RU2742461C1 - Method of primary range-finding of pulsed-doppler rs targets with low pulse ratio of probing transmissions - Google Patents

Abstract

FIELD: physics.

SUBSTANCE: invention relates to Pulse-Doppler (PD) RS methods of primary measurements of range to detected targets. Said result is achieved by using in PD RS in addition to main linear frequency modulation (LFM) of carrier frequency of quasi-continuous signal of auxiliary high-speed intrapulse LFM quasi-continuous signal in combination with intrapulse cosine-square modulation of probing packages, and during reception and processing of additive mixture of target and interference echo signals using instead of traditional intra-period blanking of echo-signals in key mode of smoothed cosine-square their blanking, as well as intrapulse weight processing and filter compression of LFM pulses of received echo-signals for increase in their porosity during subsequent multichannel correlation-filtering processing. This provides standard for PD RS effective Doppler selection of targets on the background of PJ with preservation of possibility of their primary range finding in one or two probing cycles.

EFFECT: high noise-immunity of primary range finding of the detected single or non-resolved by the angle and speed group of range-distributed targets, which are previously detected against a background of intense passive jamming (PJ) with locally concentrated energy spectrum, for example reflections from underlying earth surface, local objects and low-speed meteorological formations.

1 cl, 8 dwg

Description

Изобретение относится к технике первичных радиолокационных измерений и, в частности, к технологиям дальностных измерений импульсно-доплеровских радиолокационных станций (РЛС) наземного (надводного) базирования при обнаружении движущихся целей на фоне узкополосных пассивных помех (ПП) и, в первую очередь, на фоне интенсивных отражений от подстилающей земной (водной) поверхности, местных предметов и малоподвижных метеообразований. Область применения предлагаемого способа - радиолокационные информационно-измерительные системы ИД типа различного назначения.The invention relates to techniques for primary radar measurements and, in particular, to technologies for long-range measurements of ground-based (surface) -based pulse-Doppler radars (radars) when moving targets are detected against the background of narrow-band passive interference (PP) and, first of all, against the background of intense reflections from the underlying earth (water) surface, local objects and inactive meteorological formations. The area of application of the proposed method is radar information-measuring systems of ID type for various purposes.

Широко известны и востребованы в практике создания радиолокационных информационно-измерительных средств, комплексов и систем импульсно-доплеровские радиолокационные станции (ИД РЛС), которые характеризуются неоднозначностью первичных измерений дальности обнаруженных целей [1…4]. Традиционно для устранения присущей для данного класса РЛС неоднозначности первичных измерений дальности требуется, в ущерб оперативности первичной дальнометрии целей, производить многократное (три и более число раз) зондирование обнаруженной цели квазинепрерывными сигналами (КНС) различной частоты повторения импульсов (ЧПИ) с последующей совместной обработкой измерений неоднозначных временных задержек целевых эхо-сигналов. Отмеченный недостаток особо проявляется при работе в условиях не разрешения по угловым координатам и скорости группы рассредоточенных по дальности целей, когда ограничены возможности межзондового отождествления отметок целей, сформированных в нескольких циклах (тактах) их зондирования сигналами разной ЧПИ. Для повышения оперативности первичной дальнометрии обнаруживаемых целей в [1…4] рассмотрен способ, основанный на использовании КНС с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) несущей частоты. Этот способ характеризуется недостаточной помехоустойчивостью в условиях маскирования целей ПП высокой интенсивности и, в первую очередь, при работе по целям с приземными трассами прохождения локационных сигналов. Отмеченный недостаток усугубляет то обстоятельство, что при использовании КНС маскирование стробируемых целевых эхо-сигналов происходит отражениями от помехоформирующих образований естественного и (или) искусственного происхождения, распределенных не только в окрестности визируемой цели, а по всей дистанции зондируемого пространства.Pulse-Doppler radar stations (ID radars), which are characterized by the ambiguity of the primary measurements of the range of detected targets [1 ... 4], are widely known and in demand in the practice of creating radar information-measuring instruments, complexes and systems. Traditionally, to eliminate the ambiguity of primary range measurements inherent for a given class of radar, it is required, to the detriment of the efficiency of primary ranging of targets, to perform multiple (three or more times) sounding of the detected target with quasi-continuous signals (SSC) of different pulse repetition rates (PRF) with subsequent joint processing of measurements ambiguous time delays of target echoes. The noted drawback is especially manifested when working under conditions of not resolving the angular coordinates and speed of a group of targets dispersed along the range, when the possibilities of interprobe identification of target marks formed in several cycles (ticks) of their probing by signals of different PRF are limited. To increase the efficiency of the primary ranging of detected targets in [1 ... 4] considered a method based on the use of a linear frequency modulation (LFM) SOS carrier frequency. This method is characterized by insufficient noise immunity in conditions of masking high-intensity PP targets and, first of all, when working on targets with surface paths of location signals. The noted disadvantage is aggravated by the fact that when using the SOS, the masking of gated target echo signals occurs by reflections from noise-generating formations of natural and (or) artificial origin, distributed not only in the vicinity of the target being sighted, but along the entire distance of the probed space.

В качестве аналогов приняты рассмотренные в [3, 4] методы двухэтапной первичной дальнометрии обнаруженных ИД РЛС целей с однозначной оценкой в обнаружительном цикле зондирования их радиальной скорости (доплеровских сдвигов целевых эхо-сигналов). Указанные методы основаны на проведении непосредственно вслед за результативным циклом обнаружения измерительного дальномерного цикла (такта) зондирования обнаруженных целей квазинепрерывным сигналом (КНС) с той же ЧПИ, но с дополнительным вводом линейной частотной модуляции (ЛЧМ) несущей частоты КНС. Ввод ЛЧМ несущей КНС позволяет реализовать первичные дальностные измерения при условии радиовидимости целей на фоне ПП и доступности получения однозначных оценок доплеровских сдвигов обнаруженных целевых эхо-сигналов, сформированных на этапе обнаружения целей и в дополнительном измерительном цикле зондирования. Согласно этим методам принятые в измерительном цикле зондирования эхо-сигналы после частотной демодуляции подвергаются многоканальной время-частотной корреляционно-фильтровой обработке с оценкой частотных сдвигов целевых эхо-сигналов, определяемых их скоростным доплеровским сдвигом и псевдодоплеровским сдвигом, обусловленным наличием временной задержки целевых эхо-сигналов с ЛЧМ несущей КНС.The methods of two-stage primary ranging of targets detected by ID radar with an unambiguous assessment in the detection cycle of probing their radial velocity (Doppler shifts of target echo signals) are adopted as analogues considered in [3, 4]. These methods are based on carrying out, immediately after the effective detection cycle, a measuring rangefinder cycle (cycle) of probing detected targets with a quasi-continuous signal (SPS) with the same PRF, but with an additional input of linear frequency modulation (LFM) of the SOS carrier frequency. The input of the chirp of the CNS carrier allows the implementation of primary long-range measurements, provided that the radio visibility of the targets against the background of the PP and the availability of obtaining unambiguous estimates of the Doppler shifts of the detected target echo signals formed at the stage of target detection and in the additional measuring cycle of sensing. According to these methods, the echo signals received in the measuring cycle of sounding after frequency demodulation are subjected to multichannel time-frequency correlation-filter processing with an estimate of the frequency shifts of the target echo signals determined by their velocity Doppler shift and pseudo-Doppler shift due to the presence of a time delay of the target echo signals with LFM carrier CNS.

Как отмечено в [4], рассмотренные методы обладают невысокой помехоустойчивостью, а также наличием непросматриваемых «слепых» участков дальности не только по причине бланкирования приемника на время работы передатчика ИД РЛС, но и по причине маскирующего влияния ПП в пределах «слепых» частотных участков (частотных «мертвых» зон) анализируемого диапазона доплеровских и псевдодоплеровских частотных сдвигов целевых эхо-сигналов (целевой эхо-сигнал). Это вынуждает производить дополнительные зондирования обнаруженных целей, что, как следствие, снижает оперативность первичной дальнометрии целей.As noted in [4], the considered methods have low noise immunity, as well as the presence of blind “blind” range sections not only due to blanking of the receiver during the operation of the radar ID transmitter, but also due to the masking effect of PP within the “blind” frequency sections ( frequency "dead" zones) of the analyzed range of Doppler and pseudo-Doppler frequency shifts of target echo signals (target echo signal). This forces additional probing of detected targets, which, as a result, reduces the efficiency of primary target ranging.

В [5] рассмотрен принятый в качестве прототипа метод двухэтапной первичной дальнометрии обнаруженной цели с однозначной оценкой в обнаружительном цикле (такте) зондирования ее радиальной скорости (доплеровского сдвига) и неоднозначной дальности (временной задержки). Указанный метод также основан на проведении непосредственно вслед за результативным циклом обнаружения измерительного дальномерного цикла зондирования обнаруженной цели с использованием КНС с параметрами (ЧПИ и крутизной ЛЧМ несущей частоты), определяемых доплеровским сдвигом обнаруженного целевого эхо-сигнала (ЦЭС). Согласно этому методу принятую аддитивную смесь целевого и помеховых эхо-сигналов в измерительном цикле зондирования после частотной демодуляции подвергаются многоканальной корреляционно-фильтровой обработке в расширенной частотной полосе на равно-интервальном ряде частот с однозначной оценкой частотного сдвига повторно обнаруженного ЦЭС.In [5], adopted as a prototype, the method of two-stage primary ranging of a detected target with an unambiguous assessment in the detection cycle (cycle) of probing its radial velocity (Doppler shift) and ambiguous range (time delay) is considered. This method is also based on carrying out, immediately after the effective detection cycle, a measuring rangefinder cycle of probing the detected target using the SPS with the parameters (PRI and the chirp slope of the carrier frequency) determined by the Doppler shift of the detected target echo signal (TEC). According to this method, the received additive mixture of the target and interference echo signals in the measuring cycle of probing after frequency demodulation is subjected to multichannel correlation filter processing in an extended frequency band at an equal-interval frequency range with an unambiguous estimate of the frequency shift of the re-detected DSE.

При использовании КНС малой скважности, что особо характерно для ИД РЛС с активными фазированными антенными решетками либо твердотельными радиопередающими устройствами, для которых характерны ограниченные возможности использования КНС с высокой скважностью зондирующих посылок (свыше 10…15 единиц) [6], указанный метод не позволяет реализовать потенциальные возможности скоростной селекции целей на фоне ПП рассматриваемого типа. Это обусловлено далее рассмотренным фактором скашивания (наклонения) локальных максимумов ФН КНС при вводе ЛЧМ его несущей частоты [5, 7]. Негативное проявление отмеченного фактора обуславливает расширение помеховых максимумов энергетического спектра ПП на выходе селектора движущихся целей (СДЦ) с одновременным сужением свободной от ПП поисковой частотной полосы. Как следствие:When using the SPS with a low duty cycle, which is especially typical for ID radars with active phased antenna arrays or solid-state radio transmitting devices, which are characterized by limited possibilities of using SPS with a high duty cycle of sounding parcels (over 10 ... 15 units) [6], this method does not allow implementing potential possibilities of high-speed target selection against the background of the SP of the considered type. This is due to the further considered factor of canting (inclination) of the local maxima of the FN of the SOS when entering the chirp of its carrier frequency [5, 7]. The negative manifestation of the noted factor causes the expansion of the interference maxima of the SP energy spectrum at the output of the moving target selector (MTS) with a simultaneous narrowing of the search frequency band free from the SP. Consequently:

возрастает маскирующее влияние ПП на ЦЭС при его допоиске и повторном обнаружении в измерительном цикле зондирования, так как сокращается его частотная отстройка от скатных участков огибающей спектральной плотности недокомпенсированной ПП;the masking effect of the SP on the CES increases when it is searched for and re-detected in the measuring cycle of probing, since its frequency detuning from the sloping sections of the envelope of the spectral density of the undercompensated SP is reduced;

ужесточается требование к позиционированию доплеровской частоты ЦЭС в центральной области поисковой частотной полосы, выполнение которого с использованием низкоточных единичных измерений доплеровских сдвигов ЦЭС на этапе обнаружения целей затруднительно.the requirement for positioning the Doppler frequency of the CES in the central region of the search frequency band is becoming more stringent, the implementation of which with the use of low-current single measurements of the Doppler shifts of the CES at the stage of target detection is difficult.

Технической задачей, решаемой предлагаемым способом, является повышение помехоустойчивости ИД РЛС при первичной дальнометрии одиночных целей либо не разрешаемых по углу и скорости распределенных по дальности группы целей на фоне одномодовой ПП при использовании ИД РЛС зондирующих посылок малой скважности.The technical problem solved by the proposed method is to increase the noise immunity of the radar ID during the primary ranging of single targets or not resolvable in angle and speed of the group of targets distributed over the range against the background of a single-mode PP when using the ID radar of sounding parcels of low duty cycle.

Техническим результатом, обеспечивающим решение поставленной технической задачи, является минимизация маскирования ЦЭС помеховыми, обусловленного скашиванием локальных максимумов ФН КНС малой скважности при использовании ЛЧМ его несущей частоты. Отмеченный технический результат достигается применением:The technical result, which ensures the solution of the technical problem posed, is to minimize the masking of the CES by noise, due to the canting of the local maxima of the FN of the low duty cycle when using the chirp of its carrier frequency. The noted technical result is achieved by using:

вспомогательной внутриимпульсной линейной частотной модуляции излучаемых импульсов КНС, крутизна (скорость) которой существенно превосходит крутизну основной ЛЧМ модуляции несущей частоты по всей пачке КНИ;auxiliary intra-pulse linear frequency modulation of the emitted SOS pulses, the steepness (speed) of which significantly exceeds the steepness of the main chirp modulation of the carrier frequency throughout the SOI packet;

внутриимпульсной косинус-квадратной амплитудной модуляции излучаемых импульсов КНС;intra-pulse cosine-square amplitude modulation of the emitted pulses of the SOS;

косинус-квадратной весовой обработки принимаемых эхо-сигналов при бланкировании приемника ИД РЛС на время излучения зондирующих посылок;cosine-square weight processing of the received echo signals when blanking the receiver ID of the radar for the duration of the emission of sounding messages;

внутриимпульсной косинус-квадратной весовой обработки принимаемых эхо-сигналов.intra-pulse cosine-square weighting of received echo signals.

Применение КНС с указанной внутриимпульсной амплитудной и вспомогательной частотной модуляцией, а также дополнительно введенных в процесс приема и обработки аддитивной смеси целевых и помеховых эхо-сигналов новых операций позволяет минимизировать деструктивное скашивание локальных максимумов их ФН до пренебрежимо малого уровня, а также повысить разрешающую способность ИД РЛС по дальности.The use of a SOS with the specified intra-pulse amplitude and auxiliary frequency modulation, as well as additionally introduced into the process of receiving and processing an additive mixture of target and interference echo signals of new operations, allows minimizing the destructive canting of the local maxima of their FN to a negligible level, as well as increasing the resolution of the radar ID by range.

Указанный технический результат и, как следствие, решение поставленной технической задачи достигается тем, что на подготовительном временном интервале работы ИД РЛС производят снятие помеховой карты мешающих отражений с оценкой в каждом угловом направлении рабочего сектора энергетического дальностно-скоростного распределения ПП, по данным помеховой карты определяют помехонасыщенные сектора с узкополосным энергетическим спектром ПП и уточняют параметры применяемых в этих секторах зондирующих локационных сигналов и характеристик их приема и обработки, в процессе поиска и обнаружения целей в угловых направлениях, характеризуемых наличием интенсивных ПП, n-кратно формируют и направленно излучают регулярные КНС различной высокой ЧПИ, принимают в паузах работы передатчика РЛС целевые и помеховые эхо-сигналы с последующей их многоканальной по дальности и скорости корреляционно-фильтровой время-частотной обработкой, в результативном цикле цели на фоне узкополосных ПП производят измерения время-частотных параметров обнаруженного ЦЭС с оценкой его однозначного доплеровского и неоднозначного временного сдвигов, затем производят дальностно-измерительный цикл зондирования обнаруженной цели с использованием КНС с ЛЧМ несущей частоты, причем в дальностно-измерительном цикле зондирования принимаемую аддитивную смесь целевых и помеховых эхо-сигналов подвергают частотной демодуляции и многоканальной время-частотной корреляционно-фильтровой обработке, повторно обнаруживают целевой эхо-сигнал (ЦЭС), измеряют уровни мощности превысивших порог обнаружения локальных максимумов обнаруженного ЦЭС, а также его однозначный частотный и неоднозначный временной сдвиг, после чего производят идентификацию главного максимума обнаруженного ЦЭС и оценку его однозначного временного сдвига с последующим его пересчетом в оценку дальности обнаруженной цели отличающийся тем, что в измерительном цикле зондирования обнаруженной цели при формировании излучаемых радиоимпульсов КНС в соответствии с (1) производят их внутриимпульсную амплитудную косинус-квадратную и вспомогательную линейную частотную модуляцию, а в процессе приема и обработки эхо-сигналов последние после частотной демодуляции с использованием гетеродинного сигнала с линейной частотной модуляцией, согласованной с основной линейной частотной модуляцией всей пачки импульсов излучаемого КНС, подвергают согласно (2) внутрипериодному косинус-квадратному весовому бланкированию и далее, согласно (3), внутриимпульсной косинус-квадратной весовой обработке и фильтровому сжатию импульсов с вспомогательной ЛЧМ модуляцией с последующей их многоканальной время-частотной обработкойThe specified technical result and, as a consequence, the solution of the technical problem posed is achieved by the fact that on the preparatory time interval of the radar ID operation, an interference map of interfering reflections is taken with an estimate in each angular direction of the working sector of the energy range-speed distribution of the SP, according to the interference map, noise-saturated sectors with a narrow-band energy spectrum of the SP and specify the parameters of the probing location signals used in these sectors and the characteristics of their reception and processing, in the process of searching and detecting targets in angular directions, characterized by the presence of intense SPs, they form and directionally emit regular SOS of various high PRI , during the pauses of the radar transmitter operation, target and interference echo signals are received, followed by their multichannel in range and speed correlation-filter time-frequency processing, in the effective target cycle against the background of narrow-band PPs, time is measured -frequency parameters of the detected CES with an assessment of its unambiguous Doppler and ambiguous time shifts, then a range-measuring cycle of sensing the detected target is performed using a SOS with a chirp of the carrier frequency, and in the range-measuring cycle of sounding, the received additive mixture of target and interference echo signals is subjected to a frequency demodulation and multichannel time-frequency correlation-filter processing, re-detect the target echo signal (TEC), measure the power levels exceeding the detection threshold of local maxima of the detected DEC, as well as its unambiguous frequency and ambiguous time shift, after which the main maximum of the detected DEC is identified and an assessment of its unambiguous time shift with its subsequent recalculation into an estimate of the range of a detected target, characterized in that in the measuring cycle of sensing a detected target during the formation of radiated radio pulses of the SPS in accordance with (1) Their intrapulse amplitude cosine-square and auxiliary chirp modulation are performed, and in the process of receiving and processing echo signals, the latter, after frequency demodulation using a heterodyne chirp signal, matched with the main chirp of the entire burst of pulses emitted by the SOS, are subjected according to ( 2) intra-period cosine-square weight blanking and then, according to (3), intra-pulse cosine-square weight processing and filter pulse compression with auxiliary chirp modulation followed by their multichannel time-frequency processing

где U_s(t) - излучаемый ИД РЛС КНС с внутриимпульсной косинус-квадратной амплитудной и ЛЧМ несущей частоты;where U _s (t) is the radiated ID of the radar station with an intra-pulse cosine-square amplitude and chirp of the carrier frequency;

U_Б(t) - функция временной вариации коэффициента передачи схемы весового бланкирования недокомпенсированных циркулятором излучаемых импульсов КНС и принимаемых эхо-сигналов;U _B (t) is the function of the temporal variation of the transmission coefficient of the weight blanking circuit under-compensated by the circulator of the radiated pulses of the SPS and the received echo signals;

- ректанг-функция для представления периодической последовательности импульсов прямоугольной формы единичной высоты и длительностью τ_и.

- rectang function for representing a periodic sequence of rectangular pulses of unit height and duration τ _and .

где k - нумерация импульсов КНС;where k is the numbering of the SPS pulses;

τ_И - длительность импульсов КНС;τ _И is the duration of the SPS pulses;

N - половинное число периодов следования импульсов КНС во временном окне его время-частотной обработки;N - half the number of pulse repetition periods of the SPS in the time window of its time-frequency processing;

ƒ_НО - несущая частота излучаемого КНС;ƒ _NO - carrier frequency of the radiated SPS;

β_П - крутизна ЛЧМ несущей частоты всей пачки импульсов КНС без учета его дополнительной внутриимпульсной частотной модуляции;β _P is the slope of the chirp of the carrier frequency of the entire SOS pulse train without taking into account its additional intra-pulse frequency modulation;

β_И - крутизна дополнительной внутриимпульсной модуляции несущей частоты КНС без учета ЛЧМ несущей частоты всей пачки импульсов КНС;β _И is the slope of the additional intra-pulse modulation of the SOS carrier frequency without taking into account the chirp of the carrier frequency of the entire SOS pulse train;

где Т_П, F_П - соответственно период и ЧПИ КНС;where T _P , F _P - respectively the period and SIP of the SPS;

- оценка однозначно измеренного доплеровского сдвига ЦЭС, полученная в обнаружитель ном цикле зондирования;

- an estimate of the unambiguously measured Doppler shift of the CES obtained in the detection cycle of sounding;

р=1, 2, 3, … - целочисленный параметр выбора ЧПИ КНС;p = 1, 2, 3,… - integer parameter for selecting the PRI of the SPS;

h_п - скважность излучаемой пачки импульсов КНС;h _p - duty cycle of the emitted pulse train of the pump station;

- скважность импульсов КНС после их сжатия, при которой обеспечивается допустимое снижение эффективности СДЦ с вводом ЛЧМ несущей частоты КНС;

- the duty cycle of the SPS pulses after their compression, at which an admissible decrease in the efficiency of the SDC is provided with the input of the chirp of the carrier frequency of the SPS;

ϕ_Н - начальная фаза высокочастотного заполнения излучаемого КНС.ϕ _Н - the initial phase of the high-frequency filling of the emitted SOS.

x_фс(t) - сигнал на выходе фильтра сжатия ЛЧМ импульсов КНС;x _fs (t) - signal at the output of the compression filter for chirp pulses of the SPS;

x(t') - сигнал на входе фильтра сжатия ЛЧМ импульсов КНС;x (t ') - signal at the input of the compression filter for chirp pulses of the SPS;

- зеркальная импульсная характеристика фильтра сжатия ЛЧМ импульсов КНС

- mirror impulse response of the filter for compression of chirp pulses of the SPS

Ψ_Н - начальная фаза принятого КНС на второй промежуточной частоте.Ψ _N - the initial phase of the received SPS at the second intermediate frequency.

Введение в прототип отмеченных выше отличий позволяет в измерительных циклах зондирования практически исключить скашивание локальных максимумов функции неопределенности (ФН) КНС. Как следствие, в частотной зоне допоиска предварительно обнаруженных и оцененных по скорости радиального перемещения целей обеспечивается восстановление эффективности подавления ПП с сохранением необходимых для однозначной дальнометрии целей эффективности их допоиска в измерительном цикле зондирования, возможности временного разрешения и выделения главных максимумов профильтрованных ЦЭС.The introduction of the above-mentioned differences into the prototype makes it possible to practically exclude the canting of the local maxima of the uncertainty function (FN) of the SOS in the measuring cycles of sounding. As a result, in the frequency zone of additional search for previously detected and estimated by the speed of radial movement of targets, the recovery of the efficiency of suppression of SPs is ensured, while maintaining the efficiency of their additional search in the measuring cycle of sounding, the possibility of temporal resolution and separation of the main maxima of the filtered CES, necessary for unambiguous ranging of targets.

Предлагаемое техническое нововведение позволяет достичь указанный выше технический результат, состоящий в повышении помехоустойчивости ИД РЛС при решении задачи первичной дальнометрии одиночных целей либо не разрешаемых по угловым координатам и скорости распределенных по дальности групповых целей с использованием КНС малой скважности.The proposed technical innovation makes it possible to achieve the above technical result, which consists in increasing the noise immunity of the radar ID when solving the problem of primary ranging of single targets or not resolved in angular coordinates and speed of group targets distributed over the range using a low duty cycle SPS.

Изобретение поясняется рисунками, представленными на фиг. 1…8, раскрывающими принципы параметрической оптимизации КНС, физику и закономерности линейно-сдвиговой деформации ФН КНС (скашивания их локальных максимумов) при вводе ЛЧМ несущей частоты.The invention is illustrated by the drawings shown in FIG. 1 ... 8, revealing the principles of parametric optimization of the SOS, the physics and patterns of linear-shear deformation of the FN SOS (canting of their local maxima) when entering the chirp of the carrier frequency.

На фиг. 1 приведены контуры областей высокой корреляции модифицированной двумерной функции неопределенности КНС с оптимизированными в соответствии с прототипом [5] параметрами модуляции для различных значений скважности импульсов. Под модифицированной функцией неопределенности КНС следует понимать функцию взаимной корреляции ограниченного по времени исходного КНС с варьируемым время-частотным сдвигом и его копии с фиксированным нулевым время-частотным сдвигом и неограниченным числом импульсов [4].FIG. 1 shows the contours of the regions of high correlation of the modified two-dimensional uncertainty function of the SOS with the modulation parameters optimized in accordance with the prototype [5] for different values of the pulse duty cycle. The modified uncertainty function of the SOS should be understood as the cross-correlation function of the time-limited original SOS with a variable time-frequency shift and its copy with a fixed zero time-frequency shift and an unlimited number of pulses [4].

где U_кнс(t) - регулярная последовательность импульсов КНС не ограниченной длительности;where U _kns (t) is a regular sequence of SPS impulses of unlimited duration;

N - половинное число периодов следования импульсов КНС во временном окне взаимной корреляционной (время-частотной) обработки КНС;N - half the number of pulse repetition periods of the CNS in the time window of the mutual correlation (time-frequency) processing of the CNS;

τ - временной сдвиг КНС относительно его опорной копии.τ is the time shift of the SOS relative to its reference copy.

На фиг. 2 приведены графики функции, характеризующей реализуемую ИД РЛС частотно-скоростную избирательность (графики Q-функций КНС [8, 9]) при N=100, длительности пачки 5 мс и весовой обработке по пачке Дольфа-Чебышева (-80 дБ);FIG. 2 shows the graphs of the function that characterizes the frequency-speed selectivity implemented by the radar ID (graphs of the Q-functions of the CNS [8, 9]) at N = 100, the burst duration is 5 ms and the weight processing by the Dolph-Chebyshev burst (-80 dB);

На фиг. 2 цифрами обозначены:FIG. 2 numbers indicate:

1 - Q-функция КНС со скважностью h=20 в отсутствии ЛЧМ модуляции;1 - Q-function of the SPS with a duty cycle h = 20 in the absence of chirp modulation;

2…5 - Q-функции КНС с ЛЧМ несущей при использовании оптимизированного в соответствии с прототипом КНС рассматриваемого типа при скважности импульсов КНС h=20, 10, 5 и 3 соответственно.2 ... 5 - Q-functions of the SPS with the LFM carrier when using optimized in accordance with the prototype SPS of the type under consideration with the duty cycle of SOS pulses h = 20, 10, 5 and 3, respectively.

На фиг. 3 приведен линейный закон основной линейной частотной модуляции (ЛЧМ) всей пачки радиоимпульсов КНС (пунктир) и вспомогательной внутриимпульсной ЛЧМ (сплошная линия).FIG. 3 shows the linear law of the basic linear frequency modulation (LFM) of the entire packet of radio pulses of the SOS (dotted line) and the auxiliary intra-pulse LFM (solid line).

На фиг. 4 приведены графики весовых функций, в соответствии с которыми производится амплитудная (весовая) косинус-квадратная модуляция импульсов КНС в процессе их излучения в эфир (фиг. 4а), при внутрипериодном весовом бланкировании зондирующих посылок и принимаемых эхо-сигналов (фиг. 4б) и, наконец, при косинус-квадратной весовой обработке импульсов принимаемых эхо-сигналов (фиг. 4г).FIG. 4 shows the graphs of the weight functions, in accordance with which the amplitude (weight) cosine-square modulation of the SOS pulses is performed during their emission into the air (Fig.4a), with the intraperiod weight blanking of the probing messages and the received echo signals (Fig.4b) and and finally, with cosine-square weighting of the pulses of the received echo signals (Fig. 4d).

На фиг. 5 приведены контуры областей высокой корреляции двумерной ФН одиночного радиоимпульса длительностью 1 мкс с ЛЧМ при β_И=10¹³ Гц/с в отсутствии (фиг. 5а) и при наличии внутриимпульсной косинус-квадратной весовой обработки (фиг. 5б).FIG. 5 shows the contours of the regions of high correlation of a two-dimensional FN of a single radio pulse with a duration of 1 μs with a chirp at β _I = 10 ¹³ Hz / s in the absence (Fig. 5a) and in the presence of intra-pulse cosine-square weighting (Fig. 5b).

На фиг. 6 приведены результаты компьютерных расчетов модифицированной ФН КНС, иллюстрирующей эффект нейтрализации деструктивного скашивания локальных максимумов ФН КНС при использовании внутриимпульсной амплитудно-весовой и вспомогательной высокоскоростной линейной частотной модуляции несущей частоты КНС при β_И=10¹³ Гц/с, N=100, h=5, Ts=5 мс при применении весовой обработке по пачке Дольфа-Чебышева (-80 дБ).FIG. 6 shows the results of computer calculations of the modified FN SOS, illustrating the effect of neutralizing the destructive canting of local maxima of the SOS FN when using intra-pulse amplitude-weight and auxiliary high-speed linear frequency modulation of the SOS carrier frequency at β _И = 10 ¹³ Hz / s, N = 100, h = 5 , Ts = 5 ms when using the Dolph-Chebyshev burst weighting (-80 dB).

На фиг. 7 приведены графики функции, характеризующей реализуемую ИД РЛС частотно-скоростную избирательность (графики Q-функций КНС [8, 9]) при N=100, длительности пачки 5 мс, скважности импульсов КНС h=20, 10, 5 и 3 соответственно, внутриимпульсной амплитудной модуляции по косинус-квадратному закону и весовой обработке по пачке Дольфа-Чебышева (-80 дБ).FIG. 7 shows the graphs of the function characterizing the frequency-speed selectivity implemented by the radar ID (graphs of the Q-functions of the SPS [8, 9]) at N = 100, the burst duration of 5 ms, the duty cycle of the SPS h = 20, 10, 5 and 3, respectively, intra-pulse amplitude modulation according to the cosine-square law and weight processing according to the Dolph-Chebyshev packet (-80 dB).

На фиг. 7 цифрами обозначены:FIG. 7 numbers indicate:

1 - Q-функция КНС1 - Q-function of the CNS

2…5 - Q-функции КНС с вспомогательной высокоскоростной внутриимпульсной ЛЧМ несущей β_И=10¹³ Гц/с, при использовании оптимизированного в соответствии с прототипом КНС рассматриваемого типа также при скважности h=20, 10, 5 и 3 соответственно.2 ... 5 - Q-functions of the SPS with an auxiliary high-speed intra-pulse chirp carrier β _И = 10 ¹³ Hz / s, when using the SPS of the type under consideration, optimized in accordance with the prototype, also with a duty cycle h = 20, 10, 5 and 3, respectively.

На фиг. 8 приведена укрупненная блок-схема ИД РЛС, в которой предусмотрено использование КНС с внутриимпульсной весовой и вспомогательной высокоскоростной ЛЧМ несущей частоты.FIG. 8 shows an enlarged block diagram of the radar ID, which provides for the use of an SOS with an intra-pulse weight and an auxiliary high-speed chirp of the carrier frequency.

На фиг. 8 приняты следующие числовые обозначения функциональных элементов ИД РЛС, которые, за исключением дополнительно введенных новых элементов, соответствуют прототипу:FIG. 8, the following numerical designations of the functional elements of the radar ID are adopted, which, with the exception of the additionally introduced new elements, correspond to the prototype:

1 - антенна;1 - antenna;

2 - циркулятор;2 - circulator;

3 - оконечный выходной СВЧ усилитель мощности (ВУМ) зондирующих посылок;3 - terminal output microwave power amplifier (AMP) of probing parcels;

4 - импульсный модулятор;4 - pulse modulator;

5 - формирователь монохромного СВЧ гетеродинного сигнала;5 - generator of monochrome microwave heterodyne signal;

6 - высокостабильный генератор опорной частоты;6 - highly stable reference frequency generator;

7 - формирователь импульсов запуска передатчика (ИЗП);7 - transmitter trigger pulse former (IZP);

8 - многоотводная цифровая линия задержки (ЦЛЗ);8 - multi-tap digital delay line (TsLZ);

9 - схема бланкирования радиоприемника на время излучения зондирующих посылок КНС;9 is a diagram of the blanking of a radio receiver for the duration of the emission of sounding parcels of the SPS;

10 - широкополосный усилитель высокой частоты (УВЧ);10 - broadband high frequency amplifier (UHF);

11.1 - 11.2h_Ф - схемы стробирования принимаемых эхо-сигналов, управляемые импульсами прямоугольной формы;11.1 - 11.2h _Ф - gating circuits of received echo signals, controlled by rectangular pulses;

12.1…12.2h_Ф - полосно-пропускающие фильтры (ППФ) второй промежуточной частоты (ПЧ);12.1… 12.2h _Ф - bandpass filters (BPF) of the second intermediate frequency (IF);

13.1…13.2h_Ф - режекторные фильтры (РФ) сигналов нулевой доплеровской частоты;13.1… 13.2h _Ф - notch filters (RF) for signals of zero Doppler frequency;

14.1…14.2h_Ф - узкополосные главные усилители сигналов второй промежуточной частоты (УПЧ);14.1 ... 14.2h _Ф - narrow-band main amplifiers of signals of the second intermediate frequency (IFA);

15.1…15.2h_Ф - аналого-цифровые преобразователи (АЦП);15.1… 15.2h _Ф - analog-to-digital converters (ADC);

16.1…16.2h_Ф - буферные оперативные запоминающие устройства (ОЗУ);16.1… 16.2h _F - buffer random access memory (RAM);

17.1…17.2h_Ф - сигнальные процессоры быстрого преобразования Фурье (БПФ);17.1… 17.2h _Ф - signal processors of fast Fourier transform (FFT);

18 - блок первичной обработки информации (ПОИ);18 - block of primary information processing (POI);

19 - блок вторичной обработки информации (ВОИ);19 - block of secondary information processing (VOI);

20 - цифровой вычислительный комплекс (ЦВК);20 - digital computing complex (CVC);

21 - синхронизатор;21 - synchronizer;

22 - формирователь частотно-модулированного КНС на первой промежуточной частоте приемника ИД РЛС и ЛЧМ гетеродинного сигнала;22 - shaper frequency modulated SOS at the first intermediate frequency of the receiver ID of the radar and chirp of the heterodyne signal;

23 - повышающий частотный преобразователь в составе передатчика;23 - boost frequency converter as part of the transmitter;

24 - перестраиваемый полосно-пропускающий фильтр (ППФ);24 - tunable band-pass filter (BPF);

25 - цифровой синтезатор сигналов косинус квадратной амплитудно-весовой внутриимпульсной модуляции КНС;25 - digital synthesizer of cosine square amplitude-weight intrapulse modulation SPS;

26 - цифровой амплитудный модулятор (многоразрядный цифровой аттенюатор) в составе передатчика ИД РЛС;26 - digital amplitude modulator (multi-bit digital attenuator) as part of the ID radar transmitter;

27 - первый частотный преобразователь в составе приемника;27 - the first frequency converter as part of the receiver;

28 - полосовой фильтр первой промежуточной частоты;28 - bandpass filter of the first intermediate frequency;

29 - усилитель сигналов первой промежуточной частоты;29 - amplifier of signals of the first intermediate frequency;

30 - второй преобразователь в составе приемника;30 - the second converter as part of the receiver;

31 - полосовой фильтр второй промежуточной частоты;31 - bandpass filter of the second intermediate frequency;

32 - усилитель сигналов второй промежуточной частоты;32 - amplifier of signals of the second intermediate frequency;

33 - схема вспомогательного весового бланкирования излучаемых зондирующих посылок и принимаемых эхо-сигналов;33 is a diagram of the auxiliary weight blanking of emitted sounding bursts and received echo signals;

34 - фильтр сжатия ЛЧМ импульсов КНС с учетом внутриимпульсной косинус-квадратной весовой обработки.34 - filter for compression of chirp pulses of the SPS, taking into account intra-pulse cosine-square weighting.

Решение поставленной технической задачи обеспечивается повышением скважности подвергаемых стробированию импульсов профильтрованного КНС за счет применения выше перечисленных следующих операций:The solution to the technical problem posed is ensured by increasing the duty cycle of the filtered SPS pulses subjected to gating by applying the above listed operations:

ввода в излучаемый КНС с основной линейной, в соответствии с прототипом, модуляцией несущей частоты всей пачки радиоимпульсов внутриимпульсной амплитудной косинус-квадратной и вспомогательной ЛЧМ высокоскоростной ЛЧМ;inputting into the emitted SOS with the main linear, in accordance with the prototype, modulation of the carrier frequency of the entire burst of radio pulses with an intra-pulse amplitude cosine-square and auxiliary chirp high-speed chirp;

вспомогательного внутрипериодного также косинус-квадратного весового бланкирования принимаемых эхо-сигналов;auxiliary intraperiodic also cosine-square weight blanking of the received echo signals;

внутриимпульсной косинус-квадратной весовой обработки и фильтрового сжатия ЛЧМ импульсов принимаемых эхо-сигналов после их частотной демодуляции;intra-pulse cosine-square weighting and filter compression of the chirp of the received echo signals after their frequency demodulation;

стробирования подвергнутых фильтровому сжатию ЛЧМ импульсов принимаемых эхо-сигналов с использованием сигналов стробирования традиционной прямоугольной формы.gating the filtered chirp pulses of the received echoes using conventional rectangular gating signals.

Физика процесса нейтрализации негативного влияния эффекта скашивания базируется на известных положениях теории синтеза, обработки и время-частотного анализа локационных сигналов.The physics of the process of neutralizing the negative influence of the bevelling effect is based on the known provisions of the theory of synthesis, processing, and time-frequency analysis of location signals.

На фиг. 1, 2 приведены графики, поясняющие деструктивное влияние фактора скашивания локальных максимумов модифицированной ФН КНС с ЛЧМ на помехоустойчивость ИД РЛС в процессе первичной дальнометрии обнаруживаемых целей иллюстрирующие:FIG. Figures 1, 2 show graphs explaining the destructive effect of the canting factor of the local maxima of the modified FN SOS with chirp on the noise immunity of the radar ID during the primary ranging of detected targets, illustrating:

наклонно-сдвиговую реконфигурацию двумерной ФН КНС с оптимизированными в соответствии с прототипом параметрами ЛЧМ модуляции КНС для различных значений скважности его импульсов;oblique-shift reconfiguration of a two-dimensional FN of the SPS with the parameters of the LFM modulation of the SPS optimized in accordance with the prototype for various values of the duty cycle of its pulses;

динамику ухудшения качества частотно - скоростной селекции ЦЭС на фоне ПП при использовании КНС рассматриваемого типа также для различных значений скважности в отсутствии (сплошная) и при наличии ЛЧМ их несущей (пунктирная).the dynamics of deterioration in the quality of frequency - speed selection of the CES against the background of the PP when using a SPS of the type under consideration also for different values of the duty cycle in the absence (solid) and in the presence of a chirp of their carrier (dashed).

Из приведенных на фиг. 1, 2 графиков следует, что с уменьшением скважности КНС, сопровождаемое увеличением длительности импульсов при фиксированном их периоде, происходит:From those shown in FIG. 1, 2 of the graphs it follows that with a decrease in the duty cycle of the pump station, accompanied by an increase in the duration of the pulses with a fixed period, the following occurs:

сокращение просвета между квазиленточной помехонасыщенной время-частотной областью и квазиленточной областью локализации скошенных локальных максимумов ФН КНС;reduction of the gap between the quasi-band noise-saturated time-frequency region and the quasi-band region of localization of the skewed local maxima of the CNS FN;

сужение квазиленточной области, которую не пересекают скошенные локальные максимумы ФН КНС.narrowing of the quasi-band region, which is not crossed by the canted local maxima of the SOS FN.

По этой причине происходит аналогичное сужение и уменьшение глубины провальной области Q-функции [8, 9], которое объясняет причину снижения эффективности СДЦ. Отсюда следует недоступная для прототипа обеспеченность равнозначного качества доплеровской селекции целевых эхо-сигналов на фоне помеховых отражений в отсутствии и при наличии ЛЧМ несущей КНС при малой скважности менее 6…8 единиц.For this reason, there is a similar narrowing and a decrease in the depth of the dip region of the Q-function [8, 9], which explains the reason for the decrease in the efficiency of the SDC. Hence, the provision of an equivalent quality of Doppler selection of target echo signals against the background of interfering reflections in the absence and in the presence of the chirp of the carrier of the SPS with a low duty cycle of less than 6 ... 8 units follows, inaccessible to the prototype.

По результатам анализа возможных решений задачи устранения отмеченного снижения качества СДЦ установлено, что ее эффективным решением является максимизация скважности подвергаемых корреляционно-фильтровой обработке импульсов принимаемых эхо-сигналов. Такая возможность представляется при вводе в прототип операций вспомогательной высокоскоростной внутриимпульсной ЛЧМ и внутриимпульсного фильтрового сжатия принимаемых эхо-сигналов после их частотной демодуляции. Однако, как показали числовые модельные эксперименты, для устранения рассматриваемых деструктивных процессов ввод указанных операций недостаточен. Это обусловлено тем, что в процессе бланкирования и стробирования принимаемых сигналов значительная часть помеховых эхо-сигналов подвержена укорачиванию (усечению) их длительности. Процесс укорочения длительности импульсов КНС сопровождается двумя деструктивными явлениями:Based on the results of the analysis of possible solutions to the problem of eliminating the noted decrease in the quality of the SDC, it was found that its effective solution is to maximize the duty cycle of the pulses of received echo signals subjected to correlation-filter processing. Such a possibility appears when the auxiliary high-speed intrapulse chirp and intrapulse filter compression of the received echo signals are introduced into the prototype after their frequency demodulation. However, as shown by numerical model experiments, to eliminate the considered destructive processes, the introduction of these operations is insufficient. This is due to the fact that in the process of blanking and strobing the received signals, a significant part of the interference echo signals is subject to shortening (truncation) of their duration. The process of shortening the SOS pulse duration is accompanied by two destructive phenomena:

расфокусированием сигналов сжатия ЛЧМ импульсов КНС;defocusing the signals of the chirp compression of the SOS pulses;

частотного сдвига локальных максимумов сигналов сжатия пропорционально длительности бланкированной (усеченной) части исходных принимаемых ЛЧМ импульсов КНС.the frequency shift of the local maxima of the compression signals is proportional to the duration of the blanked (truncated) part of the original received LFM pulses of the SPS.

Последнее обусловлено частотным сдвигом центральной частоты усеченных в процессе бланкирования либо стробирования ЛЧМ импульсов.The latter is due to the frequency shift of the central frequency of the pulses truncated in the process of blanking or strobing.

Отмеченные деструктивные явления в формализованном и графическом виде широко представлены в [8, 9, 10] при описании двумерной ФН радиоимпульса с ЛЧМ его несущей частоты.The noted destructive phenomena in a formalized and graphical form are widely presented in [8, 9, 10] when describing a two-dimensional FN of a radio pulse with a chirp of its carrier frequency.

С учетом отмеченных деструктивных явлений, происходящих при укорочении длительности ЛЧМ радиоимпульсов, становится физически очевидным, что для минимизации их негативного влияния на качество СДЦ необходимо предельно уменьшить:Taking into account the noted destructive phenomena occurring when the duration of the chirp of radio pulses is shortened, it becomes physically obvious that to minimize their negative impact on the quality of the SDC, it is necessary to reduce as much as possible:

энергетический вес подвергаемых корреляционно-фильтровой обработке усеченных по длительности помеховых эхо-сигналов;the energy weight of the duration-truncated interference echoes subjected to correlation-filter processing;

частотный сдвиг центральной частоты (энергетического центра) усеченных по длительности ЛЧМ импульсов после их бланкирования и (или) стробирования;the frequency shift of the central frequency (energy center) of the pulses truncated by the duration of the chirp after their blanking and (or) strobing;

«растекание» энергетики усеченных по длительности помеховых эхо-сигналов вдоль частотной оси."Spreading" of the energy of the noise echo signals truncated in duration along the frequency axis.

Техническая реализация указанных мер возможна с использованием при бланкировании и стробировании импульсов КНС сигналов управления соответствующими схемами не традиционно прямоугольной, а сглаженной косинус-квадратной формы в соответствии с выражениями вида (1) и (2).The technical implementation of these measures is possible with the use of control signals for the corresponding circuits when blanking and strobing the SPS pulses, not traditionally rectangular, but smoothed cosine-square in accordance with expressions of the form (1) and (2).

Техническая реализация указанных мер возможна с использованием в ИД РЛС в дополнение к основной ЛЧМ несущей частоты КНС дополнительной высокоскоростной внутриимпульсной ЛЧМ КНС в сочетании с внутриимпульсной косинус-квадратной амплитудной модуляции зондирующих посылок в соответствии с выражением вида (1), а в процессе приема и обработки аддитивной смеси целевых и помеховых эхо-сигналов применением:The technical implementation of these measures is possible with the use in the radar ID, in addition to the main chirp of the SOS carrier frequency, an additional high-speed intra-pulse chirp of the SOS in combination with the intra-pulse cosine-square amplitude modulation of the sounding messages in accordance with the expression of the form (1), and in the process of receiving and processing the additive mixtures of target and jamming echoes using:

взамен традиционного внутрипериодного бланкирования эхо-сигналов в ключевом режиме сглаженного косинус-квадратного их бланкирования в соответствии с выражением вида (1);instead of the traditional intra-period blanking of echo signals in the key mode of smoothed cosine-square blanking them in accordance with an expression of the form (1);

внутриимпульсной косинус-квадратной весовой обработки и фильтрового сжатия ЛЧМ импульсов принимаемых эхо-сигналов в соответствии с выражением вида (2).intra-pulse cosine-square weighting and filter compression of the chirp of pulses of the received echo signals in accordance with an expression of the form (2).

Согласно (1) и (2) и фиг. 4 предлагается взамен импульсов бланкирования и стробирования традиционно прямоугольной формы использовать соответствующие импульсы со скругленным передним и задним фронтами косинус-квадратной формы.According to (1) and (2) and FIG. 4, it is proposed to use the corresponding pulses with rounded leading and trailing edges of the cosine-square form instead of the blanking and strobing pulses of the traditionally rectangular shape.

Косинус-квадратное сглаживание усеченных ЛЧМ импульсов КНС при выполнении операций их бланкирования и стробирования обеспечивает наилучшее по критерию минимизации влияния выше упомянутых деструктивных факторов. Данный факт объясняется тем, что, согласно фиг. 5, применение косинус-квадратной весовой обработки ЛЧМ импульсов обеспечивает не только снижение уровня боковых лепестков сигналов их сжатия, но и сокращение области высокой корреляции ФН ЛЧМ импульсов вдоль оси частотных рассогласований.Cosine-square smoothing of the truncated chirp pulses of the CNS when performing blanking and gating operations provides the best in terms of minimizing the influence of the above destructive factors. This fact is explained by the fact that, according to FIG. 5, the use of cosine-square weight processing of chirp pulses provides not only a decrease in the level of the side lobes of their compression signals, but also a reduction in the region of high correlation of the chirp chirp along the frequency mismatch axis.

Эффект применения предлагаемого вида модуляции зондирующих сигналов ИД РЛС и весовой обработки принимаемых эхо-сигналов проиллюстрирован представленными на фиг. 6, 7 результатами числовых расчетов ФН КНС с предлагаемыми характеристиками модуляции и функций частотно - скоростной избирательности ИД РЛС (Q-функции КНС [6]) при использовании КНС рассматриваемого типа для различных значений скважности этих сигналов. На основании представленных расчетов можно заключить о возможности с использованием рассмотренного предложения практически полного восстановления эффективности скоростной селекции целей при применении частотно-модулированных КНС с малой скважностью его импульсов, что свидетельствует о достижении поставленной цели изобретения. Отмеченный положительный эффект достигается ценой усложнения аппаратного и программно-алгоритмического обеспечения ИД РЛС и, в частности, необходимости расширения частотной полосы формирователей зондирующих сигналов и входного высокочастотного приемника, а также повышения канальности матричного приемника.The effect of applying the proposed type of modulation of the radar ID probing signals and the weight processing of the received echo signals is illustrated in FIG. 6, 7 by the results of numerical calculations of the FN KNS with the proposed modulation characteristics and the functions of frequency and speed selectivity of the ID of the radar (Q-functions of the KNS [6]) when using the KNS of the type under consideration for different values of the duty cycle of these signals. Based on the presented calculations, it can be concluded that, using the considered proposal, it is possible to practically completely restore the efficiency of high-speed target selection when using a frequency-modulated SOS with a low duty cycle of its pulses, which indicates that the goal of the invention has been achieved. The noted positive effect is achieved at the cost of complicating the hardware and software-algorithmic support of the radar ID and, in particular, the need to expand the frequency band of the probing signal generators and the input high-frequency receiver, as well as to increase the channelization of the matrix receiver.

Адаптированный к реализуемому в прототипе ИД РЛС корреляционно-фильтровому методу приема и обработки локационных сигналов [1…4, 8, 10] рассматриваемый способ первичных дальностных измерений (за исключением подготовительных измерений и обзорно-поисковых рабочих циклов зондирования) характеризуется следующей очередностью последовательно выполняемых операций в измерительном цикле зондирования:Adapted to the correlation-filter method of receiving and processing location signals [1 ... 4, 8, 10], implemented in the prototype ID of the radar, the considered method of primary range measurements (with the exception of preparatory measurements and survey and search operating cycles of sounding) is characterized by the following sequence of sequentially performed operations in measuring cycle of sensing:

дополнительная внутриимпульсная косинус-квадратная модуляция и вспомогательная также внутриимпульсная высокоскоростная ЛЧМ;additional intra-pulse cosine-square modulation and auxiliary also intra-pulse high-speed chirp;

внутрипериодное косинус-квадратное бланкирование приемника ИД РЛС на время излучения зондирующих посылок;intraperiod cosine-square blanking of the radar ID receiver for the duration of the emission of sounding bursts;

демодуляция КНС с использованием ЛЧМ гетеродинного сигнала промежуточной частоты;demodulation of the SOS using the chirp of the heterodyne intermediate frequency signal;

внутриимпульсной косинус-квадратной весовой обработки и фильтрового сжатия ЛЧМ импульсов принимаемых эхо-сигналов;intra-pulse cosine-square weighting and filter compression of the chirp of the received echo signals;

многоканальное стробирование подвергнутых фильтровому сжатию ЛЧМ импульсов демодулированного КНС с использованием пачек перекрывающихся стробов дальности прямоугольной формы;multichannel gating of filter-compressed chirp pulses of the demodulated SOS using packs of overlapping rectangular range gates;

внутриканальная (в каждом стробируемом радиоприемном канале (РПрК)) частотная режекция помеховых эхо-сигналов нулевой доплеровской частотыin-channel (in each gated radio receiving channel (RTRK)) frequency rejection of interference echo signals of zero Doppler frequency

противопомеховая оконная весовая обработка отрежектированного КНС;anti-interference window weight processing of the cut-out SPS;

многоканальная доплеровская фильтрация КНС, в процессе которой производится спектральный анализ подвергнутой весовой обработке КНС на выборочном эквидистантном ряде частот;multichannel Doppler filtering of the SOS, in the process of which the spectral analysis of the weighted SOS is carried out at a selective equidistant range of frequencies;

пороговая обработка и регистрация сигналов превышения первичного энергетического порога, порождаемых локальными максимумами профильтрованных целевых эхо-сигналов и возможными шумо-помеховыми выбросами;threshold processing and registration of signals of exceeding the primary energy threshold generated by local maxima of filtered target echo signals and possible noise-interference emissions;

селекция (идентификация) главных максимумов отфильтрованных эхо-сигналов, реализуемая, например, по критерию минимума невязки выходных сигнальных отсчетов в обнаружительном и измерительном циклах зондирования;selection (identification) of the main maxima of the filtered echo signals, implemented, for example, by the criterion of the minimum discrepancy of the output signal readings in the detection and measurement cycles of probing;

оценка частотно-временных сдвигов целевых эхо-сигналов обнаруженных целей, пересчитываемых в искомые оценки дальности до обнаруженных целей.estimation of the time-frequency shifts of the target echo signals of the detected targets, recalculated into the required estimates of the range to the detected targets.

На фиг. 8 приведена упрощенная версия блок-схемы построения ИД РЛС, скорректированной в соответствии с предлагаемым способом первичной дальнометрии. Принцип построения и функционирования ИД РЛС по приводимой блок-схеме аналогичны рассмотренным в прототипе [5], в котором реализован классический корреляционно-фильтровой метод время-частотной обработки КНС [1…4, 8, 10] за исключением корректировок, связанных с проведением выше рассмотренных операций формирования зондирующих посылок и гетеродинных сигналов, а также операции демодуляции и фильтровой обработки принимаемых эхо-сигналов.FIG. 8 shows a simplified version of the block diagram for constructing the radar ID, adjusted in accordance with the proposed method of primary ranging. The principle of construction and operation of the radar ID according to the given block diagram are similar to those considered in the prototype [5], which implements the classical correlation-filter method of time-frequency processing of the SOS [1 ... 4, 8, 10], with the exception of the adjustments associated with the above operations of forming sounding bursts and heterodyne signals, as well as operations of demodulation and filtering processing of received echo signals.

Согласно приведенной блок-схеме ИД РЛС в ее состав входят:According to the given block diagram of the radar ID, it includes:

совмещенная на передачу и прием антенна с циркулятором;antenna combined for transmission and reception with a circulator;

подсистема формирования зондирующих посылок (передатчик);subsystem for the formation of probing messages (transmitter);

одноканальный высокочастотный приемник с широкой частотной полосой по входу и узкой по выходу;single-channel high-frequency receiver with a wide input frequency band and a narrow output band;

матричный многоканальный приемник сигналов на промежуточной частоте (ПЧ) с узкой частотной полосой;matrix multichannel receiver of signals at intermediate frequency (IF) with a narrow frequency band;

линейка цифровых сигнальных процессоров БПФ;line of digital signal processors FFT;

процессоры первичной (ПОИ) и вторичной обработки измерительной информации (ВОИ);processors of primary (POI) and secondary processing of measurement information (VOI);

центральный вычислительный комплекс (ЦВК);central computing complex (CVC);

вспомогательные элементы для решения задач формирования высокостабильных опорных колебаний и синхронизации процессов совместного функционирования составных элементов ИД РЛС.auxiliary elements for solving the problems of forming highly stable reference oscillations and synchronizing the processes of joint functioning of the constituent elements of the radar ID.

К антенне 1 через циркулятор 2 подключены передатчик и входной высокочастотный приемник.A transmitter and an input high-frequency receiver are connected to the antenna 1 through a circulator 2.

В отличие от прототипа, передатчик содержит ряд новых элементов, позволяющих производить дополнительно введенные операции. В их составе основными являются:Unlike the prototype, the transmitter contains a number of new elements that allow performing additional operations introduced. In their composition, the main ones are:

цифровой синтезатор частотно-модулированных сигналов 22, с помощью которого осуществляется формирование на пониженных частотах зондирующего и гетеродинного сигналов с требуемыми параметрами линейной частотной модуляцией несущей;a digital synthesizer of frequency-modulated signals 22, with the help of which the formation of the sounding and heterodyne signals with the required parameters of the linear frequency modulation of the carrier is carried out at low frequencies;

цифровой многоразрядный аттенюатор 33, с помощью которого осуществляется косинус-квадратная амплитудная модуляция зондирующих посылок.digital multi-bit attenuator 33, with the help of which the cosine-square amplitude modulation of the probing messages is carried out.

Входной высокочастотный (ВЧ) приемник построен по одноканальной супергетеродинной схеме с двукратным преобразованием частоты принимаемых эхо-сигналов. Последние поступают на вход многоканального матричного приемника промежуточной частоты (ПЧ).The input high-frequency (HF) receiver is built according to a single-channel superheterodyne circuit with a double conversion of the frequency of the received echo signals. The latter are fed to the input of a multichannel matrix receiver of an intermediate frequency (IF).

Многоканальный матричный приемник ПЧ построен по принципу корреляционно-фильтровой обработки принимаемых локационных сигналов. Его отличием от матричного приемника в составе прототипа является увеличенное число приемных каналов дальности пропорционально коэффициенту сжатия ЛЧМ импульсов.The multichannel IF matrix receiver is built on the principle of correlation-filter processing of the received location signals. Its difference from the matrix receiver in the prototype is the increased number of receiving range channels in proportion to the compression ratio of the chirp pulses.

Как и в прототипе блок-схемное построение ИД РЛС предусматривает возможность ее многоэтапного многорежимного функционирования:As in the prototype, the block diagram of the radar ID provides the possibility of its multi-stage multi-mode operation:

на подготовительном этапе, предшествующем выполнению обзорно-поисковых операций, производится формирование помеховой «карты» [4, 8], которая может периодически обновляться и уточняться на последующих этапах работы ИД РЛС;at the preparatory stage, preceding the performance of survey and search operations, a jamming "map" is generated [4, 8], which can be periodically updated and refined at subsequent stages of the radar ID;

на этапе выполнения обзорно-поисковых операций последовательное во времени обзор поискового пространства с традиционным использованием регулярных КНС высокой ЧПИ в отсутствии частотной модуляции их СВЧ несущей;at the stage of performing survey and search operations, a time-consistent survey of the search space with the traditional use of regular high PRF SPS in the absence of frequency modulation of their microwave carrier;

на этапе первичных дальностных измерений обнаруженных целей их повторное зондирование в соответствии с предлагаемым способом.at the stage of primary long-range measurements of the detected targets, their repeated sounding in accordance with the proposed method.

Организация функционирования ИД РЛС в перечисленных режимах осуществляется в соответствии с прототипом путем конфигурирования ее аппаратного и программного обеспечения, изменения начальных установок параметров формируемых зондирующих, гетеродинных и служебно-технологических (командно-управляющих) сигналов, а так же характеристик приема и обработки эхо-сигналов.The organization of the operation of the radar ID in the above modes is carried out in accordance with the prototype by configuring its hardware and software, changing the initial settings of the parameters of the generated probing, heterodyne and service-technological (command and control) signals, as well as the characteristics of receiving and processing echo signals.

Так как суть предлагаемых нововведений касается этапа первичных дальностных измерений обнаруженных целей, то далее проведено рассмотрение последовательности производимых операций на этапе измерений, реализация которых предусмотрена в приведенной блок-схеме ИД РЛС.Since the essence of the proposed innovations concerns the stage of primary long-range measurements of detected targets, then the sequence of operations performed at the measurement stage is considered further, the implementation of which is provided for in the given block diagram of the radar ID.

Входящим в состав передатчика синтезатором 22 в измерительном цикле зондирования формируются:The synthesizer 22, which is a part of the transmitter, in the measuring sounding cycle is formed:

на первой промежуточной частоте непрерывный ЛЧМ сигнал длительностью, определяемой длительностью зондирующего КНС;at the first intermediate frequency, a continuous chirp signal with a duration determined by the duration of the probe SOS;

на частоте, определяемой суммой

гетеродинный ЛЧМ сигнал длительностью, определяемой продолжительностью рабочего цикла приема отраженных эхо-сигналов с просматриваемого интервала дальностей.at a frequency determined by the sum

heterodyne chirp signal with a duration determined by the duration of the operating cycle of receiving reflected echo signals from the viewed range.

Цифровой синтезатор сигналов 22 может быть выполнен по блок-схеме формирователя зондирующих сигналов, приведенной в [11].The digital signal synthesizer 22 can be made according to the block diagram of the probe signal generator given in [11].

С помощью преобразователя 23 и СВЧ генератора 5 монохромных колебаний с частотой, определяемой суммой либо разностью частот СВЧ несущей КНС и первой промежуточной частоты

приемника синтезированный блоком 22 ЛЧМ сигнал переносится на СВЧ несущую частоту. Далее преобразованный по частоте непрерывный ЛЧМ сигнал подвергается полосовой фильтрации (блок 24), импульсной модуляции в соответствии с требуемой расстановкой импульсов КНС в измерительном цикле зондирования (блок 4), косинус-квадратной амплитудной модуляции (блок 26), усилению на СВЧ несущей (блок 3) и излучению в эфир с помощью циркулятора 2 и антенны 1.Using a converter 23 and a microwave generator 5 of monochrome oscillations with a frequency determined by the sum or the difference between the frequencies of the microwave carrier of the SOS and the first intermediate frequency

the receiver synthesized by block 22 chirp signal is transferred to the microwave carrier frequency. Further, the frequency-converted continuous chirp signal is subjected to band-pass filtering (block 24), pulse modulation in accordance with the required arrangement of the SPS pulses in the measuring sensing cycle (block 4), cosine-square amplitude modulation (block 26), amplification on the microwave carrier (block 3 ) and radiation into the air using circulator 2 and antenna 1.

Принятые отраженные эхо-сигналы после их традиционно применяемого внутрипериодного бланкирования на время излучения зондирующих посылок блоком 9 (в традиционном ключевом режиме), усиления блоком 10 по высокой частоте преобразователем 27 переносятся на первую ПЧ

После полосовой фильтрации (блок 28) и усиления на первой промежуточной частоте (блок 29) принятые отраженные эхо-сигналы с помощью преобразователем 30 подвергаются частотной демодуляции с их переносом на вторую промежуточную частоту

Демодулированные помеховые и целевые эхо-сигналы после полосовой фильтрации (блок 31) и предварительного усиления на второй ПЧ (блок 32) подвергаются косинус-квадратному весовому бланкированию (блок 33), внутриимпульсному косинус-квадратному взвешиванию и фильтровому сжатию их импульсов в блоке 34. Подвергнутые весовой обработке и фильтровому сжатию принятые эхо-сигналы поступают на стробируемые входы 2h_Ф - канальной линейки идентичных узкополосных радиоприемных каналов (РПрК). Дальнейшая корреляционно-фильтровая обработка принятых сигналов производится по классической схеме, использованной в прототипе. Согласно этой схеме в каждом из РПрК после стробирования сжатых импульсов принятых эхо-сигналов производится их полосовая частотная фильтрация блоками 12.1…12.2h_Ф, частотная режекция помеховых сигналов нулевой доплеровской частоты фильтрами 13.1…13.2h_Ф и основное усиление на второй ПЧ (блоки 14.1…14.2h_Ф) до уровня, достаточного для АЦП принимаемых сигналов. Каждый РПрК выходом подключен к АЦП 15.1…15.2h_Ф, являющегося переходным связующим элементом между аналоговым РПрК и программируемыми ЦСП в составе БЗУ 16.1…16.2h_Ф и многопроцессорной линейки спектрально-гармонических анализаторов БПФ с весовым окном по входу (блоки 17.1…17.2h_Ф) Анализируемый процессорами БПФ 17.1…17.2h_Ф эквидистантный ряд частотных полос по команде с ЦБК 20 устанавливается в зоне поиска целевых эхо-сигналов.The received reflected echo signals after their traditionally used intraperiod blanking for the duration of the emission of probing messages by block 9 (in the traditional key mode), amplification by block 10 at high frequency by the converter 27 are transferred to the first IF

After bandpass filtering (block 28) and amplification at the first intermediate frequency (block 29), the received reflected echo signals are subjected to frequency demodulation with the help of the converter 30 and their transfer to the second intermediate frequency

Demodulated interference and target echo signals after bandpass filtering (block 31) and pre-amplification at the second IF (block 32) are subjected to cosine-square weighting blanking (block 33), intra-pulse cosine-square weighting and filter compression of their pulses in block 34. Subjected weight processing and filter compression, the received echo signals are fed to the gated inputs of the 2h _Ф - channel strip of identical narrowband radio receiving channels (RTRK). Further correlation-filter processing of the received signals is performed according to the classical scheme used in the prototype. According to this scheme, after gating of compressed pulses of the received echo signals, in each of the RPRK, their bandpass filtering is performed by blocks 12.1 ... 12.2h _Ф , frequency rejection of interference signals of zero Doppler frequency by filters 13.1 ... 13.2h _Ф and the main gain at the second IF (blocks 14.1 ... 14.2h _F ) to a level sufficient for the ADC of the received signals. Each RPrK output connected to the ADC 15.1 ... 15.2h _F, which is a transitional link between the analog and programmable DSP RPrK composed BLT 16.1 ... 16.2h _F and multi-harmonic spectral line FFT analyzers weighting window of entry (blocks 17.1 ... 17.2h _F ) Analyzed by the FFT processors 17.1 ... 17.2h _Ф equidistant series of frequency bands on command from the PPM 20 is set in the target echo search zone.

Подвергнутые спектральному анализу принятые эхо-сигналы поступают на вход процессора первичной обработки информации (ПОИ) 18. В процессе обработки результатов многоканальной доплеровской фильтрации принятых сигналов (их спектрограмм на выборочном ряде частот) блоком ПОИ 18 рассчитываются пороги обнаружения, выделяются сигналы превышения этих порогов, для каждого стробируемого элемента неоднозначной дальности формируются группы обнаруженных локальных максимумов профильтрованных ЦЭС, селектируются главные максимумов повторно обнаруженных целевых эхо-сигналов, частотные и временные сдвиги которых в соответствии с прототипом пересчитывается ВОИ 19 в искомые однозначные оценки дальности до обнаруженных целей.The received echo signals subjected to spectral analysis are fed to the input of the primary information processing processor (PRP) 18. In the process of processing the results of multichannel Doppler filtering of the received signals (their spectrograms at a sample of frequencies), the PRI unit 18 calculates the detection thresholds, selects signals that exceed these thresholds, for For each gated element of an ambiguous range, groups of detected local maxima of the filtered CES are formed, the main maxima of the re-detected target echo signals are selected, the frequency and time shifts of which, in accordance with the prototype, are recalculated by VOI 19 into the desired unambiguous estimates of the range to the detected targets.

Предлагаемый способ верифицирован, технически реализуем и обеспечивает недоступную для аналогов и прототипа возможность помехоустойчивой оперативной первичной дальнометрии обнаруженных целей с применением КНС малой скважности.The proposed method has been verified, is technically feasible and provides an inaccessible for analogs and prototype the possibility of noise-resistant operational primary ranging of detected targets using a low duty cycle SPS.

Изобретение выполнено на уровне технического предложения и реализовано на ПЭВМ в виде математической имитационно-стохастической модели ИД РЛС.The invention is made at the level of a technical proposal and implemented on a PC in the form of a mathematical simulation-stochastic model of the radar ID.

Результаты проведенных численных модельных экспериментов подтверждают работоспособность и реализуемость помехоустойчивой оперативной дальнометрии обнаруживаемых ИД РЛС целей на фоне мощных ПП с локально-сосредоточенным энергетическим спектром.The results of the numerical model experiments carried out confirm the efficiency and feasibility of noise-immune operational ranging of targets detected by the radar ID against the background of powerful SP with a locally concentrated energy spectrum.

Изобретение может быть применено в ИД РЛС для решения задач взятия на сопровождение (низкоточного трассового либо высокоточного с использованием замкнутой следящей системы) обнаруживаемых целей в условиях ПП с локально-сосредоточенным энергетическим спектром, и прежде всего, в условиях воздействия интенсивных маскирующих отражений от подстилающей поверхности, местных предметов и малоподвижных метеообразований.The invention can be applied in the ID of the radar for solving the tasks of taking on tracking (low-current track or high-precision with the use of a closed tracking system) of detected targets in the conditions of the SP with a locally concentrated energy spectrum, and above all, under the influence of intense masking reflections from the underlying surface, local objects and inactive meteorological formations.

ЛИТЕРАТУРАLITERATURE

1. Справочник по радиолокации. Под ред. М. Сколника, т. 3 М: Сов. радио. 1979. (с. 383, 369).1. Handbook of radar. Ed. M. Skolnik, t. 3 M: Sov. radio. 1979. (p. 383, 369).

2. Справочник по радиолокации /Под ред. М.И. Сколника. Пер. с англ. Под общей ред. B.C. Вербы. В 2 книгах. Книга 1. М.: Техносфера, 2015. (с. 207…211, 186).2. Handbook on radar / Ed. M.I. Skolnik. Per. from English. Ed. B.C. Willows. In 2 books. Book 1. M .: Technosphere, 2015. (p. 207 ... 211, 186).

3. Оценивание дальности и скорости в радиолокационных системах. Часть 1. Под редакцией А.И. Канащенкова и В.И. Меркулова - М.: «Радиотехника», 2004, (с. 259…263, 271…274, 255…257).3. Estimation of range and speed in radar systems. Part 1. Edited by A.I. Kanashenkov and V.I. Merkulova - M .: "Radiotekhnika", 2004, (p. 259 ... 263, 271 ... 274, 255 ... 257).

4. Трухачев А.А. Радиолокационные сигналы и их применение. - М.: Воениздат. 2005, (с. 234…240, 241…261).4. Trukhachev A.A. Radar signals and their application. - M .: Military Publishing. 2005, (p. 234 ... 240, 241 ... 261).

5. Патент №2641727 Способ импульсно-доплеровской первичной дальнометрии целей на фоне узкополосных пассивных помех. Кириченко А.А., Колбаско И.В., Колобов А.Е., Шевелев С.В.5. Patent No. 2641727 Method of pulse-Doppler primary target ranging against the background of narrow-band passive interference. Kirichenko A.A., Kolbasko I.V., Kolobov A.E., Shevelev S.V.

Приоритет изобретения 27 декабря 2016 г.Priority of invention December 27, 2016

Гос. регистрация 23 января 2018 г.State registration January 23, 2018

6. Проектирование ФАР. Под ред. Д.И. Воскресенского. М.: - «Радиотехнека», 2003. (с. 435).6. Design of HEADLIGHTS. Ed. DI. Voskresensky. M .: - "Radiotechneka", 2003. (p. 435).

7. Теоретические основы радиолокации. Под ред. Я.Д. Ширмана. - М.: «Советское Радио». 1970. (с. 349…352).7. Theoretical foundations of radar. Ed. POISON. Shirman. - M .: "Soviet Radio". 1970. (p. 349 ... 352).

8. Справочник по радиолокации. Под ред. М. Сколника, т. 1. М.: Сов. радио. 1976, (с. 143, 150…154).8. Handbook of radar. Ed. M. Skolnik, t. 1. M .: Sov. radio. 1976, (p. 143, 150 ... 154).

9. 5. Ч. Кук, М. Бернфельд. Радиолокационные сигналы. Теория и применение. Перевод с английского под редакцией B.C. Кельзона. М.: Сов. радио 1971, (С. 90…91, 245…250, 374…383).9. 5. Ch. Cook, M. Bernfeld. Radar signals. Theory and application. Translation from English edited by B.C. Kelson. M .: Sov. radio 1971, (p. 90 ... 91, 245 ... 250, 374 ... 383).

10. Ширман Я.Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. - М.: Радио и связь, 1981, (С. 117…119).10. Shirman Y.D., Manzhos V.N. Theory and technique of processing radar information against the background of interference. - M .: Radio and communication, 1981, (S. 117 ... 119).

11. Цифровая обработка сигналов в многофункциональных радиолокаторах. Под ред, Г.В. Зайцева. М.: - «Радиотехника», 2015 с. 320…32511. Digital signal processing in multifunctional radars. Edited by G.V. Zaitsev. M .: - "Radiotekhnika", 2015 p. 320 ... 325

Claims (27)

Способ первичной дальнометрии целей импульсно-доплеровской РЛС с малой скважностью зондирующих посылок, состоящий в том, что на подготовительном временном интервале работы импульсно-доплеровской радиолокационной станции (РЛС) производят снятие помеховой карты мешающих отражений с оценкой в каждом угловом направлении рабочего сектора энергетического дальностно-скоростного распределения пассивной помехи (ПП), по данным помеховой карты определяют помехонасыщенные сектора с узкополосным энергетическим спектром ПП и уточняют параметры применяемых в этих секторах зондирующих локационных сигналов и характеристик системы их приема и обработки, в процессе поиска и обнаружения целей в угловых направлениях, характеризующихся наличием интенсивных ПП, n-кратно формируют и направленно излучают регулярные квазинепрерывные сигналы (КНС) разной высокой частоты повторения импульсов (ЧПИ), соосно направленно принимают в паузах работы передатчика РЛС целевые и помеховые эхо-сигналы с последующей их многоканальной по дальности и скорости корреляционно-фильтровой время-частотной обработкой, в результативном цикле импульсно-доплеровского обнаружения, в котором произошло обнаружение цели на фоне узкополосных ПП, производят измерения время-частотных параметров обнаруженного целевого эхо-сигнала с оценкой его однозначного доплеровского и неоднозначного временного сдвигов, а затем производят дальностно-измерительный цикл зондирования обнаруженной цели с использованием КНС с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) его несущей частоты, причем в дальностно-измерительном цикле зондирования принятую аддитивную смесь целевых и помеховых эхо-сигналов подвергают демодуляции и многоканальной корреляционно-фильтровой обработке, повторно обнаруживают целевой эхо-сигнал, измеряют уровни мощности превысивших порог обнаружения локальных максимумов профильтрованного целевого эхо-сигнала, а также его однозначный частотный и неоднозначный временной сдвиг, после чего производят идентификацию главного максимума профильтрованного целевого эхо-сигнала и оценку его однозначного временного сдвига с последующим ее пересчетом в оценку дальности обнаруженной цели, отличающийся тем, что в измерительном цикле зондирования обнаруженной цели при формировании излучаемых радиоимпульсов КНС в соответствии с (1) производят их внутриимпульсную амплитудную косинусквадратную весовую и вспомогательную линейную частотную модуляцию, а в процессе приема и обработки эхо-сигналов последние с использованием частотно-модулированного гетеродинного сигнала с линейным изменением частоты, согласованным с линейной частотной модуляцией всей пачки импульсов излучаемого КНС, подвергают частотной демодуляции с последующим, согласно (2), внутрипериодным косинус-квадратным весовым бланкированием излучаемых импульсов КНС и принимаемых эхо-сигналов и далее, согласно (3), внутриимпульсной косинус-квадратной весовой обработке и фильтровому сжатию импульсов с вспомогательной ЛЧМ модуляцией с последующей их многоканальной время-частотной обработкойThe method of primary ranging of targets of a pulse-Doppler radar with a low duty cycle of sounding parcels, consisting in the fact that at the preparatory time interval of the operation of a pulse-Doppler radar station (radar), an interference map of interfering reflections is taken with an estimate in each angular direction of the working sector of the energy range-high-speed the distribution of passive interference (PP), according to the jamming map, noise-saturated sectors with a narrow-band energy spectrum of the SP are determined and the parameters of the probing location signals used in these sectors and the characteristics of the system for their reception and processing are specified, in the process of searching and detecting targets in angular directions characterized by the presence of intense PP, n-fold form and directionally emit regular quasi-continuous signals (SSC) of different high pulse repetition rates (PRF), coaxially receive target and jamming echo signals during pauses of the radar transmitter operation, followed by their multiple anal in range and speed correlation-filter time-frequency processing, in the effective cycle of pulse-Doppler detection, in which the target was detected against the background of narrow-band PPs, measurements of the time-frequency parameters of the detected target echo signal are made with an assessment of its unambiguous Doppler and ambiguous time shifts, and then produce a range-measuring cycle of sensing the detected target using a linear frequency modulation (LFM) SSS of its carrier frequency, and in the range-measuring sounding cycle, the received additive mixture of target and interference echo signals is subjected to demodulation and multichannel correlation filter processing , re-detect the target echo signal, measure the power levels of the local maxima of the filtered target echo that have exceeded the detection threshold, as well as its unambiguous frequency and ambiguous time shift, after which the main maximum is identified. of the filtered target echo signal and the estimation of its unambiguous time shift with its subsequent recalculation into the estimation of the range of the detected target, characterized in that in the measuring cycle of sensing the detected target during the formation of the radiated radio pulses of the SPS in accordance with (1) their intra-pulse amplitude cosine-square weight and auxiliary linear frequency modulation, and in the process of receiving and processing echo signals, the latter, using a frequency-modulated heterodyne signal with a linear frequency change, matched with the linear frequency modulation of the entire burst of pulses emitted by the SOS, are subjected to frequency demodulation, followed, according to (2), by the intraperiod cosine - square weight blanking of the emitted pulses of the SOS and the received echo signals and further, according to (3), intra-pulse cosine-square weighting and filter compression of pulses with auxiliary chirp modulation followed by their multichannel time-frequency processing

где U_s(t) - излучаемый ИД РЛС КНС с внутриимпульсной косинус-квадратной амплитудной и ЛЧМ несущей частоты;where U _s (t) is the radiated ID of the radar station with an intra-pulse cosine-square amplitude and chirp of the carrier frequency; U_Б(t) - функция временной вариации коэффициента передачи схемы весового бланкирования недокомпенсированных циркулятором излучаемых импульсов КНС и принимаемых эхо-сигналов;U _B (t) is the function of the temporal variation of the transmission coefficient of the weight blanking circuit under-compensated by the circulator of the radiated pulses of the SPS and the received echo signals;

- ректанг-функция для представления периодической последовательности импульсов прямоугольной формы единичной высоты и длительностью τ_и

- rectang function for representing a periodic sequence of rectangular pulses of unit height and duration τ _and

k - нумерация импульсов КНС k=0, ±1, ±2, ±N;k - numbering of SPS pulses k = 0, ± 1, ± 2, ± N; τ_И - длительность импульсов КНС;τ _И is the duration of the SPS pulses; N - половинное число периодов следования импульсов КНС во временном окне его время-частотной обработки;N - half the number of pulse repetition periods of the SPS in the time window of its time-frequency processing; ƒ_НО - несущая частота излучаемого КНС;ƒ _NO - carrier frequency of the radiated SPS; β_П - крутизна ЛЧМ несущей частоты всей пачки импульсов КНС без учета его дополнительной внутриимпульсной частотной модуляции;β _P is the slope of the chirp of the carrier frequency of the entire SOS pulse train without taking into account its additional intra-pulse frequency modulation; β_И - крутизна дополнительной внутриимпульсной модуляции несущей частоты КНС без учета ЛЧМ несущей частоты всей пачки импульсов КНС;β _И is the slope of the additional intra-pulse modulation of the SOS carrier frequency without taking into account the chirp of the carrier frequency of the entire SOS pulse train;

Т_П, F_П - соответственно период и ЧПИ КНС;T _P , F _P - the period and SIP of the SPS, respectively;

- оценка однозначно измеренного доплеровского сдвига ЦЭС, полученная в обнаружительном цикле зондирования;

- an estimate of the unambiguously measured Doppler shift of the CES, obtained in the detection cycle of sounding; р=1, 2, 3, … - целочисленный параметр выбора ЧПИ КНС;p = 1, 2, 3,… - integer parameter for selecting the PRI of the SPS; h_g - скважность излучаемой пачки импульсов КНС;h _g is the duty cycle of the emitted pulse train of the pump station;

- скважность импульсов КНС после их сжатия, при которой обеспечивается допустимое снижение эффективности СДЦ с вводом ЛЧМ несущей частоты КНС;

- the duty cycle of the SPS pulses after their compression, at which an admissible decrease in the efficiency of the SDC is provided with the input of the chirp of the carrier frequency of the SPS; ϕ_Н - начальная фаза высокочастотного заполнения излучаемого КНС;ϕ _Н - the initial phase of the high-frequency filling of the emitted SOS; x(t') - сигнал на входе фильтра сжатия ЛЧМ импульсов КНС;x (t ') - signal at the input of the compression filter for chirp pulses of the SPS; n(t') - шум приемника;n (t ') - receiver noise;

- значение скважности импульсов КНС после их сжатия, при котором обеспечивается допустимое снижение эффективности СДЦ с вводом ЛЧМ несущей частоты КНС;

- the value of the duty cycle of the SPS pulses after their compression, at which an admissible decrease in the efficiency of the SDC with the input of the chirp of the SPS carrier frequency is provided; ϕ_Н - начальная фаза высокочастотного заполнения КНС.ϕ _Н is the initial phase of high-frequency filling of the SOS.

Images