like the prototype, is a two-channel input version of the paired D-code processing circuit. Dual-channel can be provided by spacing simultaneously transmitted signals of the pair u 1 (t) and u 2 (t) along the carrier frequency with subsequent conversion to one intermediate frequency to implement coherent summation of pulses. It is worth noting that a single-channel version of processing a pair of D-code with the implementation of time separation is also known, for example, indicated in the source [Ipanov R.N. Algorithm for compression of coherent additional signals. // Journal of Radio Electronics 2016. №9. URL: http: //jre.cplire.ru/jre/sep16/9/text.pdf, Fig. 1]. It also provides zero sidelobe levels only in the absence of Doppler frequency shift.

Для начального пояснения работы устройства будем полагать, что доплеровского смещения частоты не происходит.Напомним, что приведенный на фиг. 1 вариант синтезированной схемы обработки получен заменой когерентного суммирования в известной схеме операцией пересечения (1).For an initial explanation of the operation of the device, we will assume that the Doppler frequency shift does not occur. Recall that the one shown in FIG. 1 variant of the synthesized processing scheme is obtained by replacing the coherent summation in the known scheme with the intersection operation (1).

Как показано в источнике [Волков А.В. Модели и алгоритмы безмультипликативной обработки сигналов в средствах радиомониторинга: диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук 05.12.04 / Алексей Витальевич Волков; ВУНЦ ВВС «ВВА». Воронеж, 2013. 166 л., стр. 25-26] операция пересечения сохраняет фазу, или соотношение фаз сопоставляемых сигналов. Введение этой операции вместо суммирования АКФ сигналов пары D-кода в известной схеме обеспечивает возможность взаимной компенсации боковых лепестков АКФ. Кроме того, в силу свойств вводимой операции, следует ожидать снижение дисперсии шума и помех, а значит, и повышение помехоустойчивости.As shown in the source [Volkov A.V. Models and algorithms for multiplicative signal processing in radio monitoring facilities: dissertation for the degree of candidate of technical sciences 05.12.04 / Aleksey Vitalievich Volkov; VUNC VVS "VVA". Voronezh, 2013. 166 l., Pp. 25-26] the operation of intersection preserves the phase, or the ratio of the phases of the compared signals. The introduction of this operation instead of summing the ACF signals of the D-code pair in the known scheme provides the possibility of mutual compensation of the ACF side lobes. In addition, due to the properties of the introduced operation, one should expect a decrease in the variance of noise and interference, and, hence, an increase in noise immunity.

Результат обработки сигналов 7 и 8, представленных на фиг. 2 в схеме изобретения, изображенной на фиг. 1, в реальном масштабе времени, полученный в ходе имитационного моделирования, показан на фиг. 3. Здесь показаны нормированные значения выходных сигналов.The result of processing signals 7 and 8 shown in FIG. 2 in the circuit of the invention shown in FIG. 1, a real-time simulation model is shown in FIG. 3. The normalized values of the output signals are shown here.

Процесс обработки входных сигналов в заявляемой схеме выглядит следующим образом. На входах СФ 1.1 и 1.2 схемы на фиг. 1 синхронно действуют импульсы u1(t) и u2(t), составляющие пару 8-ми элементного D-кода единичной амплитуды, показанные на фиг. 2 в отсутствие шума. ИХ фильтров согласованы каждая со своим сигналом пары, поэтому на выходах СФ получаются сжатые сигналы 9 и 10 соответственно, представляющие собой АКФ с комплексными огибающими вида (3) R1(τ) и R2(τ). Здесь τ - дискретные отсчеты времени, а моделирование проведено в области τ≥0. Эпюра 11 представляет собой сигнал на выходе сумматора 2The process of processing input signals in the claimed circuit is as follows. At the inputs of SF 1.1 and 1.2 of the circuit in Fig. 1, the pulses u 1 (t) and u 2 (t) act synchronously, constituting a pair of the 8-element D-code of unit amplitude shown in FIG. 2 in the absence of noise. Their filters are matched each with its own signal of the pair, therefore compressed signals 9 and 10 are obtained at the outputs of the SF, respectively, which are ACF with complex envelopes of the form (3) R 1 (τ) and R 2 (τ). Here τ are discrete time readings, and the simulation was carried out in the region τ≥0. Diagram 11 is the signal at the output of the adder 2

Figure 00000008
Figure 00000008

Эпюры 9, 10, 11 аналогичны и для схемы прототипа. Основные лепестки АКФ синфазны и суммируются, боковые лепестки противофазны и вычитаются.Plots 9, 10, 11 are similar for the prototype diagram. The main lobes of the ACF are in phase and are summed, the side lobes are out of phase and subtracted.

Эпюра 12 представляет собой сигнал на выходе вычитателя 3.1, вычисляющего разностьPlot 12 is the signal at the output of subtractor 3.1, which calculates the difference

Figure 00000009
Figure 00000009

Эпюра 13 характеризует сигнал на выходе вычислителя модуля 4.2 - это модуль суммы АКФ |u∑ (τ)|, а эпюра 14 является сигналом на выходе вычислителя модуля 4.1 - это модуль разности АКФ |uΔ(τ)|.Diagram 13 characterizes the signal at the output of the calculator of module 4.2 - this is the modulus of the ACF sum | u ∑ (τ) |, and diagram 14 is the signal at the output of the calculator of module 4.1 - this is the modulus of the ACF difference | u Δ (τ) |.

Эпюра 15 отображает сигнал на выходе вычитателя 3.2, вычисляющего разность модулей, который и есть сигнал пересеченияPlot 15 displays the signal at the output of the subtractor 3.2, which calculates the difference in modules, which is the crossing signal

Figure 00000010
Figure 00000010

Стоит заметить, что приведенные эпюры представляют собой мгновенные значения напряжений, что и отражено на фиг. 3 в виде высокочастотного «заполнения» соответствующих эпюр.It should be noted that the diagrams shown represent instantaneous stress values, which is reflected in Fig. 3 in the form of high-frequency "filling" of the corresponding plots.

Далее ФНЧ 5 фильтрует высокочастотную составляющую, и на его выходе действует огибающая (комплексная амплитуда) сигнала пересечения (эпюра 16) с основным положительным лепестком и боковыми отрицательными лепестками, которые исключает ограничитель снизу на нулевом уровне 6. Эпюра 17 представляет выходной сигнал изобретения.Then the low-pass filter 5 filters the high-frequency component, and at its output is the envelope (complex amplitude) of the intersection signal (plot 16) with the main positive lobe and side negative lobes, which are excluded by the lower limiter at the zero level 6. Plot 17 represents the output signal of the invention.

Аналогичный вид будет иметь и положительная огибающая сигнала на выходе известной схемы. По этому утверждению необходимо сделать замечание. Очевидно, что в виду моделирования на радиочастоте существует различие в формах выходных сигналов прототипа, которому соответствует эпюра 11, и изобретения, которому соответствует эпюра 17, из-за присутствия в предлагаемой схеме ФНЧ. Поэтому для обеспечения единообразия отображения, наглядности и удобства восприятия в дальнейшем на эпюрах напряжений, отображенных, в частности, на фиг. : 5, 5, 6, 8, 9 и 10, вместо самого выходного сигнала прототипа представлена его положительная огибающая, а в описании изобретения для краткости эту огибающую, в качестве допущения, будем называть сигналом.The positive envelope of the signal at the output of the known circuit will have a similar form. A remark should be made on this statement. Obviously, in view of modeling at radio frequency, there is a difference in the shapes of the output signals of the prototype, which corresponds to the diagram 11, and the invention, which corresponds to the diagram 17, due to the presence of a low-pass filter in the proposed circuit. Therefore, in order to ensure uniformity of display, clarity and convenience of perception, in the future on the stress plots, displayed, in particular, in FIG. : 5, 5, 6, 8, 9 and 10, instead of the prototype output signal itself, its positive envelope is presented, and in the description of the invention, for brevity, this envelope, as an assumption, will be called a signal.

Таким образом, по результатам обработки полезных сигналов известная схема с сумматором и синтезированная схема с блоками, реализующими операцию пересечения, эквивалентны.Thus, according to the results of processing useful signals, the known circuit with an adder and a synthesized circuit with blocks that implement the intersection operation are equivalent.

Сравним известную и заявляемую схемы при совместном воздействии сигналов и шумов.Let us compare the known and the claimed circuit with the combined effect of signals and noise.

На фиг. 5 приведены нормированные комплексные амплитуды выходных сигналов. На фиг. 5,а показана обработка входных сигналов 7 и 8 без шума. Цифрами обозначены: 23 - сигнал на выходе известной схемы, 24 - сигнал пересечения на выходе ФНЧ 5 синтезированной схемы; 25 - сигнал на выходе синтезированной схемы после ограничителя снизу на нулевом уровне 6.FIG. 5 shows the normalized complex amplitudes of the output signals. FIG. 5, a shows the processing of input signals 7 and 8 without noise. The numbers indicate: 23 - the signal at the output of the known circuit, 24 - the crossing signal at the output of the low-pass filter 5 of the synthesized circuit; 25 - signal at the output of the synthesized circuit after the lower limiter at the zero level 6.

Как показывает моделирование, в отсутствие шума нормированные сигналы полностью идентичны для обеих схем.Simulation shows that in the absence of noise, the normalized signals are completely identical for both circuits.

Работа исследуемых схем при совместном воздействии сигналов и шумов иллюстрируется эпюрами на фиг. 5,б. Входные смеси 18 и 19 показаны на фиг. 4. Линией 20 на ней обозначена граница интервала времени действия сигналов в шуме. Параметры шума: нормально распределенный с нулевым средним значением и среднеквадратическим отклонением (СКО) σш=1 В. И в одном, и в другом случае шумы аналогичны, но не коррелированы. Отношение сигнал/шум на входах Um/σш=1.The operation of the studied circuits under the combined action of signals and noise is illustrated by the plots in Fig. 5 B. Inlet mixtures 18 and 19 are shown in FIG. 4. Line 20 on it marks the border of the time interval for the signals in the noise. Noise parameters: normally distributed with zero mean value and standard deviation (RMSD) σ w = 1 V. In both cases, the noise is similar, but not correlated. The signal-to-noise ratio at the inputs is U m / σ w = 1.

На фиг. 5,б приведены выходные сигналы исследуемых схем, аналогичные фиг. 5,а, в которых шум отсутствовал. Как видно из сравнения выходных сигналов 25 и 28, синтезированная схема (с блоками, реализующими пересечение) заметно уменьшает дисперсию выходного шума.FIG. 5b shows the output signals of the investigated circuits, similar to Fig. 5, a, in which there was no noise. As can be seen from the comparison of the output signals 25 and 28, the synthesized circuit (with blocks implementing the intersection) significantly reduces the variance of the output noise.

Сравнительная характеристика воздействия шумов 21 и 22 на входы соответствующих СФ заявляемой и известной схем представлена на фиг. 6. Цифрой 29 отмечено напряжение сигнала на выходе прототипа, цифрой 30 - сигнала на выходе предлагаемой схемы.A comparative characteristic of the effect of noise 21 and 22 on the inputs of the corresponding SFs of the claimed and known circuits is shown in FIG. 6. Number 29 marks the voltage of the signal at the output of the prototype, number 30 - the signal at the output of the proposed circuit.

Как видно из фиг. 6, качественный анализ прохождения шума подтверждает сделанный ранее вывод о преимуществе предлагаемой схемы обработки.As seen in FIG. 6, the qualitative analysis of the transmission of noise confirms the earlier conclusion about the advantage of the proposed processing scheme.

Сравнительная количественная характеристика обработки шумов исследуемыми схемами, полученная путем осреднения результатов моделирования по множеству реализаций в виде отношений показателя для известной схемы к показателю синтезированной схемы, сводится к следующему: отношение математических ожиданий - 3,38; отношение дисперсий - 1,45; отношение максимумов шумовых выбросов - 1,21.The comparative quantitative characteristic of noise processing by the studied circuits, obtained by averaging the simulation results over a set of realizations in the form of the ratio of the indicator for the known circuit to the indicator of the synthesized circuit, is reduced to the following: the ratio of mathematical expectations - 3.38; variance ratio - 1.45; the ratio of the maximums of noise emissions is 1.21.

Исследуем поведение схем при совместном воздействии полезных сигналов, шумов и различных помех. Входная смесь показана на фиг. 7. Цифрами обозначены: 31 - сигнал в виде одиночного ФКМ импульса, скрытого в шуме (Umax/σш=1); 32 - нормально распределенный шум с нулевым математическим ожиданием; 33 - сигналоподобная помеха в виде 5-и элементного кода Баркера с амплитудой UmкБ≥5Umax; 34 - помеха типа «шумовая вспышка» с σшв≥50Umax длительностью τшв~τи; 35 - помеха в виде короткого радиоимпульса с амплитудой Umки≥20Umax длительностью τки≤0,1τo; 36 - помеха в виде длинного радиоимпульса с амплитудой Umки≥10Umax длительностью τди~τи.Let us investigate the behavior of circuits under the combined influence of useful signals, noise and various interferences. The inlet mixture is shown in FIG. 7. Numbers designate: 31 - signal in the form of a single PCM pulse hidden in the noise (U max / σ w = 1); 32 - normally distributed noise with zero mathematical expectation; 33 - signal-like interference in the form of a 5-element Barker code with an amplitude of U mkB ≥5U max ; 34 - interference type "noise flash" with σ Swiss ≥50U max duration T ~ T and Swiss; 35 - interference in the form of a short radio pulse with an amplitude of U mki ≥20U max and a duration of τ ki ≤0.1τ o ; 36 - interference in the form of a long radio pulse with an amplitude U mki ≥10U max duration τ di ~ τ u .

Показанная на фиг. 7 смесь действует одновременно по каждому из входов схемы прототипа и заявляемой со своим полезным сигналом из пары 8-ми элементного D-кода 7 и 8, приведенной на фиг. 2. Шумы не коррелированы. Помеха в виде кода Баркера имеет совпадающую с полезным сигналом длительность дискреты, является сигналоподобной с коэффициентом взаимной корреляции Ксп 2 ~ 0,6. Помеха типа «шумовой вспышки» имитирует мощное помеховое воздействие множества источников радиоизлучений в широком диапазоне частот в сложной радиоэлектронной обстановке. Все помеховые сигналы существенно превышают полезный сигнал по амплитуде.Shown in FIG. 7, the mixture acts simultaneously on each of the inputs of the prototype circuit and claimed with its useful signal from a pair of 8-element D-code 7 and 8 shown in FIG. 2. Noises are not correlated. Interference in the form of a Barker code has a discrete duration that coincides with the useful signal, is signal-like with a cross-correlation coefficient K cn 2 ~ 0.6. Noise burst interference simulates the powerful interference effect of many radio sources in a wide frequency range in a complex electronic environment. All interference signals significantly exceed the useful signal in amplitude.

Результаты обработки полезных сигналов, шумов и помех исследуемыми схемами при воздействии на их входы сигналов 31-36 на фиг. 7, показаны на фиг. 8. На ней обозначены: I - результаты обработки прототипом: 37 - полезного сигнала, скрытого в шуме; 38 - шума; 39 - помех 33-36; II - результаты обработки изобретением: 40 - полезного сигнала, скрытого в шуме; 41 - шума; 42 - помех 33-36.The results of the processing of useful signals, noise and interference by the investigated circuits when their inputs are exposed to signals 31-36 in FIG. 7 are shown in FIG. 8. It marked: I - the results of the prototype processing: 37 - the useful signal hidden in the noise; 38 - noise; 39 - interference 33-36; II - results of processing by the invention: 40 - useful signal hidden in the noise; 41 - noise; 42 - interference 33-36.

Как следует из фиг. 8, уровень помех на выходе рассматриваемых схем существенно превышают уровень полезных сигналов. Однако, синтезированная схема с блоками, реализующими пересечение, заметно снижает количество и среднюю мощность помеховых всплесков. Этот же вывод относится к шумам. Анализ графиков и проведенных расчетов говорят о снижении средней дисперсии нестационарных помех и шума на выходе схемы изобретения, по крайней мере, в 3 раза по сравнению с прототипом.As shown in FIG. 8, the level of noise at the output of the considered circuits significantly exceeds the level of useful signals. However, the synthesized scheme with blocks implementing the intersection significantly reduces the number and average power of interference bursts. The same conclusion applies to noise. The analysis of the graphs and the calculations performed indicate a decrease in the average dispersion of non-stationary interference and noise at the output of the circuit of the invention by at least 3 times compared to the prototype.

Отдельно оценим влияние доплеровского сдвига частоты на наличие и уровень боковых лепестков АКФ в исследуемых схемах.Let us separately estimate the effect of the Doppler frequency shift on the presence and level of the ACF side lobes in the schemes under study.

Для этого модели мгновенных значений сигналов u1(t) и u2(t), показанных на фиг. 2, для парного 8-ми элементного D-кода представим в видеFor this, the models of the instantaneous values of the signals u 1 (t) and u 2 (t) shown in FIG. 2, for a paired 8-element D-code we represent in the form

Figure 00000011
Figure 00000011

Figure 00000012
Figure 00000012

Здесь a 1n - символы из последовательности

Figure 00000013
, задаваемые соотношением (5), а a 2n - символы из последовательности
Figure 00000014
, составляющие пару; ƒ1 и ƒ2 - частоты первого и второго сигнала после их преобразования на промежуточную частоту.Here a 1n are symbols from the sequence
Figure 00000013
given by relation (5), and a 2n are symbols from the sequence
Figure 00000014
that make up a pair; ƒ 1 and ƒ 2 are the frequencies of the first and second signals after their conversion to an intermediate frequency.

Оценку проведем для случая использования сигналов (9), (10) в радиолокации с конкретными значениями необходимых параметров.We will conduct an assessment for the case of using signals (9), (10) in radar with specific values of the required parameters.

Представим частоты сигналов в следующем видеLet us represent the signal frequencies in the following form

Figure 00000015
Figure 00000015

где ƒпр - промежуточная частота, на которую преобразовываются несущие частоты сигналов ƒс1 и ƒc2, a Fд1 и Fд2 - доплеровские сдвиги частот отраженных от движущегося объекта сигналов.where ƒ pr is the intermediate frequency to which the carrier frequencies of the signals ƒ c1 and ƒ c2 are converted, and F d1 and F d2 are the Doppler shifts of the frequencies of signals reflected from a moving object.

Доплеровские смещения частот имеют видDoppler frequency shifts are

Figure 00000016
Figure 00000016

Здесь Vr - радиальная составляющая скорости объекта; с - скорость света.Here V r is the radial component of the object's velocity; c is the speed of light.

Для получения количественных оценок примем следующие значения параметров: Vr=3000 км/ч; τо=1 мкс; ƒпр=30 МГц; ƒс1=10 ГГц, ƒс2=10,1 ГГц - разнос между рабочими частотами, принят из условия использования одного тракта передачи-приема и одной антенной системы для парного сигнала.To obtain quantitative estimates, we will take the following parameter values: V r = 3000 km / h; τ about = 1 μs; ƒ pr = 30 MHz; ƒ с1 = 10 GHz, ƒ с2 = 10.1 GHz - the spacing between the operating frequencies, adopted from the condition of using one transmission-receiving path and one antenna system for a paired signal.

В этом случае найденные в соответствии с (12) значения доплеровских сдвигов, соотнесенные с промежуточной частотой, составляют: Fд1 - 0,183% от ƒпр и Fд2 - 0,187% от ƒпр.In this case, the values of the Doppler shifts found in accordance with (12), correlated with the intermediate frequency, are: F d1 - 0.183% of ƒ pr and F d2 - 0.187% of ƒ pr .

Учитывая необходимость когерентной обработки на частоте моделирования ƒ0=8 МГц, значения доплеровских сдвигов, приведенные к частоте моделирования, составляют: Fд1=1,464⋅104 Гц и Fд2=1,469⋅104 Гц.Given the need for coherent processing on the frequency modeling ƒ 0 = 8 MHz, the values of the Doppler shifts, given the frequency of simulations comprise: F g1 = 1,464⋅10 4Hz and F d2 = 1,469⋅10 4Hz.

Результаты обработки сигналов в исследуемых схемах, сформированных в соответствии с (9), (10) с учетом полученных доплеровских сдвигов частот в каналах, приведены на фиг. 9.The results of signal processing in the studied circuits, formed in accordance with (9), (10), taking into account the obtained Doppler frequency shifts in the channels, are shown in Fig. nine.

На фиг. 9,а - выходные сигналы в когерентной части известной схемы с сумматором и аналогичных блоках заявляемой схемы: 43, 44 - сигналы на выходах СФ (АКФ), 45 - на выходе сумматора прототипа и сумматора 2.1 изобретения.FIG. 9, a - output signals in the coherent part of the known circuit with an adder and similar blocks of the claimed circuit: 43, 44 - signals at the outputs of the SF (ACF), 45 - at the output of the adder of the prototype and adder 2.1 of the invention.

На фиг. 9,б представлены сигналы: 46 - на выходе прототипа, 47 - на выходе ФНЧ 5 заявляемой схемы, 48 - на выходе схемы изобретения (ограничителя на нулевом уровне 6).FIG. 9, b signals are presented: 46 - at the output of the prototype, 47 - at the output of the low-pass filter 5 of the claimed circuit, 48 - at the output of the circuit of the invention (limiter at zero level 6).

Анализ результатов обработки, приведенных на фиг. 9, показывает, что наличие доплеровского сдвига частоты приводит к появлению боковых лепестков в суммарной АКФ в известной схеме, это видно на фиг. 9,а, эпюре 45 и фиг. 9,б, эпюре 46. В то же время на выходе заявляемой схемы с блоками, реализующими пересечение, эти лепестки отсутствуют, что демонстрирует фиг. 9, эпюра 48.Analysis of the processing results shown in FIG. 9 shows that the presence of a Doppler frequency shift leads to the appearance of side lobes in the total ACF in the known scheme, as can be seen in FIG. 9, a, diagram 45 and Fig. 9, b, diagram 46. At the same time, at the output of the claimed circuit with blocks implementing the intersection, these petals are absent, as shown in Fig. 9, plot 48.

Влияние значения доплеровского сдвига на уровень боковых лепестков иллюстрируется эпюрами напряжений выходных сигналов схем на фиг. 10: на фиг. 10,а - для случая, когда значение Fд ~ 0,3% от ƒпр; на фиг. 10,б - для случая, когда значения Fд ~ 0,7% от ƒпр.The effect of the Doppler shift value on the sidelobe level is illustrated by the voltage plots of the output signals of the circuits in FIG. 10: in FIG. 10, a - for the case when the value of F d ~ 0.3% of ƒ pr ; in fig. 10, b - for the case when the values of F d ~ 0.7% of ƒ pr .

Из сравнения напряжений 49 и 51, соответствующих выходным сигналам прототипа, видны ожидаемое появление и рост уровня боковых лепестков результирующей АКФ с увеличением доплеровского сдвига. Напряжения на выходе заявляемой схемы 50 и 52 говорят об отсутствии данной зависимости в изобретении.From a comparison of voltages 49 and 51, corresponding to the output signals of the prototype, one can see the expected appearance and increase in the level of the side lobes of the resulting ACF with an increase in the Doppler shift. The voltages at the output of the claimed circuit 50 and 52 indicate the absence of this dependence in the invention.

Таким образом, важным преимуществом синтезированной схемы обработки сигналов на основе парного D-кода по сравнению с известной (прототипом) является отсутствие боковых лепестков в выходном сигнале в весьма значительном диапазоне изменения доплеровских сдвигов частоты.Thus, an important advantage of the synthesized signal processing circuit based on the paired D-code in comparison with the known (prototype) is the absence of side lobes in the output signal in a very significant range of Doppler frequency shifts.

Кроме того, синтезированная схема более помехоустойчива, что отмечалось ранее при оценке отношений математических ожиданий, дисперсий и максимумов шумовых выбросов для известной схемы к показателю синтезированной схемы.In addition, the synthesized circuit is more noise-resistant, which was noted earlier when evaluating the ratios of mathematical expectations, variances, and maximums of noise emissions for a known circuit to the indicator of the synthesized circuit.

Возможность практической реализации заявляемого устройства обработки парного D-кода следует из того, что его схема строится на типовых, известных и технологически отработанных элементах и алгоритмах. В аналоговом виде устройство может быть изготовлено на классических элементах, в основе построения которых лежит применение операционных усилителей.The possibility of practical implementation of the claimed device for processing a paired D-code follows from the fact that its scheme is based on standard, well-known and technologically proven elements and algorithms. In analog form, the device can be manufactured on classical elements, which are based on the use of operational amplifiers.

Рассмотрим возможный вариант устройства.Consider a possible device.

Согласованные с ФКМ сигналом фильтры, обозначенные на фиг. 1 цифрами 1.1 и 1.2, структурно могут быть представлены типовой схемой, указанной в источнике [Баскаков СИ. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. для вузов по спец. «Радиотехника». - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Высш. шк., 1998 - 448 с,, стр. 428, рис. 16.6]. Такой согласованный фильтр состоит из колебательного звена (высокодобротного колебательного контура) с требуемой импульсной характеристикой, многоотводной линии задержки, представляющей собой обычно волновую (распределенную) систему для сверхвысоких частот или искусственную линию в виде готовой интегральной микросхемы, фазовращателей по числу кодовых позиций принимаемой последовательности, сумматора выходных сигналов фазовращателей.The filters matched to the PCM signal, indicated in FIG. 1 in figures 1.1 and 1.2, structurally can be represented by a typical scheme indicated in the source [Baskakov SI. Radio engineering circuits and signals: Textbook. for universities on specials. "Radio engineering". - 2nd ed., Rev. and add. - M .: Higher. shk., 1998 - 448 p., p. 428, fig. 16.6]. Such a matched filter consists of an oscillatory link (high-Q oscillatory circuit) with the required impulse response, a multi-tap delay line, which is usually a wave (distributed) system for microwave frequencies or an artificial line in the form of a ready-made integrated circuit, phase shifters according to the number of code positions of the received sequence, an adder output signals of phase shifters.

Каждый элемент описанной системы реализуется, например, соответствующими схемами: колебательный контур - [Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. 12-е изд. Том II: Пер. с нем. - М.: ДМК Пресс, 2007. - 942 с., стр. 882]; многоотводная линия задержки, которую можно реализовать с помощью интегральных микросхем, представленных в источнике [URL: https://www.chipfind.ru/catalog/ic/delaylines/]; фазовращатель - [Бобровников Л.З Электроника: Учебник для вузов. 5-е изд. перераб. и доп. - СПб.: Питер, 2004. - 560 с., стр. 240, рис. 3.41,а]; сумматор - [Шустов М.А. Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. - 352 с., стр. 61, рис. 12.2].Each element of the described system is implemented, for example, by the corresponding circuits: an oscillatory circuit - [U. Titze, K. Schenk. Semiconductor circuitry. 12th ed. Volume II: Per. with him. - M .: DMK Press, 2007. - 942 p., P. 882]; multi-drop delay line, which can be implemented using integrated circuits presented in the source [URL: https://www.chipfind.ru/catalog/ic/delaylines/]; phase shifter - [Bobrovnikov LZ Electronics: Textbook for universities. 5th ed. revised and add. - SPb .: Peter, 2004 .-- 560 p., P. 240, fig. 3.41, a]; adder - [Shustov M.A. Circuitry. 500 devices on analog microcircuits. - SPb .: Nauka i Tekhnika, 2013. - 352 p., P. 61, fig. 12.2].

Сумматор, показанный на фиг. 1 блоком 2, можно построить по схеме [Шустов М.А. Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. - 352 с., стр. 61, рис. 12.2] для количества входов n=2. В том же источнике [см. там же стр. 62, рис. 12.5] приведена реализация схемы на многофункциональной микросхеме SSM2141.The adder shown in FIG. 1 block 2, you can build according to the scheme [Shustov M.A. Circuitry. 500 devices on analog microcircuits. - SPb .: Nauka i Tekhnika, 2013 .-- 352 p., P. 61, fig. 12.2] for the number of inputs n = 2. In the same source [see. ibid, p. 62, fig. 12.5] shows the implementation of the circuit on the multifunctional microcircuit SSM2141.

Вычитатели, обозначенные на фиг. 1 цифрами 3.1 и 3.2, являются вычитателями. Им соответствует принципиальная схема вычитания [Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. 12-е изд. Том II: Пер. с нем. - М.: ДМК Пресс, 2007. - 942 с.: ил., стр. 24, рис. 11.3]. Однако с точки зрения унификации, схема вычитания может быть построена с помощью суммирующей схемы, показанной в том же источнике [см. там же стр. 23, рис. 11.2].The subtractors indicated in FIG. 1 digits 3.1 and 3.2 are subtractors. They correspond to the principle of subtraction [Tietze U., Schenk K. Semiconductor circuitry. 12th ed. Volume II: Per. with him. - M .: DMK Press, 2007. - 942 p .: ill., P. 24, fig. 11.3]. However, from the point of view of unification, the subtraction circuit can be constructed using the summing circuit shown in the same source [see. ibid, p. 23, fig. 11.2].

Вычислители модуля, блоки 4.1 и 4.2 на фиг. 1, представляют собой выпрямители сигнала. Пример их построения для двухполупериодной схемы на операционных усилителях указан в источнике [Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: Пер. с англ. - Изд. 2-е. - М.: Издательство БИНОМ. - 2015. - 704 с., стр. 236, рис. 4.45].The module calculators, blocks 4.1 and 4.2 in FIG. 1 are signal rectifiers. An example of their construction for a full-wave circuit based on operational amplifiers is indicated in the source [Horowitz P., Hill W. The art of circuitry: Per. from English - Ed. 2nd. - M .: Publishing house BINOM. - 2015. - 704 p., P. 236, fig. 4.45].

Типовая схема фильтра нижних частот, показанного на фиг. 1 блоком 5, опубликована в источнике [Шустов М.А. Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. - 352 с., стр. 245, рис. 38.1], а пример ее практической реализации [см. там же стр. 246, рис. 38.2, стр. 247, рис. 38.4].A typical design of the low pass filter shown in FIG. 1 block 5, published in the source [Shustov M.A. Circuitry. 500 devices on analog microcircuits. - SPb .: Nauka i Tekhnika, 2013 .-- 352 p., P. 245, fig. 38.1], and an example of its practical implementation [see. ibid, p. 246, fig. 38.2, p. 247, fig. 38.4].

Ограничитель снизу на нулевом уровне 6 на фиг. 1 можно реализовать по типовой диодной схеме [Ибрагим К.Ф. Основы электронной техники: элементы, схемы, системы. Пер. с англ. - Изд. второе. М.: Мир, 2001. - 398 с., стр. 46, рис. 28.11] с подбором батареи для компенсации падения напряжения на диоде.The stop at the bottom at zero level 6 in FIG. 1 can be implemented according to a typical diode circuit [Ibrahim K.F. Fundamentals of electronic engineering: elements, circuits, systems. Per. from English - Ed. second. M .: Mir, 2001 .-- 398 p., P. 46, fig. 28.11] with the selection of a battery to compensate for the voltage drop across the diode.

Анализ известных решений в области обработки широкополосных сигналов на основе дополнительных последовательностей показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных блоков и их связей относительно устройства, определившим путь достижения технического результата, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».Analysis of known solutions in the field of processing broadband signals based on additional sequences shows that the claimed invention, due to the essential features in the introduced blocks and their connections relative to the device, which determined the way to achieve the technical result, does not follow for a specialist explicitly from the prior art in this subject matter. area and meets the requirement of "inventive step".

Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что дает право считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».The applicant has not found an analogue characterized by features identical to all essential features of the claimed invention. The definition of the prototype, as the closest analogue in terms of the totality of features, made it possible to identify in the claimed object, significant in relation to the technical result, distinctive features, which gives the right to consider the claimed invention satisfying the criterion of "inventive novelty".

Claims (1)

Устройство обработки парного D-кода, содержащее первый фильтр, согласованный с одной последовательностью пары D-кода, второй фильтр, согласованный с другой последовательностью пары D-кода, входы фильтров являются входами устройства, а также сумматор, отличающееся тем, что введены последовательно соединенные первый вычитатель, первый вычислитель модуля, второй вычитатель, фильтр нижних частот и ограничитель снизу на нулевом уровне, выход которого является выходом устройства, при этом выход первого согласованного фильтра соединен с объединенными первыми входами сумматора и первого вычитателя, выход второго согласованного фильтра - с объединенными вторыми входами сумматора и первого вычитателя, а также второй вычислитель модуля, вход которого соединен с выходом сумматора, а выход - со вторым входом второго вычитателя.A device for processing a paired D-code containing a first filter matched with one sequence of a D-code pair, a second filter matched with another sequence of a D-code pair, the filter inputs are the device inputs, as well as an adder, characterized in that the first subtractor, first module calculator, second subtractor, low-pass filter and lower limiter at the zero level, the output of which is the output of the device, while the output of the first matched filter is connected to the combined first inputs of the adder and the first subtractor, the output of the second matched filter is connected to the combined second inputs the adder and the first subtractor, as well as the second calculator of the module, the input of which is connected to the output of the adder, and the output to the second input of the second subtractor.
RU2020127149A 2020-08-12 2020-08-12 Paired d-code processing device RU2745843C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2020127149A RU2745843C1 (en) 2020-08-12 2020-08-12 Paired d-code processing device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2020127149A RU2745843C1 (en) 2020-08-12 2020-08-12 Paired d-code processing device

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2745843C1 true RU2745843C1 (en) 2021-04-01

Family

ID=75353174

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2020127149A RU2745843C1 (en) 2020-08-12 2020-08-12 Paired d-code processing device

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2745843C1 (en)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1675873A1 (en) * 1989-07-07 1991-09-07 Ставропольское высшее военное инженерное училище связи им.60-летия Великого Октября Generator of sequences of codes
RU2258313C1 (en) * 2004-06-15 2005-08-10 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Ульяновский государственный технический университет" System for transmitting quadruple-encoded radio signals
US20070097785A1 (en) * 2004-11-03 2007-05-03 Larry Kremer Suppressed feature waveform for modulated sonar transmission
RU2670773C9 (en) * 2017-09-22 2018-12-20 Роман Николаевич Ипанов Method of formation a set of ensembles of p-ary d-codes

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1675873A1 (en) * 1989-07-07 1991-09-07 Ставропольское высшее военное инженерное училище связи им.60-летия Великого Октября Generator of sequences of codes
RU2258313C1 (en) * 2004-06-15 2005-08-10 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Ульяновский государственный технический университет" System for transmitting quadruple-encoded radio signals
US20070097785A1 (en) * 2004-11-03 2007-05-03 Larry Kremer Suppressed feature waveform for modulated sonar transmission
RU2670773C9 (en) * 2017-09-22 2018-12-20 Роман Николаевич Ипанов Method of formation a set of ensembles of p-ary d-codes

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11567351B2 (en) Methods for computation-free wideband spectral correlation and analysis
Willsey et al. Quasi-orthogonal wideband radar waveforms based on chaotic systems
US20200011911A1 (en) High-precision frequency measuring system and method
CN103003714B (en) Radar installations
EP1834461B1 (en) Method and apparatus for differentially orthogonal modulation by using repetition time period of chirp signal
CN109471064B (en) Time modulation array direction-finding system based on pulse compression technology
US4566011A (en) Palindromic polyphase code expander-compressor
EP1521097B1 (en) Pulse compression processor
GB2460344A (en) Pulse signal transceiving device
US20090189740A1 (en) Method and system for detecting vital signs of living bodies
RU2745843C1 (en) Paired d-code processing device
EP0145056A2 (en) Digital pulse compression filter
Monsalve et al. Beurling-Selberg extremization for dual-blind deconvolution recovery in joint radar-communications
WO2014123433A1 (en) A method of and a circuit for radar signal compression
Peek Estimation and compensation of frequency sweep nonlinearity in FMCW radar
RU2621319C1 (en) Method and device for measuring distance in double-frequency nonlinear radar
RU2760560C1 (en) Optimal incoherent receiver with phase-manipulated signal
CN108761412A (en) Compressed sensing radar single goal method for parameter estimation in the case of a kind of low signal-to-noise ratio
Pishrow et al. Design of matched and mismatched filters based on peak sidelobe level minimization
RU2774436C1 (en) Apparatus for measuring the amplitude of an incoherent sequence of ultra-wideband quasi-radio signals of arbitrary waveform
US3942135A (en) Concatenated surface wave delay line correlator
RU2767317C1 (en) Signal filter with v-frequency modulation
RU2289148C1 (en) Signal detector
RU2756974C1 (en) Apparatus for detecting an incoherent sequence of ultra-wideband quasi-radio signals of arbitrary waveform
RU2797027C1 (en) Device for measuring arrival time and duration of non-coherent sequence of ultra-wideband quasi radio signals of arbitrary form