RU2731339C1

RU2731339C1 - Method and device for measuring power and steepness of increase in sections of nonstationarity of acoustic signals

Info

Publication number: RU2731339C1
Application number: RU2019138154A
Authority: RU
Inventors: Валентин Александрович Абрамов; Олег Борисович Попов; Владимир Георгиевич Тактакишвили; Алексей Александрович Овчинников
Priority date: 2019-11-25
Filing date: 2019-11-25
Publication date: 2020-09-01

Abstract

FIELD: measuring equipment.

SUBSTANCE: invention relates to communication engineering, in particular to digital methods and devices for measuring power and steepness of acoustic signals. Technical result is achieved by using Hilbert amplitude envelope selected from acoustic signal. Low-frequency components of acoustic objects (e.g. sounds, words) are selected from Hilbert amplitude envelope by filtration. These acoustic objects contain the most important and informative areas of nonstationarity in the form of rising front fronts of these objects or "attacks". After determining and extracting data of nonstationarity areas with increasing steepness, containing N_x code combinations in each section, instantaneous power of each of these sections is measured, as well as measurement of average power of nonstationarity sections on a long time interval consisting of K of such sections. Besides, on each nonstationarity part with increasing steepness the duration of this section is determined Δt, and also determining difference of instantaneous amplitudes values ΔA between the end point of the non-stationarity part and its initial point. Further, by dividing ΔA on Δt, measurement of steepness of growth S of each nonstationarity part, as well as measurement of average steepness of rise of sections of nonstationarity, on a long time interval consisting of K of such sections. As a result of such measurements, it is possible to estimate the quality of acoustic signals with high accuracy, since it is nonstationarity regions that contain the greatest amount of information and their distortions during transmission and processing that significantly reduce the quality of these acoustic signals. These measurements will make it possible to carry out measures to reduce distortions of nonstationarity areas in acoustic signals and thereby improve their quality.

EFFECT: broader functional capabilities for measuring instantaneous and average power and steepness of growth of sections of nonstationarity of acoustic signals and high accuracy of estimating the quality of acoustic signals.

2 cl, 11 dwg

Description

Область техникиTechnology area

Изобретение относится к технике связи, в частности к цифровым способам и устройствам измерения мощности и крутизны нарастания акустических сигналов.The invention relates to communication technology, in particular to digital methods and devices for measuring the power and the slope of the rise of acoustic signals.

Уровень техникиState of the art

Известен цифровой способ (Мирский Г.Я. Электронные измерения: М.; Радио и связь, 1986, рис. 8.10.) измерения мощности акустических сигналов, включающий преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, цифровое квадрирование, формирование значения средней мощности измеряемого сигнала путем цифрового суммирования и усреднения и цифровую индикацию.The known digital method (Mirsky G.Ya. Electronic measurements: M .; Radio and communication, 1986, Fig. 8.10.) Measuring the power of acoustic signals, including conversion of the input signal, linear analog-to-digital conversion of the signal, digital squaring, the formation of the average power measured signal by digital summation and averaging and digital indication.

Известно устройство (Мирский Г.Я. Электронные измерения: М.; Радио и связь, 1986, рис. 8.10.) для осуществления способа измерения мощности акустических сигналов, содержащее последовательно соединенные: входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, цифровой квадратор, цифровой сумматор-усреднитель, блок индикации с дисплеемA known device (Mirsky G.Ya. Electronic measurements: M .; Radio and communication, 1986, Fig. 8.10.) For implementing a method for measuring the power of acoustic signals, containing in series: an input unit, a linear analog-to-digital converter, a digital quadrator, a digital totalizer-averaging, indicating unit with display

Недостатком известного способа и устройства является существенное снижение точности измерения мощности сигнала при цифровом его представлении на коротких временных интервалах (мгновенных значениях мощности), а также невозможности измерения других параметров акустических сигналов.The disadvantage of the known method and device is a significant decrease in the accuracy of measuring the signal power when it is digitally represented at short time intervals (instantaneous power values), as well as the impossibility of measuring other parameters of acoustic signals.

Наиболее близким способом к заявленному является способ измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов (Патент РФ, №458340 БИ №10 от 10.04.2012), включающий преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала, формирование К сегментов цифрового сигнала из N кодовых комбинаций в каждом сегменте из выделенного в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала, цифровое квадрирование, формирование в каждом из К сегментов, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению пиковой мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, после чего в каждом из полученных К=К₁ цифровых отсчетов путем деления на два в цифровом виде осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке и, полученные К=К₁₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К₁₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке, после чего осуществляют цифровую индикацию К₁₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.The closest method to the claimed one is a method for measuring instantaneous and average values of the absolute and relative power of acoustic signals (RF Patent No. 458340 BI No. 10 dated 04/10/2012), including conversion of the input signal, linear analog-to-digital conversion of the signal, Hilbert transformation with the formation of an orthogonal signal from a digital signal, digitally separating the signal corresponding to the amplitude envelope of the measured analog signal, forming K segments of the digital signal from N code combinations in each segment from the digitally selected signal corresponding to the amplitude envelope of the measured analog signal, digital squaring, shaping in each from K segments, by summing and averaging, a digital sample corresponding to the value of the peak power of the measured analog signal in a short time interval, after which in each of the obtained K = K ₁ digital samples by dividing by two in digital form the formation of a digital count corresponding to the value of the average power of the measured analog signal on a short time interval is carried out and the obtained K = K ₁₂ digital readings are stored, and also digital readouts are formed from K ₁₂ by summing and averaging these readings, a digital reading corresponding to the mean value power of the measured analog signal over a long time interval, after which digital indication K _{12 of} stored digital samples and a digital reading corresponding to the average power of the measured analog signal over a long time interval is carried out.

Известно устройство измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов (Патент РФ, №458340 БИ №10 от 10.04.2012), содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, блок гильбертовского ортогонального преобразования, а также блок вычисления амплитудной огибающей, цифровой квадратор, сумматор-усреднитель, первый блок памяти, второй блок памяти и блок индикации с дисплеем.A device for measuring instantaneous and average values of the absolute and relative power of acoustic signals is known (RF Patent No. 458340 BI No. 10 dated 04/10/2012), which contains a series-connected input unit, a linear analog-to-digital converter, a Hilbert orthogonal transformation unit, and a envelope, digital quadrator, adder-averager, first memory block, second memory block and display unit with display.

Особенностью известного способа и устройства является то, что они позволяют повысить точность цифрового метода измерения средней мощности акустических сигналов, а также измерять мощности акустических сигналов на коротких (мгновенная мощность) и длинных временных интервалах.A feature of the known method and device is that they improve the accuracy of the digital method for measuring the average power of acoustic signals, as well as measure the power of acoustic signals at short (instantaneous power) and long time intervals.

Недостатком известного способа и устройства является невозможность измерения мощности акустических сигналов на наиболее значимых участках нестационарности с возрастающей крутизной, определяющих качество этих сигналов, и невозможность измерения такого важного параметра как крутизна нарастания этих участков нестационарности.The disadvantage of the known method and device is the impossibility of measuring the power of acoustic signals in the most significant sections of nonstationarity with increasing steepness, which determine the quality of these signals, and the impossibility of measuring such an important parameter as the steepness of the growth of these sections of nonstationarity.

Сущность изобретенияThe essence of the invention

Задачей предлагаемого изобретения является: расширение функциональных возможностей для измерения мгновенной и средней мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов и повышение точности оценки качества акустических сигналов.The objective of the present invention is: expanding the functionality for measuring the instantaneous and average power and the steepness of the rise of non-stationary areas of acoustic signals and increasing the accuracy of assessing the quality of acoustic signals.

Поставленную задачу решают благодаря использованию гильбертовской амплитудной огибающей, выделяемой из акустического сигнала. Из гильбертовской амплитудной огибающей путем фильтрации выделяются низкочастотные составляющие акустических объектов (например звуков, слов). Эти акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарностив виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак». После определения и выделения данных участков нестационарности с нарастающей крутизной, содержащих N_x кодовых комбинаций в каждом участке, осуществляют измерение мгновенной мощности каждого из этих участков, а также измерение средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. Кроме того, на каждом участке нестационарности с возрастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt, а также определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Далее, путем деления ΔА на Δt, осуществляют измерение крутизны нарастания S каждого участка нестационарности, а также измерение средней крутизны нарастания участков нестационарности, на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.The problem is solved by using the Hilbert amplitude envelope extracted from the acoustic signal. Low-frequency components of acoustic objects (for example, sounds, words) are extracted from the Hilbert amplitude envelope by filtering. These acoustic objects contain the most important and informative areas of non-stationarity in the form of an increase in the leading edges of these objects or "attacks". After determining and highlighting these sections of non-stationarity with increasing steepness, containing N _x code combinations in each section, the instantaneous power of each of these sections is measured, as well as the average power of the sections of non-stationarity is measured over a long time interval consisting of K such sections. In addition, at each section of nonstationarity with increasing steepness, the duration of this section Δt is determined, and the difference between the instantaneous values of the amplitudes ΔA between the end point of the section of nonstationarity and its starting point is determined. Further, by dividing ΔA by Δt, the steepness of the rise S of each section of nonstationarity is measured, as well as the measurement of the average steepness of the rise of the sections of nonstationarity, over a long time interval consisting of K of such sections.

Вследствие таких измерений удается с большой точностью оценить качество акустических сигналов, так как именно участки нестационарности содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать их качество.As a result of such measurements, it is possible to estimate the quality of acoustic signals with high accuracy, since it is the nonstationarity sections that contain the greatest amount of information and their distortions during transmission and processing significantly reduce the quality of these acoustic signals. These measurements will make it possible to take measures to reduce distortions of non-stationarity sections in acoustic signals and thereby improve their quality.

Предлагаемый способ измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, включает преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, а также цифровое квадрирование, суммирование и усреднение, запоминание с суммированием и усреднением, цифровую индикацию. Предлагаемый способ отличается тем, что после выделения в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала, выделяют путем фильтрации низкочастотные составляющие гильбертовской амплитудной огибающей. Затем в этом отфильтрованном сигнале гильбертовской амплитудной огибающей определяют и выделяют наиболее важные и информативные участки нестационарности с нарастающей крутизной. Каждый такой участок содержит N_x параллельных кодовых комбинаций, из которых после цифрового квадрирования осуществляют формирование в каждом участке нестационарности, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности этого участка нестационарности с нарастающей крутизной. Далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности с нарастающей крутизной. После этого осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков. А также на каждом выделенном участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt и определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Затем путем деления разности мгновенных значений амплитуд межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой ΔА на длительность этого участка нестационарности Δt, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего крутизне нарастания S участка нестационарности с нарастающей крутизной. А далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания S на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности с нарастающей крутизной. После этого осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S участков нестационарности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков. А в устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, блок гильбертовского ортогонального преобразования, а также блок вычисления амплитудной огибающей, цифровой квадратор, сумматор-усреднитель, первый блок памяти, второй блок памяти и блок индикации с дисплеем, дополнительно введены фильтр низких частот, блок обнаружения участков нестационарности, блок ключей, блок определения крутизны нарастания участков нестационарности. При этом первый и второй выходы блока гильбертовского ортогонального преобразования соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока вычисления амплитудной огибающей, выход которого соединен со входом фильтра низких частот. А выход фильтра низких частот соединен с первым входом блока ключей и входом блока обнаружения участков нестационарности, первый выход которого соединен со вторым входом блока ключей и первым входом блока определения крутизны нарастания участков нестационарности, второй вход которого соединен со вторым выходом блока обнаружения участков нестационарности. Причем выход блока ключей соединен с третьим входом блока определения крутизны нарастания участков нестационарности и входом цифрового квадратора, выход которого соединен с первым входом сумматора-усреднителя. А выход сумматора-усреднителя соединен с первым входом первого блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока индикации с дисплеем. При этом первый выход блока определения крутизны нарастания участков нестационарности соединен с первым входом второго блока памяти, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока памяти и со вторым входом второго блока памяти. А первый и второй выходы второго блока памяти соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами блока индикации с дисплеем. Причем третий выход блока определения крутизны нарастания участков нестационарности соединен со вторым входом сумматора-усреднителя.The proposed method for measuring the power and the slope of the rise of the sections of non-stationarity of acoustic signals includes conversion of the input signal, linear analog-to-digital conversion of the signal, Hilbert conversion with the formation of an orthogonal signal from a digital signal, digital extraction of the signal corresponding to the Hilbert amplitude envelope of the analog signal, as well as digital squaring, summation and averaging, storage with summation and averaging, digital indication. The proposed method differs in that after the digital extraction of the signal corresponding to the Hilbert amplitude envelope of the original analog signal, the low-frequency components of the Hilbert amplitude envelope are separated by filtering. Then, in this filtered Hilbert amplitude envelope signal, the most important and informative sections of nonstationarity with increasing steepness are determined and distinguished. Each such section contains N _x parallel code combinations, of which, after digital squaring, the formation in each section of nonstationarity is carried out, by summing and averaging, a digital sample corresponding to the value of the instantaneous power of this section of nonstationarity with increasing steepness. Further, K of such digital readings are stored, and the formation of digital readings from K is carried out, by summing and averaging these readings, a digital readout corresponding to the value of the average power over a long time interval, consisting of K non-stationary sections with increasing steepness. After that, digital indication of K stored digital readings is carried out, corresponding to the values of instantaneous power and digital readout corresponding to the value of the average power of the non-stationarity sections over a long time interval consisting of K sections. And also at each selected section of nonstationarity with increasing steepness, the duration of this section Δt is determined and the difference between the instantaneous values of the amplitudes ΔA between the end point of the nonstationarity section and its starting point is determined. Then, by dividing the difference between the instantaneous values of the amplitudes between the end point of the nonstationarity section and its initial point ΔA by the duration of this nonstationarity section Δt, a digital count is formed corresponding to the slope of the rise S of the nonstationarity section with increasing steepness. And then K of such digital readings are stored, and the formation of digital readings from K is carried out, by summing and averaging these readings, a digital readout corresponding to the value of the average slope of the rise S over a long time interval consisting of K sections of unsteadiness with an increasing slope. Thereafter, digital indication K of the stored digital readings is carried out, corresponding to the values of the slope of the rise S of the non-stationary sections and the digital count corresponding to the value of the average slope of the rise of the non-stationary sections over a long time interval consisting of K sections. And into a device for measuring the power and the slope of the rise of the sections of non-stationarity of acoustic signals, containing a series-connected input unit, a linear analog-to-digital converter, a Hilbert orthogonal conversion unit, as well as an amplitude envelope calculation unit, a digital quadrator, an adder-averager, a first memory unit, a second unit memory and an indication unit with a display, additionally introduced a low-pass filter, a unit for detecting sections of non-stationarity, a block of keys, a block for determining the steepness of growth of sections of non-stationarity. In this case, the first and second outputs of the Hilbert orthogonal transformation unit are connected, respectively, to the first and second inputs of the amplitude envelope calculating unit, the output of which is connected to the input of the low-pass filter. And the output of the low-pass filter is connected to the first input of the block of keys and the input of the block for detecting sections of non-stationarity, the first output of which is connected to the second input of the block of keys and the first input of the block for determining the steepness of the growth of sections of non-stationarity, the second input of which is connected to the second output of the block for detecting sections of non-stationarity. Moreover, the output of the block of keys is connected to the third input of the block for determining the steepness of the rise of the sections of nonstationarity and the input of a digital quadrator, the output of which is connected to the first input of the adder-averager. And the output of the adder-averager is connected to the first input of the first memory unit, the first and second outputs of which are connected, respectively, to the first and second inputs of the display unit with a display. In this case, the first output of the block for determining the steepness of the rise of the sections of nonstationarity is connected to the first input of the second memory block, and its second output is connected to the second input of the first memory block and to the second input of the second memory block. And the first and second outputs of the second memory unit are connected, respectively, with the third and fourth inputs of the display unit with a display. Moreover, the third output of the block for determining the steepness of the rise of the sections of nonstationarity is connected to the second input of the adder-averager.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа, позволяет расширить функциональные возможности для измерения мгновенной и средней мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов и повысить точность оценки качества акустических сигналов.Thanks to such a solution to the problem, the proposed method and device for measuring the power and the slope of the rise of the sections of non-stationarity of acoustic signals, in contrast to the prototype, makes it possible to expand the functionality for measuring the instantaneous and average power and the steepness of the rise of the sections of non-stationarity of acoustic signals and to increase the accuracy of assessing the quality of acoustic signals.

Перечень фигурList of figures

Предложенный способ и устройство поясняются фигурами, на которых показаны:The proposed method and device are illustrated by the figures, which show:

Фиг. 1 Структурная схема устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов.FIG. 1 Block diagram of the device for measuring the power and the steepness of the increase in the sections of non-stationarity of acoustic signals.

Фиг. 2 Блок гильбертовского ортогонального преобразования.FIG. 2 Block of the Hilbert orthogonal transform.

Фиг. 3 Блок вычисления амплитудной огибающей.FIG. 3 Block for calculating the amplitude envelope.

Фиг. 4 Блок обнаружения участков нестационарности.FIG. 4 Block for detecting non-stationary areas.

Фиг. 5 Блок определения крутизны нарастания участков нестационарности.FIG. 5 Block for determining the steepness of the increase in the sections of nonstationarity.

Фиг. 6 Сумматор-усреднитель.FIG. 6 Totalizer-averaging.

Фиг. 7 Первый и второй блоки памяти.FIG. 7 First and second memory blocks.

Фиг. 8 Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.FIG. 8 Scheme of segmentation and imposition of the Nuttall window function included in the Hilbert orthogonal transform block.

Фиг. 9 Временные диаграммы работы схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.FIG. 9 Timing diagrams of the operation of the scheme of segmentation and imposition of the Nuttall window function included in the block of the Hilbert orthogonal transform.

Фиг. 10 Схема перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.FIG. 10 Scheme of overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window function included in the Hilbert orthogonal transform block.

Фиг. 11 Временные диаграммы работы схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.FIG. 11 Timing diagrams of the operation of the scheme of overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window function included in the block of the Hilbert orthogonal transformation.

Осуществление изобретенияImplementation of the invention

Особенностью предлагаемого способа измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа является расширение функциональных возможностей, которое позволяет измерять мгновенную и среднюю мощности и крутизну нарастания участков нестационарности акустических сигналов, являющихся наиболее важными и информативными и позволяет повышать точность оценки качество акустических сигналов.A feature of the proposed method for measuring the power and the steepness of the rise of the sections of non-stationarity of acoustic signals, in contrast to the prototype, is the expansion of functionality, which makes it possible to measure the instantaneous and average power and the steepness of the rise of the sections of non-stationarity of acoustic signals, which are the most important and informative and allows to increase the accuracy of assessing the quality of acoustic signals ...

В основе предлагаемого способа лежит использование гильбертовской амплитудной огибающей, выделяемой из акустического сигнала. Из гильбертовской амплитудной огибающей путем фильтрации выделяются низкочастотные составляющие акустических объектов (например звуков или слов). Эти акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарности в виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак». После определения и выделения данных участков нестационарности, содержащих N_x кодовых комбинаций в каждом участке, осуществляют измерение мгновенной мощности каждого из этих участков, а также измерение средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. Кроме того, на каждом участке нестационарности определяют длительность этого участка Δt, а также определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Далее, путем деления ΔА на Δt, осуществляют измерение крутизны нарастания S каждого участка нестационарности, а также измерение средней крутизны нарастания участков нестационарности, на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.The proposed method is based on the use of the Hilbert amplitude envelope extracted from the acoustic signal. Low-frequency components of acoustic objects (for example, sounds or words) are extracted from the Hilbert amplitude envelope by filtering. These acoustic objects contain the most important and informative areas of non-stationarity in the form of an increase in the leading fronts of these objects or "attacks". After determining and isolating these non-stationary sections containing N _x code combinations in each section, the instantaneous power of each of these sections is measured, as well as the average power of the non-stationary sections is measured over a long time interval consisting of K such sections. In addition, at each section of nonstationarity, the duration of this section Δt is determined, and the difference between the instantaneous values of the amplitudes ΔA between the end point of the section of nonstationarity and its starting point is determined. Further, by dividing ΔA by Δt, the steepness of the rise S of each section of nonstationarity is measured, as well as the measurement of the average steepness of the rise of the sections of nonstationarity, over a long time interval consisting of K of such sections.

Способ измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов реализуется следующим образом. Входной акустический сигнал в зависимости от его амплитуды подвергается преобразованию в виде усиления или ослабления. Далее осуществляют линейное аналого-цифровое преобразование сигнала и полученный сигнал подвергают в цифровом виде гильбертовскому преобразованию с формированием ортогонального сигнала. Это преобразование соответствует тому, что все спектральные составляющие, входящие в измеряемый акустический сигнал, сдвигаются по фазе на 90°. После этого осуществляют выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала Δ(t). Для этого используют цифровой сигнал, соответствующий исходному акустическому сигналу u(t) и цифровой сигнал после гильбертовского преобразования, соответствующий исходному акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t). Выделение амплитудной огибающей осуществляют в соответствии с формулой

The method for measuring the power and the steepness of the increase in the sections of nonstationarity of acoustic signals is implemented as follows. The input acoustic signal, depending on its amplitude, is transformed in the form of amplification or attenuation. Next, a linear analog-to-digital conversion of the signal is carried out and the resulting signal is subjected to digital Hilbert transformation with the formation of an orthogonal signal. This transformation corresponds to the fact that all spectral components included in the measured acoustic signal are shifted in phase by 90 °. After that, the digital signal is extracted, corresponding to the amplitude envelope of the measured analog signal Δ (t). To do this, use a digital signal corresponding to the original acoustic signal u (t) and a digital signal after the Hilbert transformation, corresponding to the original acoustic signal, but with the spectral components u ₁ (t) shifted by 90 °. The selection of the amplitude envelope is carried out in accordance with the formula

Далее из выделенного в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала выделяют путем фильтрации низкочастотные составляющие акустических объектов (например звуков или слов). Эти акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарности в виде крутизны нарастания передних фронтов этих объектов или «атак». Насколько важен данный параметр, показывает следующие факты - известно, что устранение атак из речевого сигнала делает его полностью неразборчивым, в то же время сохранение только атак, составляющих 10-15% длительности акустических объектов, позволяет сохранить словесную разборчивость на уровне 85%. Устранение атак из музыкального сигнала делает невозможным определение инструмента даже для музыкантов. При обработках и передаче акустических сигналов имеют место искажения длительностей атак, что заметно ухудшает качество восприятия звуковой информации, в частности приводит к неправильной передаче тембра. Данные участки нестационарности акустических объектов с нарастающей крутизной, определяют и выделяют. При этом каждый такой участок нестационарности с нарастающей крутизной содержит N_x кодовых комбинаций (дискретных отсчетов), т.к. эти участки не одинаковы по длительности и амплитуде. После этого осуществляют квадрирование, а затем суммирование и усреднение в цифровом виде и получают значение, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, согласно формулы [Мирский Г.Я. Электронные измерения: М.; Радио и связь, 1986]Further, from the digitally separated signal corresponding to the Hilbert amplitude envelope of the original analog signal, the low-frequency components of acoustic objects (for example, sounds or words) are extracted by filtering. These acoustic objects contain the most important and informative sections of nonstationarity in the form of the steepness of the rise of the leading edges of these objects or "attacks". How important this parameter is is shown by the following facts - it is known that eliminating attacks from a speech signal makes it completely illegible, while keeping only attacks that make up 10-15% of the duration of acoustic objects allows you to keep verbal intelligibility at the level of 85%. Eliminating attacks from the music signal makes it impossible to identify the instrument, even for musicians. During processing and transmission of acoustic signals, distortions of the duration of attacks take place, which significantly impairs the quality of perception of sound information, in particular, leads to incorrect transmission of timbre. These sections of nonstationarity of acoustic objects with increasing steepness are determined and distinguished. Moreover, each such section of nonstationarity with increasing steepness contains N _x code combinations (discrete samples), since these areas are not the same in duration and amplitude. Thereafter, the squaring is carried out, and then the summation and averaging in digital form and the value of the digital readout corresponding to the value of the instantaneous power in each section of nonstationarity with increasing steepness is obtained, according to the formula [Mirsky G.Ya. Electronic measurements: M .; Radio and communications, 1986]

где n_i - числовой эквивалент мгновенной амплитуды сигнала при i-й выборке,where n _i is the numerical equivalent of the instantaneous signal amplitude at the i-th sample,

N_x - количество дискретных отсчетов на данном участке нестационарности с нарастающей крутизной.N _x - the number of discrete readings in a given section of nonstationarity with increasing steepness.

Далее К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. И, наконец, осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.Further, K such digital readings, corresponding to the values of the instantaneous power in each section of nonstationarity with an increasing steepness, are stored, and digital readings are formed from these K, by summing and averaging these readings, a digital reading corresponding to the value of the average power of the nonstationarity sections with an increasing slope by a long time interval, consisting of K such sections. And, finally, digital indication K of the stored digital readings is carried out, corresponding to the values of the instantaneous power in each section of unsteadiness with increasing steepness, and a digital reading corresponding to the value of the average power of the sections of unsteadiness with increasing steepness over a long time interval consisting of K such sites.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить как отдельные значения мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, так и характер изменения значений средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.This indication makes it possible to estimate with high accuracy both the individual values of the instantaneous power in each section of nonstationarity with an increasing steepness, and the nature of the change in the values of the average power of the sections of nonstationarity with an increasing steepness over a long time interval consisting of K such sections.

Кроме того, на каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt, а также определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Далее, путем деления ΔА на Δt, получают значение цифрового отсчета, соответствующего значению крутизны нарастания S каждого такого участка нестационарности с нарастающей крутизной.In addition, at each section of nonstationarity with increasing steepness, the duration of this section Δt is determined, and the difference between the instantaneous values of the amplitudes ΔA between the end point of the section of nonstationarity and its starting point is determined. Further, by dividing ΔA by Δt, a digital readout value corresponding to the value of the slope of the rise S of each such section of unsteadiness with an increasing slope is obtained.

Далее К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. И, наконец, осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной и цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.Further, K such digital readings, corresponding to the values of the slope of the rise S in each section of unsteadiness with an increasing slope, are stored, and the formation of these K digital readings is carried out by summing and averaging these readings, a digital reading corresponding to the value of the average slope of the rise of the sites of unsteadiness with increasing steepness over a long time interval consisting of K such sections. And, finally, digital indication K of the stored digital readings is carried out, corresponding to the values of the slope of the rise S in each section of unsteadiness with an increasing slope and a digital reading corresponding to the value of the average slope of the rise of the sections of unsteadiness with an increasing slope over a long time interval consisting of K such sections.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить как отдельные значения крутизны нарастания S в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, так и характер изменения значений средней крутизны нарастания участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.Such an indication makes it possible to estimate with high accuracy both the individual values of the steepness of the rise in S in each section of unsteadiness with an increasing steepness, and the nature of the change in the values of the average steepness of the rise of sections of unsteadiness with an increasing steepness over a long time interval consisting of K such sections.

Описанный способ измерений участков нестационарности с нарастающей крутизной позволяет расширить функциональные возможности для измерения мгновенной и средней мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов и с большой точностью оценить качество акустических сигналов, так как именно участки нестационарности содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать качество этих сигналов.The described method of measuring nonstationarity sections with increasing steepness allows expanding the functionality for measuring instantaneous and average power and the steepness of the rise of nonstationarity sections of acoustic signals and with high accuracy assess the quality of acoustic signals, since it is precisely the sections of nonstationarity that contain the greatest amount of information and their distortions during transmission and processing. significantly reduce the quality of these acoustic signals. These measurements will make it possible to take measures to reduce distortions of non-stationarity areas in acoustic signals and thereby improve the quality of these signals.

Способ осуществляют при помощи устройства измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов (фиг. 1), которое содержит: последовательно соединенные входной блок 1, линейный аналого-цифровой преобразователь (ЛАЦП) 2, блок гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3, а также блок вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4, цифровой квадратор 5, сумматор-усреднитель 6, первый блок памяти 7, второй блок памяти 8 и блок индикации с дисплеем (БИСД) 9. В устройство дополнительно введены фильтр низких частот (ФНЧ) 10, блок обнаружения участков нестационарности (БОУН) 11, блок ключей 12 и блок определения крутизны нарастания участков нестационарности (БОКНУН) 13.The method is carried out using a device for measuring the power and steepness of the sections of non-stationarity of acoustic signals (Fig. 1), which contains: a series-connected input unit 1, a linear analog-to-digital converter (LADC) 2, a Hilbert orthogonal transformation unit (BGOP) 3, and an amplitude envelope calculation unit (BVAO) 4, a digital quadrator 5, an adder-averager 6, a first memory unit 7, a second memory unit 8 and an indication unit with a display (BISD) 9. The device additionally includes a low-pass filter (LPF) 10, a unit detection of areas of non-stationarity (BOUN) 11, a block of keys 12 and a block for determining the steepness of growth of sections of non-stationarity (BOKNUN) 13.

При этом первый и второй выходы БГОП 3 соединены, соответственно, с первым и вторым входами БВАО 4, выход которого соединен со входом ФНЧ 10, выход которого соединен с первым входом блока ключей 12 и входом БОУН 11, первый выход которого соединен с первым входом БОКНУН 13 и со вторым входом блока ключей 12, а его второй выход соединен со вторым входом БОКНУН 13, при этом выход блока ключей 12 соединен с третьим входом БОКНУН 13 и входом цифрового квадратора 5, выход которого соединен с первым входом сумматора-усреднителя 6, выход которого соединен с первым входом первого блока памяти 7, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами БИСД 9, при этом первый выход БОКНУН 13 соединен с первым входом второго блока памяти 8, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока памяти 7 и со вторым входом второго блока памяти 8, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами БИСД 9, причем третий выход БОКНУН 13 соединен со вторым входом сумматора-усреднителя 6.In this case, the first and second outputs of BGOP 3 are connected, respectively, with the first and second inputs of the BVAO 4, the output of which is connected to the input of the LPF 10, the output of which is connected to the first input of the key block 12 and the input of BUN 11, the first output of which is connected to the first input of BOKNUN 13 and with the second input of the block of keys 12, and its second output is connected to the second input of BOKNUN 13, while the output of the block of keys 12 is connected to the third input of BOKNUN 13 and the input of a digital quadrator 5, the output of which is connected to the first input of the adder-averager 6, the output which is connected to the first input of the first memory block 7, the first and second outputs of which are connected, respectively, to the first and second inputs of the BISD 9, while the first output of BOKNUN 13 is connected to the first input of the second memory block 8, and its second output is connected to the second input the first memory block 7 and with the second input of the second memory block 8, the first and second outputs of which are connected, respectively, with the third and fourth inputs of the BISD 9, and the third output BOKN UN 13 is connected to the second input of the adder-averager 6.

Предлагаемый способ осуществляется при помощи предлагаемого устройства следующим образом (Фиг. 1). Акустический аналоговый сигнал подается на вход устройства и далее поступает на первый вход входного блока 1, где в зависимости от его амплитуды подвергается преобразованию в виде усиления или ослабления. Затем акустический сигнал с выхода входного блока 1 подается на вход ЛАЦП 2. В данном блоке осуществляется линейное аналого-цифровое преобразование сигнала. Цифровой сигнал в параллельном коде поступает с выхода ЛАЦП 2 на вход БГОП 3. В БГОП 3 осуществляется в цифровом виде гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала. Это преобразование соответствует тому, что все спектральные составляющие, входящие в исходный акустический сигнал, сдвигаются по фазе на 90°.The proposed method is carried out using the proposed device as follows (Fig. 1). An acoustic analog signal is fed to the input of the device and then goes to the first input of the input unit 1, where, depending on its amplitude, it is converted in the form of amplification or attenuation. Then the acoustic signal from the output of the input block 1 is fed to the input of the LACP 2. In this block, a linear analog-to-digital conversion of the signal is carried out. A digital signal in a parallel code comes from the output of the LACP 2 to the input of the BGOP 3. In the BGOP 3, the Hilbert transformation is carried out in digital form with the formation of an orthogonal signal. This transformation corresponds to the fact that all spectral components included in the original acoustic signal are shifted in phase by 90 °.

Далее цифровой сигнал с первого и второго выходов БГОП 3 в параллельных кодах поступает, соответственно, на первый и второй входы БВАО 4. В блоке 4 осуществляется выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала A(t). Для этого используется цифровой сигнал, с первого выхода БГОП 3, соответствующий измеряемому акустическому сигналу u(t) и цифровой сигнал со второго выхода БГОП 3, соответствующий измеряемому акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t). Выделение амплитудной огибающей в блоке 4 осуществляется в соответствии с формулой

Further, the digital signal from the first and second outputs of BGOP 3 in parallel codes is fed, respectively, to the first and second inputs of the BVAO 4. In block 4, the digital signal corresponding to the Hilbert amplitude envelope of the measured analog signal A (t) is extracted. For this, a digital signal is used, from the first output of BGOP 3, corresponding to the measured acoustic signal u (t) and a digital signal from the second output of BGOP 3, corresponding to the measured acoustic signal, but with the spectral components u ₁ (t) shifted by 90 °. The selection of the amplitude envelope in block 4 is carried out in accordance with the formula

Цифровой сигнал с выхода БВАО 4 в параллельном коде поступает на вход ФНЧ 10, в котором в цифровом виде осуществляют выделение низкочастотных составляющих акустических объектов (например звуков, слов). Эти низкочастотные акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарности в виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак». Полоса пропускания ФНЧ 10 от 0 до 200 Гц (в некоторых случаях до 500 Гц). Далее цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с выхода ФНЧ 10 поступает на первый вход блока ключей 12 и на вход БОУН 11, в котором осуществляют определение участков нестационарности с возрастающей крутизной. При таком определении на первом выходе БОУН 11 появляется сигнал (лог.1), соответствующий началу участка нестационарности с возрастающей крутизной, а после окончания данного участка на втором выходе БОУН 11 появляется сигнал (лог.1), а на его первом выходе появляется сигнал (лог.0). Сигнал лог.1 с первого выхода БОУН 11, соответствующий началу участка нестационарности с возрастающей крутизной, поступает на первый вход БОКНУН 13 и на второй вход блока ключей 12, вследствие чего данный блок ключей 12 открывается и на его выход начинает проходить цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с выхода ФНЧ 10. Этот цифровой информационный сигнал с выхода блока ключей 12 поступает на третий вход БОКНУН 13 и на вход цифрового квадратора 5, в котором осуществляется возведение в квадрат поступившего в виде участка нестационарности с возрастающей крутизной цифрового информационного сигнала. Далее этот участок цифрового информационного сигнала, содержащего N_x цифровых отсчетов (параллельных кодовых комбинаций), с выхода цифрового квадратора 5 поступает на первый вход сумматора-усреднителя 6, на второй вход которого с третьего выхода БОКНУН 13 поступает цифровой сигнал, соответствующий количеству цифровых отсчетов N_x, содержащихся в данном участке нестационарности с нарастающей крутизной. В сумматоре-усреднителе 6 осуществляют суммирование и усреднение цифровых отсчетов N_x данного участка нестационарности и получают значение, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности на данном участке нестационарности с нарастающей крутизной. После окончания данного участка нестационарности с нарастающей крутизной на втором выходе БОУН 11 появляется сигнал лог.1, который поступает на второй вход БОКНУН 13, а на первом выходе БОУН 11 появляется сигнал лог.0, под действием которого закрывается блок ключей 12 и цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций перестает поступать на вход цифрового квадратора 5. С обнаружением в БОУН 11 следующего участка нестационарности с нарастающей крутизной, работа блока ключей 12, цифрового квадратора 5 и сумматора-усреднителя 6 происходит аналогичным образом.The digital signal from the output of the BVAO 4 in a parallel code is fed to the input of the LPF 10, in which the low-frequency components of acoustic objects (for example, sounds, words) are extracted in digital form. These low-frequency acoustic objects contain the most important and informative areas of non-stationarity in the form of rising leading edges of these objects or "attacks". Low-pass filter 10 bandwidth from 0 to 200 Hz (in some cases up to 500 Hz). Further, the digital information signal in the form of parallel code combinations from the output of the low-pass filter 10 is fed to the first input of the block of keys 12 and to the input of the BUN 11, in which the determination of non-stationarity sections with increasing steepness is carried out. With such a determination, a signal (log 1) appears at the first output of BOUN 11, corresponding to the beginning of a nonstationarity section with an increasing steepness, and after the end of this section, a signal (log 1) appears at the second output of BOUN 11, and a signal appears at its first output ( log 0). The log.1 signal from the first output of BOUN 11, corresponding to the beginning of the nonstationarity section with increasing steepness, is fed to the first input of BOKNUN 13 and to the second input of the block of keys 12, as a result of which this block of keys 12 opens and a digital information signal begins to pass to its output in the form parallel code combinations from the output of the low-pass filter 10. This digital information signal from the output of the block of keys 12 is fed to the third input of BOKNUN 13 and to the input of the digital quadrator 5, in which the digital information signal arriving in the form of a nonstationarity section with an increasing slope is squared. Further, this section of the digital information signal containing N _x digital samples (parallel code combinations) is fed from the output of the digital quadrator 5 to the first input of the adder-averager 6, to the second input of which from the third output of BOKNUN 13 a digital signal corresponding to the number of digital samples N _x contained in the given section of nonstationarity with increasing steepness. In the adder-averager 6, the digital samples N _{x of the} given section of non-stationarity are summed and averaged, and the value of the digital sample corresponding to the value of the instantaneous power at the given section of non-stationarity with increasing steepness is obtained. After the end of this section of nonstationarity with an increasing steepness, the log 1 signal appears at the second output of BOUN 11, which is fed to the second input of BOKNUN 13, and at the first output of BOUN 11, the log 0 signal appears, which closes the key block 12 and the digital information signal in the form of parallel code combinations, it ceases to come to the input of the digital quadrator 5. With the detection of the next section of nonstationarity with an increasing steepness in the BUN 11, the operation of the key block 12, the digital quadrator 5 and the adder-averager 6 occurs in a similar way.

Цифровые отсчеты в виде параллельных кодовых комбинаций, соответствующие значениям мгновенной мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной поступают с выхода сумматора-усреднителя 6 на первый вход первого блока памяти 7, на второй вход которого подаются короткие импульсы со второго выхода БОКНУН 13, соответствующие окончаниям данных участков нестационарности с нарастающей крутизной. В первом блоке памяти 7 К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.Digital samples in the form of parallel code combinations corresponding to the values of the instantaneous power of the nonstationarity sections with increasing steepness are fed from the output of the adder-averaging unit 6 to the first input of the first memory unit 7, to the second input of which short pulses are fed from the second output of the BOKNUN 13 corresponding to the ends of these sections of nonstationarity with increasing steepness. In the first memory unit 7, K of such digital samples, corresponding to the values of the instantaneous power in each section of nonstationarity with an increasing steepness, are stored, and they also form digital samples from these K by summing and averaging these samples, a digital reading corresponding to the value of the average power of the sections of nonstationarity with increasing steepness over a long time interval consisting of K such sections.

После этого, К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, с первого выхода первого блока памяти 7, а также цифровой отсчет, соответствующий значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, со второго выхода первого блока памяти 7 поступают, соответственно, на первый и второй входы БИСД 9.After that, K stored digital readings corresponding to the values of the instantaneous power in each section of unsteadiness with increasing steepness from the first output of the first memory block 7, as well as a digital reading corresponding to the value of the average power of the sections of unsteadiness with increasing slope over a long time interval consisting of K such sections, from the second output of the first memory unit 7, are fed, respectively, to the first and second inputs of the BISD 9.

При этом сигнал лог.1 с первого выхода БОУН 11, соответствующий началу участка нестационарности с возрастающей крутизной, поступает также на первый вход БОКНУН 13 и на второй вход блока ключей 12, вследствие чего данный блок открывается и на его выход начинает проходить цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с выхода ФНЧ 10. Этот цифровой информационный сигнал с выхода блока ключей 12 поступает на третий вход БОКНУН 13. В данном блоке на каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt, а также определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Далее, путем деления ΔА на Δt, получают значение цифрового отсчета, соответствующего значению крутизны нарастания S каждого такого участка нестационарности, с нарастающей крутизной.In this case, the log.1 signal from the first output of BOUN 11, corresponding to the beginning of the nonstationarity section with an increasing steepness, is also fed to the first input of BOKNUN 13 and to the second input of the block of keys 12, as a result of which this block opens and a digital information signal begins to pass to its output. in the form of parallel code combinations from the output of the LPF 10. This digital information signal from the output of the block of keys 12 is fed to the third input of BOKNUN 13. In this block, at each section of nonstationarity with increasing steepness, the duration of this section Δt is determined, and the difference in instantaneous values of the amplitudes ΔA between the end point of the nonstationarity section and its starting point. Further, by dividing ΔA by Δt, a digital readout value corresponding to the value of the slope of the rise S of each such section of unsteadiness is obtained, with an increasing slope.

Цифровые отсчеты, соответствующие значениям крутизны нарастания S каждого такого участка нестационарности с нарастающей крутизной поступают с первого выхода БОКНУН 13 на первый вход второго блока памяти 8, на второй вход которого подаются короткие импульсы со второго выхода БОКНУН 13, соответствующие окончаниям данных участков нестационарности с нарастающей крутизной. Во втором блоке памяти 8 К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.Digital readings corresponding to the values of the slope of the rise S of each such section of nonstationarity with increasing steepness are fed from the first output of BOKNUN 13 to the first input of the second memory block 8, to the second input of which short pulses are fed from the second output of BOKNUN 13, corresponding to the ends of these sections of unsteadiness with an increasing steepness ... In the second memory block 8 K of such digital readings, corresponding to the values of the slope of the rise S in each section of nonstationarity with an increasing slope, are stored, and the formation of these K digital readings is carried out by summing and averaging these readings, a digital reading corresponding to the value of the average slope of the rise sections of nonstationarity with increasing steepness over a long time interval consisting of K such sections.

После этого, К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, с первого выхода второго блока памяти 8, а также цифровой отсчет, соответствующий значению средней крутизны нарастания участков нестационарностис нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, со второго выхода второго блока памяти 8 поступают, соответственно, на третий и четвертый входы БИСД 9.After that, K stored digital samples corresponding to the values of the slope of the rise S in each section of unsteadiness with an increasing slope from the first output of the second memory block 8, as well as a digital sample corresponding to the value of the average slope of rise of the sections of unsteadiness with an increasing slope over a long time interval consisting of To such sections, from the second output of the second memory block 8, they are fed, respectively, to the third and fourth inputs of the BISD 9.

Предлагаемое устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа, позволяет расширить функциональные возможности для измерения мгновенной и средней мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов и повысить точность оценки качества акустических сигналов.The proposed device for measuring the power and steepness of the sections of nonstationarity of acoustic signals, in contrast to the prototype, makes it possible to expand the functionality for measuring the instantaneous and average power and the steepness of the sections of nonstationarity of acoustic signals and to improve the accuracy of assessing the quality of acoustic signals.

Особенностью предлагаемого устройства измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов является то, что нестандартными в нем являются: блок гильбертовского ортогонального преобразования БГОП 3, блок вычисления амплитудной огибающей БВАО 4, сумматор-усреднитель 6, первый и второй блоки памяти 7, 8, а также блок обнаружения участков нестационарности БОУН 11 и блок определения крутизны нарастания участков нестационарности БОКНУН 13.A feature of the proposed device for measuring the power and the steepness of the increase in the sections of non-stationarity of acoustic signals is that non-standard in it are: block of Hilbert orthogonal transformation BGOP 3, block for calculating the amplitude envelope BVAO 4, adder-averager 6, first and second memory blocks 7, 8, and also a block for detecting sections of unsteadiness BOUN 11 and a block for determining the steepness of the increase in sections of non-stationary BOKNUN 13.

Пример реализации блока гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 показан на фиг. 2. Данный блок содержит последовательно соединенные: схему сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), схему прямого дискретного преобразования Фурье (СПДПФ) схему поворота фазы коэффициентов преобразования (СПФКП), схему обратного дискретного преобразования Фурье (СОДПФ), схему перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОФН). Кроме того БГОП 3 содержит схему удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД) и линию задержки. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен со входом (кодовым) БГОП 3 и первым (кодовым) входом линии задержки, а кодовый выход ССНОФН подключен через последовательно соединенные СПДПФ, СПФКП, СОДПФ к кодовому входу СПСКНОФН, кодовый выход которой соединен со вторым кодовым выходом БГОП 3. Второй вход ССНОФН соединен со вторым входом СПСКНОФН, вторым входом линии задержки и входом СУЧИД, выход которой соединен с третьим входом ССНОФН, третьим входом СПСКНОФН, вторым входом СПДПФ, вторым входом СПФКП и вторым входом СОДПФ. Кодовый выход линии задержки соединен с первым кодовым выходом БГОП 3An example of the implementation of the block of the Hilbert orthogonal transform (BGOP) 3 is shown in Fig. 2. This block contains serially connected: a Nuttall window function segmentation and overlay circuit (SSNOFN), a direct discrete Fourier transform (SPDFT) circuit of the phase rotation of the transformation coefficients (SPDFT), an inverse discrete Fourier transform (SDFT) circuit, a segment overlap and compensation circuit non-uniformity of the Nuttall window function (SPKNOFN). In addition, BGOP 3 contains a circuit for doubling the sampling pulse frequency (SUCHID) and a delay line. The first (code) input of SSNOFN is connected to the input (code) of BGOP 3 and the first (code) input of the delay line, and the code output of the SSNOFN is connected through series-connected SPDPF, SPFKP, SODPF to the code input of the SSKNOFN, the code output of which is connected to the second code output of the BGOP 3. The second SSNOFN input is connected to the second SSNOFN input, the second input of the delay line and the SUCHID input, the output of which is connected to the third SSNOFN input, the third SSNOFN input, the second SPDFT input, the second SPFKP input and the second input of the SDPF. The code output of the delay line is connected to the first code output of BGOP 3

Работа блока гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 основана на выражении для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье (ДПФ)The operation of the block of the Hilbert orthogonal transform (BGOP) 3 is based on the expression for the direct and inverse discrete Fourier transform (DFT)

где х(n) - последовательность из В временных отсчетов, Х(k) - последовательность из В частотных отсчетов.where x (n) is a sequence of B time samples, X (k) is a sequence of B frequency samples.

Блок БГОП 3, функционирует следующим образом (фиг. 2). На вход (кодовый) БГОП 3 поступают параллельные кодовые комбинации с выхода ЛАЦП 2 (фиг. 1). Эти кодовые комбинации внутри БГОП 3 (фиг. 2) подаются на первый (кодовый) вход линии задержки и на первый (кодовый) вход ССНОФН, на второй и третий входы которой поступают, соответственно, импульсы частоты дискретизации от ЛАЦП 2 (на фиг. 1 не показано) и импульсы с удвоенной частотой дискретизации с выхода СУЧИД. В ССНОФН осуществляют формирование сегментов, состоящих из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте, соответствующих В временным дискретным отсчетам звукового сигнала. На каждый сегмент далее налагают оконную функцию Наттолла. Цифровой сигнал в виде сегментов из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте с кодового выхода ССНОФН поступает на кодовый вход СПДПФ, где осуществляют В точечное прямое дискретное преобразование Фурье этих В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте.Block BGOP 3 operates as follows (Fig. 2). The input (code) BGOP 3 receives parallel code combinations from the output of LACP 2 (Fig. 1). These code combinations inside BGOP 3 (Fig. 2) are fed to the first (code) input of the delay line and to the first (code) input of SSNOFN, the second and third inputs of which receive, respectively, the sampling frequency pulses from the LAC 2 (in Fig. 1 not shown) and pulses with twice the sampling rate from the output of SUCHID. In SSNOFN, the segments are formed, consisting of B parallel code combinations in each segment, corresponding to B time discrete samples of the audio signal. A Nuttall window function is then imposed on each segment. A digital signal in the form of segments from B parallel code combinations in each segment from the code output SSNOFN is fed to the code input of the SPDFT, where the B point direct discrete Fourier transform of these B parallel code combinations is performed in each segment.

Необходимость наложения оконной функции Наттолла вызвана тем, что при дискретном преобразовании Фурье (ДПФ) используется прямоугольное окно без перекрытия, что приводит к появлению разрывов анализируемых функций. Возникающие вследствие этого в спектре боковые лепестки преобразования окна, называемые просачиванием, будут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих. Для снижения уровня искажений и помех необходимо минимизировать такое просачивание энергии боковых лепестков в основные компоненты сигнала. Очевидно, что чем ниже уровень боковых лепестков функции окна в частотной области, тем выше точность прямого дискретного преобразования Фурье. Наименьшим уровнем боковых лепестков, из существующих оконных функций, обладает именно окно Наттолла.The need to overlay the Nuttall window function is due to the fact that the discrete Fourier transform (DFT) uses a rectangular window without overlapping, which leads to the appearance of discontinuities in the analyzed functions. The resulting window transform side lobes in the spectrum, called leakage, will distort the amplitudes of adjacent spectral components. To reduce the level of distortion and interference, it is necessary to minimize such leakage of side lobe energy into the main signal components. It is obvious that the lower the level of the side lobes of the window function in the frequency domain, the higher the accuracy of the direct discrete Fourier transform. The Nuttall window has the lowest level of sidelobes among the existing window functions.

В результате В точечного прямого дискретного преобразования Фурье В кодовых комбинаций в СПДПФ формируют В пар коэффициентов, соответствующих представлению цифрового акустического сигнала в спектральной области. Далее цифровой сигнал с кодового выхода СПДПФ подается на кодовый вход СПФКП, где осуществляют поворот фазы коэффициентов преобразования путем изменения в каждой паре коэффициентов знака коэффициента при jsin 2πnk/B, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.As a result, B point direct discrete Fourier transform B code combinations in SPDFT form B pairs of coefficients corresponding to the representation of a digital acoustic signal in the spectral domain. Next, the digital signal from the code output of the SPDFT is fed to the code input of the SPDFT, where the phase of the transform coefficients is rotated by changing the sign coefficient of the coefficient at jsin 2πnk / B in each pair of coefficients, which corresponds to a 90 ° phase rotation of all spectral components in the time domain in the original analog signal ...

Затем цифровой сигнал с кодового выхода СПФКП подается на кодовый вход СОДПФ, где осуществляется В точечное обратное дискретное преобразование Фурье из В пар коэффициентов в В кодовых комбинаций в каждом сегменте.Then the digital signal from the code output of the SPFKP is fed to the code input of the SODFT, where the In point inverse discrete Fourier transform from B pairs of coefficients to B code combinations in each segment is performed.

После этого цифровой сигнал с кодового выхода СОДПФ поступает на кодовый вход СПСКНОФН. Данная схема необходима для более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла, для чего дополнительно осуществляют сложение с 50% перекрытием. С этой целью в СПСКНОФН осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Поскольку окно Наттола не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то дополнительное увеличение точности восстановленного цифрового акустического сигнала осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ, что существенно для повышения точности измерительного устройства.After that, the digital signal from the code output SODPF is fed to the code input SPSKNOFN. This scheme is necessary for better signal reconstruction in the case of using the Nuttall window, for which addition is performed additionally with 50% overlap. For this purpose, in SPSKNOFN, addition is performed with 50% overlap of each segment with the previous segment delayed by a duration equal to half the duration of the segment. Since the Nuttall window is not one of the windows providing a unit transmission coefficient when using 50% overlaps, an additional increase in the accuracy of the reconstructed digital acoustic signal is performed by compensating for the unevenness of the Nuttall window function. Such compensation allows increasing the protection ratio, which characterizes the level of noise and distortion in the signal, up to 92 dB, which is essential for improving the accuracy of the measuring device.

Цифровой сигнал с кодового выхода СПСКНОФН подается далее на второй кодовый выход БГОП 3.The digital signal from the code output SPSKNOFN is fed further to the second code output BGOP 3.

Таким образом, в БГОП 3 было осуществлено гильбертовское ортогональное преобразование цифрового сигнала, соответствующее повороту фазы всех спектральных составляющих аналогового сигнала на 90°. Однако данный цифровой сигнал после прохождения через ССНОФН, СПДПФ, СПФКП, СОДПФ и СПСКНОФН прибрел временную задержку. Для нормальной работы блока вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4 необходимо, чтобы исходный цифровой сигнал, поступивший на кодовый вход БГОП 3, имел бы на первом кодовом выходе данного блока точно такую же временную задержку, как и цифровой сигнал на его втором кодовом выходе. Для этой цели в БГОП 3 служит линия задержки.Thus, in BGOP 3, the Hilbert orthogonal transformation of the digital signal was carried out, corresponding to the phase rotation of all spectral components of the analog signal by 90 °. However, this digital signal after passing through SSNOFN, SPDPF, SPFKP, SODPF and SPSKNOFN acquired a time delay. For the normal operation of the block for calculating the amplitude envelope (BVAO) 4, it is necessary that the original digital signal received at the code input of BGOP 3 would have at the first code output of this block exactly the same time delay as the digital signal at its second code output. For this purpose, a delay line is used in BGOP 3.

Особенностью БГОП 3 является то, что нестандартными в нем являются ССНОФН и СПСКНОФН, которые требуют дополнительного раскрытия. Данные блоки и временные диаграммы их работы показаны на фиг. 8 - фиг. 11.A feature of BGOP 3 is that SSNOFN and SPSKNOFN are non-standard in it, which require additional disclosure. These blocks and timing diagrams of their operation are shown in FIG. 8 to FIG. eleven.

Схема удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД), входящей в БГОП 3, может быть выполнена в виде последовательно включенных: формирователя меандра, дифференциальной схемы, двухполупериодного выпрямителя и формирователя коротких импульсов.The circuit for doubling the frequency of sampling pulses (SUCHID) included in BGOP 3 can be made in the form of series-connected: square wave shaper, differential circuit, full-wave rectifier and short pulse shaper.

Пример реализации блока вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4 показан на фиг. 3. БВАО 4 состоит из первой и второй схем возведения в квадрат, сумматора и схемы извлечения квадратного корня. Кодовый вход первой схемы возведения в квадрат подключен к первому входу БВАО 4, а кодовый вход второй схемы возведения в квадрат (СВК) подключен ко второму входу БВАО 4, а кодовые выходы данных схем соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора. Кодовый выход сумматора соединен с кодовым входом схемы извлечения квадратного корня, кодовый выход которой подключен к кодовому выходу БВАО 4.An example of an implementation of an amplitude envelope calculator (AME) 4 is shown in FIG. 3. BVAO 4 consists of the first and second squaring circuits, an adder and a square root extraction circuit. The code input of the first squaring circuit is connected to the first input of the BVAO 4, and the code input of the second squaring circuit (SVK) is connected to the second input of the BVAO 4, and the code outputs of these circuits are connected, respectively, to the first and second code inputs of the adder. The code output of the adder is connected to the code input of the square root extraction circuit, the code output of which is connected to the code output of the BVAO 4.

Функционирование БВАО 4, т.е. выделение амплитудной огибающей осуществляется в соответствии с выражением

Для этого используется цифровой сигнал, с первого выхода БГОП 3 (фиг. 1), соответствующий исходному акустическому сигналу u(t) и цифровой сигнал со второго выхода БГОП 3, соответствующий исходному акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t). В первой и второй СВК осуществляется в цифровом виде возведение в квадрат числовых значений каждой параллельной кодовой комбинации (соответствующих отсчетам мгновенных амплитуд исходного аналогового сигнала). Далее цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов первой и второй СВК подаются на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. В данной схеме в цифровом виде осуществляется суммирование числовых значений кодовых комбинаций, поступающих на 1 кодовый вход сумматора с соответствующими им кодовыми комбинациями, поступающими на 2 кодовый вход сумматора. Эта операция соответствует выражению

После этого цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодового выхода сумматора поступает на кодовый вход схемы извлечения квадратного корня (СИКК). В данной схеме в цифровом виде осуществляется операция извлечения квадратного корня из числовых значений кодовых комбинаций, полученных после суммирования. Эта операция соответствует выражению

Цифровой сигнал, соответствующий выделенной гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, с кодового выхода СИКК поступает на кодовый выход БВАО 4.Operation of BVAO 4, i.e. the selection of the amplitude envelope is carried out in accordance with the expression

For this, a digital signal is used, from the first output of BGOP 3 (Fig. 1), corresponding to the original acoustic signal u (t) and a digital signal from the second output of BGOP 3, corresponding to the original acoustic signal, but with the spectral components u ₁ ( t). In the first and second ICS, the numerical values of each parallel code combination (corresponding to the readings of the instantaneous amplitudes of the original analog signal) are digitally squared. Further, a digital signal in the form of parallel code combinations from the code outputs of the first and second VCS is fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. In this scheme, in digital form, the numerical values of the code combinations are added to the 1 code input of the adder with the corresponding code combinations arriving at the 2 code input of the adder. This operation matches the expression

After that, the digital signal in the form of parallel code combinations from the code output of the adder is fed to the code input of the square root extraction circuit (SICK). In this scheme, in digital form, the operation of extracting the square root of the numerical values of the code combinations obtained after summation is carried out. This operation matches the expression

The digital signal corresponding to the selected Hilbert amplitude envelope of the analog signal is fed from the SIKK code output to the BVAO 4 code output.

Пример реализации блока обнаружения участков нестационарности (БОУН) 11 показан на фиг. 4. БОУН 11 состоит из линии задержки (ЛЗ), схемы вычитания (СВ), схемы выявления знака (СВЗ), инвертора, дешифратора, первой схемы ИЛИ₁ второй схемы ИЛИ₂, первого, второго, третьего и четвертого формирователей коротких импульсов F₁, F₂, F₃, F₄, первого RS-триггера T₁, второго RS-триггера Т₂, первой схемы И₁ и второй схемы И₂. Вход (кодовый) БОУН 11 соединен внутри блока с кодовым входом ЛЗ и первым кодовым входом СВ, второй кодовый вход которой соединен с выходом ЛЗ, а выход СВ соединен со входом СВЗ и со входом дешифратора, выходы которого с первого по n подключены ко входам первой схемы ИЛИ₁, а выходы дешифратора с n+1 по m подключены ко входам второй схемы ИЛИ₂, причем выходы ИЛИ₁ и ИЛИ₂ соединены, соответственно, со входом первого формирователя F₁ и входом второго формирователя F₂, выходы которых соединены, соответственно, с R-входом и S-входом первого RS-триггера T₁, прямой и инверсный выходы которого соединены, соответственно, с первым входом первой схемы И₁ и первым входом второй схемы И₂, при этом выход СВЗ соединен со входом четвертого формирователя F₄ и входом инвертора, выход которого соединен со входом третьего формирователя F₃, выход которого соединен с S-входом второго RS-триггера Т₂, R-вход которого соединен с выходом четвертого формирователя F₄, а прямой выход второго RS-триггера Т₂ соединен со вторыми входами первой схемы И₁ и второй схемы И₂, выходы которых соединены, соответственно, с первым и вторым выходами БОУН 11.An example of the implementation of the block for detecting areas of non-stationarity (BUN) 11 is shown in Fig. 4. BONE 11 consists of a delay line (LZ), a subtraction circuit (SV), a sign detection circuit (SVZ), an inverter, a decoder, the first OR circuit _{1, the} second OR circuit ₂ , the first, second, third and fourth short pulse shapers F ₁ , F ₂ , F ₃ , F ₄ , the first RS-flip-flop T ₁ , the second RS-flip-flop T ₂ , the first circuit AND ₁ and the second circuit And ₂ . The input (code) BUN 11 is connected inside the block with the code input of the LZ and the first code input of the SV, the second code input of which is connected to the output of the LZ, and the output of the SV is connected to the input of the SVZ and to the input of the decoder, the outputs of which from the first to n are connected to the inputs of the first circuits OR ₁ , and the outputs of the decoder from n + 1 to m are connected to the inputs of the second circuit OR ₂ , and the outputs of OR ₁ and OR _{2 are} connected, respectively, to the input of the first shaper F ₁ and the input of the second shaper F ₂ , the outputs of which are connected, respectively , with the R-input and S-input of the first RS-flip-flop T ₁ , the direct and inverse outputs of which are connected, respectively, to the first input of the first circuit AND ₁ and the first input of the second circuit And ₂ , while the output of the SVZ is connected to the input of the fourth shaper F ₄ and the input of the inverter, the output of which is connected to the input of the third former F ₃ , the output of which is connected to the S-input of the second RS-flip-flop T ₂ , the R-input of which is connected to the output of the fourth former F ₄ , and the direct output of the second RS -trigger T _{2 is} connected to the second inputs of the first circuit And ₁ and the second circuit And ₂ , the outputs of which are connected, respectively, to the first and second outputs of BUN 11.

Работа БОУН 11 (фиг. 4) осуществляется следующим образом. В исходном состоянии на прямых выходах первого RS-триггера T₁ и второго RS-триггера Т₂ присутствуют лог.0. На вход БОУН 11 поступают параллельные кодовые комбинации с выхода ФНЧ 10 (фиг. 1), а внутри БОУН 11 эти кодовые комбинации подаются на вход ЛЗ и на первый вход СВ. В ЛЗ осуществляется задержка этих параллельных кодовых комбинаций на время одного дискретного отсчета. Далее эти задержанные кодовые комбинации с выхода ЛЗ поступают на второй вход СВ. В СВ из каждой кодовой комбинации, поступающей на ее первый вход, вычитают задержанную на один дискретный отсчет кодовую комбинацию, поступающую на ее второй вход с выхода ЛЗ. В результате на выходе СВ появляются параллельные кодовые комбинации, соответствующие приращениям амплитуды гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, с положительным или отрицательным знаком. При этом положительный или отрицательный знак приращения амплитуды содержится в старшем разряде каждой параллельной кодовой комбинации и для положительных приращений - это лог.0, а для отрицательных - это лог.1. Затем параллельные кодовые комбинации с выхода СВ поступают на вход СВЗ и на вход дешифратора. Дешифратор предназначен для выделения участков гильбертовской амплитудной огибающей с нарастающей крутизной от участков крутизна которых незначительна или равна нулю. Известно [Попов О.Б., Рихтер С.Г. Цифровая обработка и измерения сигналов в трактах звукового вещания. М. Инсвязьиздат, 2010, с. 30], что максимальная длительность участков нестационарности с возрастающей крутизной (атак) составляет примерно Δt₁=300 мс, а минимальная длительность составляет 2 мс, но наиболее часто принимают значение Δt₂=5MC. На максимальной длительности участка нестационарности будет иметь место минимальная крутизна этого участка, которая при максимальном значении амплитуды сигнала гильбертовской огибающей, равной, например 3 вольтам, будет составлять S_min=ΔA/Δt₁ = 3000 мВ/ 300 мс = 10 мВ/ мс. На этой максимальной длительности участка нестационарности с возрастающей крутизной умещается 14423 дикретных отсчетов (кодовых комбинаций) при стандартной частоте дискретизации в ЛАЦП 2 (фиг. 1) равной 48 кГц. В этом случае ΔA₁ на один отсчет будет составлять ΔA₁ = 3000 мВ/ 14423≈ 0,208 мВ=208 мкВ. Данную величину приращения амплитуды ΔA₁=208 мкВ принимаем за начало и за окончание участка нестационарности с возрастающей крутизной. При этом на минимальной длительности участка нестационарности в Δt₂=5 мс будет иметь место максимальная крутизна этого участка, которая будет составлять S_max=ΔA/Δt₂ == 3000 мВ/ 5 мс = 600 мВ/ мс. При использовании в ЛАЦП 2 (фиг. 1) 16-разрядного кода, шаг квантования будет составлять, примерно 45,7 мкВ. В этом случае величине приращения амплитуды ΔA₁ = 208 мкВ, соответствующей началу и окончанию участка нестационарности с возрастающей крутизной, будет соответствовать кодовая комбинация 0000000000000101 на выходе СВ (фиг. 4).The work of BONE 11 (Fig. 4) is carried out as follows. In the initial state, logic _{0 is} present at the direct outputs of the first RS-flip-flop T ₁ and the second RS-flip-flop T ₂ . Parallel code combinations are fed to the input of BONE 11 from the output of the LPF 10 (Fig. 1), and inside the BUN 11 these code combinations are fed to the input of the LZ and to the first input of the CB. In the LP, these parallel code combinations are delayed for the time of one discrete sample. Further, these delayed code combinations from the LZ output are fed to the second input of the CB. In the CB, from each codeword arriving at its first input, a code combination delayed by one discrete sample is subtracted and arriving at its second input from the LZ output. As a result, parallel code combinations appear at the output of the SV, corresponding to the increments of the amplitude of the Hilbert amplitude envelope of the analog signal, with a positive or negative sign. In this case, the positive or negative sign of the amplitude increment is contained in the most significant bit of each parallel codeword and for positive increments it is log.0, and for negative increments it is log.1. Then the parallel code combinations from the CB output are fed to the SVZ input and to the decoder input. The decoder is designed to select sections of the Hilbert amplitude envelope with increasing steepness from the sections whose steepness is insignificant or equal to zero. It is known [O.B. Popov, S.G. Richter. Digital processing and measurement of signals in audio broadcasting paths. M. Insvyazizdat, 2010, p. 30] that the maximum duration of nonstationarity sections with increasing steepness (attacks) is approximately Δt ₁ = 300 ms, and the minimum duration is 2 ms, but most often the value of Δt ₂ = 5MC is taken. At the maximum duration of the section of nonstationarity, there will be a minimum steepness of this section, which at the maximum value of the amplitude of the Hilbert envelope signal, equal, for example, to 3 volts, will be S _min = ΔA / Δt ₁ = 3000 mV / 300 ms = 10 mV / ms. At this maximum duration of the non-stationarity section with increasing steepness, 14423 discrete samples (code combinations) fit at the standard sampling rate in LADC 2 (Fig. 1) equal to 48 kHz. In this case, ΔA ₁ per one reading will be ΔA ₁ = 3000 mV / 14423≈ 0.208 mV = 208 μV. This value of the amplitude increment ΔA ₁ = 208 μV is taken as the beginning and end of the unsteady section with increasing steepness. In this case, at the minimum duration of the nonstationarity section of Δt ₂ = 5 ms, the maximum steepness of this section will take place, which will be S _max = ΔA / Δt ₂ = 3000 mV / 5 ms = 600 mV / ms. When using a 16-bit code in LADC 2 (Fig. 1), the quantization step will be approximately 45.7 μV. In this case, the value of the amplitude increment ΔA ₁ = 208 µV, corresponding to the beginning and end of the unsteady section with increasing steepness, will correspond to the code combination 0000000000000101 at the CB output (Fig. 4).

Параллельные кодовые комбинации, соответствующие приращениям амплитуды гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала на один отсчет ΔA₁, с выхода СВ поступают на вход дешифратора (фиг. 4). В случае, когда приращение амплитуды на участке нестационарности равна 0, то на выходе СВ и входе дешифратора будет кодовая комбинация 0000000000000000, под действием которой на первом выходе дешифратора появляется уровень лог.1. Этот скачек уровня проходит через ИЛИ₁ на вход первого формирователя F₁, на выходе которого появляется короткий импульс, который поступает на R-вход первого RS-тригтера Т₁ Однако состояние данного триггера остается неизменным и на его прямом выходе по прежнему присутствует уровень лог.0. Далее, в случае, когда приращение амплитуды на участке нестационарности начинает незначительно возрастать, то на выходе СВ и входе дешифратора будутиметь место кодовые комбинации 0000000000000001, 0000000000000010,0000000000000011, 0000000000000100, под действием которых на, соответственно, втором, третьем и четвертом (n=4 на фиг. 4) выходах дешифратора будет последовательно появляется уровни лог.1. Эти скачки уровня проходит через ИЛИ₁ на вход первого формирователя F₁, на выходе которого будут появляться короткие импульсы, которые поступают на R-вход первого RS-триггера Т₁. Однако состояние данного триггера по-прежнему остается неизменным и на его прямом выходе по-прежнему присутствует уровень лог.0. И только при появлении на выходе СВ и входе дешифратора кодовой комбинации 0000000000000101, соответствующей началу участка нестационарности с возрастающей крутизной, на n+1=5 (фиг. 4) выходе дешифратора появляется уровень лог.1. Этот скачек уровня проходит через ИЛИ₂ на вход второго формирователя F₂, на выходе которого появляется короткий импульс, который поступает на S-вход первого RS-триггера Т₁. Данный триггер срабатывает и на его прямом выходе появляется уровень лог.1, а на его инверсном выходе будет уровень лог.0. Эти уровни с прямого и инверсного выходов триггера T₁ поступают на первые входы, соответственно, первой схемы И₁ и второй схемы И₂. Далее, в случае дальнейшего приращения амплитуды на участке нестационарности, на выходе СВ и входе дешифратора будут иметь место возрастающие кодовые комбинации 0000000000000110, 0000000000000111… и т.д., под действием которых на, n+2=6, n+3=7…m выходах дешифратора (фиг. 4) будет последовательно появляется уровни лог.1. Эти скачки уровня проходят через ИЛИ₂ на вход второго формирователя F₂, на выходе которого будут иметь место короткие импульсы, который поступают на S-вход первого RS-триггера Т₁. Однако состояние данного триггера остается неизменным и на его прямом выходе по прежнему будет присутствовать уровень лог.1, а на инверсном уровень лог.0.Parallel code combinations corresponding to the increments of the amplitude of the Hilbert amplitude envelope of the analog signal for one sample ΔA ₁ , from the output of the CB are fed to the input of the decoder (Fig. 4). In the case when the increment of the amplitude in the nonstationarity section is equal to 0, then at the output of the SV and the input of the decoder there will be a code combination 0000000000000000, under the action of which the log.1 level appears at the first output of the decoder. This level jump passes through OR ₁ to the input of the first shaper F ₁ , at the output of which a short pulse appears, which is fed to the R-input of the first RS-flip-flop T ₁ However, the state of this trigger remains unchanged and the log level is still present at its direct output. 0. Further, in the case when the amplitude increment in the nonstationarity section begins to increase slightly, then code combinations 0000000000000001, 0000000000000010,0000000000000011, 0000000000000100 will take place at the output of the SV and the input of the decoder, under the action of which on, respectively, the second, third and fourth (n = 4 in Fig. 4) the outputs of the decoder will sequentially appear levels log.1. These level jumps pass through OR ₁ to the input of the first shaper F ₁ , at the output of which short pulses will appear, which are fed to the R-input of the first RS-flip-flop T ₁ . However, the state of this flip-flop still remains unchanged and the logic level 0 is still present at its direct output. And only when the code combination 0000000000000101 appears at the output of the SV and the input of the decoder, corresponding to the beginning of the nonstationarity section with increasing steepness, at n + 1 = 5 (Fig. 4) the output of the decoder appears at the level of logic 1. This level jump passes through OR ₂ to the input of the second shaper F ₂ , at the output of which a short pulse appears, which is fed to the S-input of the first RS-flip-flop T ₁ . This flip-flop is triggered and a log 1 level appears at its direct output, and a log 0 level will be at its inverse output. These levels from the direct and inverse outputs of the flip-flop T ₁ are fed to the first inputs, respectively, of the first circuit AND ₁ and the second circuit And ₂ . Further, in the case of a further increase in the amplitude in the nonstationarity section, at the output of the SV and the input of the decoder there will be increasing code combinations 0000000000000110, 0000000000000111 ... etc., under the influence of which on, n + 2 = 6, n + 3 = 7 ... m outputs of the decoder (Fig. 4) will sequentially appear levels log.1. These level jumps pass through OR ₂ to the input of the second shaper F ₂ , at the output of which short pulses will take place, which is fed to the S-input of the first RS-flip-flop T ₁ . However, the state of this flip-flop remains unchanged and its direct output will still have a logic 1 level, and a logic 0 level at its inverse output.

По мере приближения амплитуды гильбертовской огибающей на участке нестационарности к своему максимальному значению и выходу на ее плоскую часть, приращения амплитуды этой огибающей начинают уменьшаться, а следовательно, значения кодовых комбинаций на выходе СВ и входе дешифратора также будут уменьшаться. Однако через ИЛИ₂ и F₂ с выхода дешифратора по прежнему будут проходить скачки уровня лог.1 на S-вход первого RS-триггера Т₁, а на его прямом и инверсном выходе по-прежнему будут, соответственно, уровень лог.1 и уровень лог.0. И только с появлением на выходе СВ и входе дешифратора кодовой комбинации 0000000000000100, на четвертом (n=4 на фиг. 4) выходе дешифратора появляется уровень лог.1.Этот скачек уровня проходит через ИЛИ₁ и первый формирователь F₁, на на R-вход первого RS-триггера Т₁. Данный триггер срабатывает и на его прямом выходе появляется уровень лог.0, а на его инверсном выходе будет уровень лог.1. Эти уровни с прямого и инверсного выходов триггера T₁ поступают на первые входы, соответственно, первой схемы И₁ и второй схемы И₂. Это срабатывание первого RS-триггера ^свидетельствует о том, что участок нестационарности с возрастающей крутизной оказался обнаружен, определен. Далее, по мере дальнейшего уменьшения приращения амплитуды на участке нестационарности, на выходе СВ и входе дешифратора будут иметь место уменьшающиеся кодовые комбинации, вплоть до 0000000000000000, а на прямом и инверсном выходах RS-триггера T₁ по-прежнему будут, соответственно, уровень лог.0 и уровень лог.1. Далее работа этой части БОУН 11 (фиг. 4) происходит аналогично.As the amplitude of the Hilbert envelope in the nonstationarity section approaches its maximum value and reaches its flat part, the increments in the amplitude of this envelope begin to decrease, and, therefore, the values of the code combinations at the output of the CB and the input of the decoder will also decrease. However, through OR ₂ and F ₂ from the output of the decoder, jumps of the log.1 level will continue to pass to the S-input of the first RS-flip-flop T ₁ , and at its direct and inverse outputs there will still be, respectively, the log.1 level and the level log 0. And only with the appearance of the code combination 0000000000000100 at the output of the CB and the input of the decoder, at the fourth (n = 4 in Fig. 4) output of the decoder, level 1 appears. This level jump passes through OR ₁ and the first shaper F ₁ , on R- input of the first RS-flip-flop T ₁ . This trigger is triggered and a logic 0 level appears at its direct output, and a logic 1 level appears at its inverse output. These levels from the direct and inverse outputs of the flip-flop T ₁ are fed to the first inputs, respectively, of the first circuit AND ₁ and the second circuit And ₂ . This actuation of the first RS-flip-flop ^ indicates that a nonstationarity section with an increasing steepness was found and determined. Further, with a further decrease in the amplitude increment in the nonstationarity section, decreasing code combinations will take place at the output of the CB and the input of the decoder, up to 0000000000000000, and at the direct and inverse outputs of the RS-flip-flop T ₁ , the log level will still be, respectively. 0 and level logic 1. Further, the operation of this part of BONE 11 (Fig. 4) is similar.

Следует заметить, что выделенные из гильбертовской амплитудной огибающей низкочастотные составляющие акустических объектов содержат не только интересующие нас участки нестационарностив виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак», но также содержат и участки спада. На время действия этих участков спада работа БОУН 11 должна быть остановлена. Для этой цели служит другая часть БОУН 11 (фиг. 4), состоящая из схемы выявления знака (СВЗ), инвертора, третьего и четвертого формирователей коротких импульсов F₃ и F₄ и второго RS-триггера Т₂. Работа данной части БОУН И происходит следующим образом. При работе схемы вычитания (СВ) в каждой параллельной кодовой комбинации на ее выходе старший разряд этой комбинации соответствует знаку приращения амплитуды - положительному (нарастание) или отрицательному (спад). Для положительных приращений - это лог.0, а для отрицательных это лог.1. Этот старший знаковый разряд каждой параллельной кодовой комбинации подается на вход СВЗ, а с ее выхода поступает на вход инвертора (схемы НЕ) и на вход четвертого формирователя F₄.It should be noted that the low-frequency components of acoustic objects isolated from the Hilbert amplitude envelope contain not only the non-stationarity areas of interest to us in the form of an increase in the leading fronts of these objects or "attacks", but also contain areas of decline. During the duration of these sections of the decline, the work of BONE 11 should be stopped. For this purpose, there is another part of the BUN 11 (Fig. 4), consisting of a sign detection circuit (SVZ), an inverter, the third and fourth shapers of short pulses F ₃ and F ₄ and the second RS-flip-flop T ₂ . The work of this part of BONE AND is as follows. When the subtraction circuit (SV) is operating in each parallel codeword at its output, the most significant bit of this combination corresponds to the sign of the amplitude increment - positive (rising) or negative (falling). For positive increments, this is log.0, and for negative increments, it is log.1. This most significant bit of each parallel codeword is fed to the input of the SVZ, and from its output is fed to the input of the inverter (NOT circuit) and to the input of the fourth shaper F ₄ .

При появлении на выходе СВ параллельных кодовых комбинаций, соответствующих участку нестационарности с нарастающей крутизной, с выхода СВЗ на вход инвертора и вход F₄ будут поступать сигналы с уровнем лог.0. Первый сигнал с уровнем лог.0 поступает на вход инвертора и на его выходе будет сигнал с уровнем лог.1. Этот сигнал поступает на вход F₃, который формирует на своем выходе короткий импульс, который поступает на S-вход второго RS-триггера Т₂ и заставляет его сработать. На выходе (прямом) Т₂ появляется уровень лог.1, который поступает на вторые входы первой и второй схем И (И₁, И₂). Данные схемы открываются и сигналы с прямого и инверсного выходов первого RS-триггера Ti поступают, соответственно, на первый и второй выходы БОУН 11.When parallel code combinations appear at the output of the SV, corresponding to a section of nonstationarity with an increasing steepness, signals with a level of logic 0 will be received from the output of the SVZ to the input of the inverter and input F ₄ . The first signal with a logic level of 0 is fed to the input of the inverter and at its output there will be a signal with a level of logic 1. This signal is fed to the input F ₃ , which forms a short pulse at its output, which is fed to the S-input of the second RS-flip-flop T ₂ and makes it work. At the output (direct) T ₂ level log.1 appears, which goes to the second inputs of the first and second circuits AND (AND ₁ , AND ₂ ). These circuits open and the signals from the direct and inverse outputs of the first RS-flip-flop Ti are fed, respectively, to the first and second outputs of BUN 11.

При появлении на выходе СВ параллельных кодовых комбинаций, соответствующих участку нестационарности с падающей крутизной (спад), с выхода СВЗ на вход F₄ будут поступать сигналы с уровнем лог.1. От первого такого сигнала с уровнем лог.1 формирователь F₄ формирует на своем выходе короткий импульс, который поступает на R-вход второго RS-триггера Т₂ и заставляет его сработать. На выходе (прямом) Т₂ появляется уровень лог.0, который поступает на вторые входы первой и второй схем И (И₁, И₂). Данные схемы закрываются и сигналы с прямого и инверсного выходов первого RS-триггера T₁ прекращают поступать, соответственно, на первый и второй выходы БОУН 11.When parallel code combinations appear at the output of the SV, corresponding to the section of nonstationarity with a falling steepness (decay), signals with a level of log ₁ will be received from the output of the SVZ to the input F ₄ . From the first such signal with a level of logic 1, the shaper F ₄ generates a short pulse at its output, which is fed to the R-input of the second RS-flip-flop T ₂ and makes it work. At the output (direct) T ₂ level log.0 appears, which goes to the second inputs of the first and second circuits AND (AND ₁ , AND ₂ ). These circuits are closed and the signals from the direct and inverse outputs of the first RS-flip-flop T ₁ stop arriving, respectively, at the first and second outputs of the BUN 11.

Схема выявления знака (СВЗ), входящая в БОУН 11, может быть реализована, например, на основе схемы ИЛИ с двумя входами, на один из которых подан уровень лог.0, а на второй вход поступает старший знаковый разряд каждой параллельной кодовой комбинации с выхода СВ. СВЗ может быть реализована также на основе двух последовательно включенных схем НЕ.The sign detection circuit (SVZ) included in the BUN 11 can be implemented, for example, on the basis of an OR circuit with two inputs, one of which is fed with a logic level of 0, and the second input receives the most significant digit of each parallel code combination from the output ST. SVZ can also be implemented on the basis of two series-connected NOT circuits.

Пример реализации блока определения крутизны нарастания участков нестационарности (БОКНУН) 13 показан на фиг. 5. БОКНУН 13 состоит из первого и второго формирователей коротких импульсов F₁ и F₂, элемента задержки (ЭЗ), первой и второй схем памяти (СП₁, СП₂), схемы вычитания (СВ), схемы деления (СД), ключа, счетчика и схемы умножения (СУ). При этом первый вход БОКНУН 13 внутри блока соединен со входом F₁ и с первым входом ключа, выход которого соединен с первым входом счетчика, выход которого соединен с первым входом СУ, выход которой соединен с первым входом СД, выход которой является первым выходом БОКНУН 13. Второй вход БОКНУН 13 соединен со входом F₂, выход которого соединен со вторым выходом БОКНУН 13 и со входом ЭЗ, а третий вход (кодовый) БОКНУН 13 соединен с первым входом СП₁ и первым входом СВ, выход которой соединен со вторым входом СД. Выход F₁ соединен со вторым входом СП₁, а выход ЭЗ соединен со вторым входом счетчика и с третьим входом СП₁, выход которой соединен со вторым входом СВ. Выход СП₂ соединен со вторым входом СУ, первый вход которой соединен с третьим выходом БОКНУН 13. На второй вход ключа поступают импульсы дискретизации от ЛАЦП 2 (на фиг. 1 эта цепь не показана).An example of the implementation of the block for determining the steepness of the rise of the sections of unsteadiness (BOKNUN) 13 is shown in Fig. 5. BOKNUN 13 consists of the first and second shapers of short pulses F ₁ and F ₂ , a delay element (EZ), the first and second memory circuits (SP ₁ , SP ₂ ), a subtraction circuit (SV), a division circuit (SD), a key , counter and multiplication circuit (SU). In this case, the first input of BOKNUN 13 inside the block is connected to the input F ₁ and to the first input of the key, the output of which is connected to the first input of the counter, the output of which is connected to the first input of the control system, the output of which is connected to the first input of the SD, the output of which is the first output of BOKNUN 13 The second input BOKNUN 13 is connected to the input F ₂ , the output of which is connected to the second output BOKNUN 13 and to the input EZ, and the third input (code) BOKNUN 13 is connected to the first input of the SP ₁ and the first input of the CB, the output of which is connected to the second input of the SD ... Output F _{1 is} connected to the second input of the joint venture ₁ , and the output of the EZ is connected to the second input of the counter and to the third input of the joint venture ₁ , the output of which is connected to the second input CB. The output of the SP _{2 is} connected to the second input of the control system, the first input of which is connected to the third output of BOKNUN 13. The second input of the key receives sampling pulses from the LACP 2 (this circuit is not shown in Fig. 1).

Работа БОКНУН 13 (фиг. 5) осуществляется следующим образом. В исходном состоянии СП₁ и счетчик обнулены. Функционирование БОКНУН 13 начинается с того, что на его первый и второй входы поступают, соответственно, уровень лог.1 и уровень лог.0, соответственно с первого и второго выходов БОУН 11 (фиг. 1), что свидетельствует о начале участка нестационарности с нарастающей крутизной (атака). Уровень лог.1 внутри БОКНУН 13 поступает с его первого входа на вход F₁ и на первый вход ключа, а уровень лог.0 поступает со второго входа БОКНУН 13 на вход F₂, при этом на выходе F₁ образуется короткий импульс, а на входе F₂ ничего не меняется. Одновременно на третий (кодовый) вход БОКНУН 13 (фиг. 5) начинает поступать цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с выхода блока ключей (фиг. 1). Эти параллельные кодовые комбинации внутри БОКНУН 13 (фиг. 5) поступают на первый вход СП₁ и на первый вход СВ. Первая параллельная кодовая комбинация, свидетельствующая о начале участка нестационарности с нарастающей крутизной, записывается в СП₁ под действием заднего фронта короткого импульса с выхода F₁. Эта параллельная кодовая комбинация появляется на выходе СП₁ и поступает на второй вход СВ, на первый вход которой поступает эта же параллельная кодовая комбинация. В результате вычитания на выходе СВ будет нулевая параллельная кодовая комбинация, которая поступает на второй вход СД. Вторая параллельная кодовая комбинация с третьего (кодового) входа БОКНУН 13 также поступает на первый вход СП₁ и на первый вход СВ. При этом состояние СП₁ не изменяется и на ее выходе по-прежнему присутствует первая параллельная кодовая комбинация. В СВ из второй параллельной кодовой комбинации осуществляют вычитание первой параллельной кодовой комбинации, в результате на выходе СВ появляется разностная кодовая комбинация, соответствующая разности мгновенных значений амплитуд ΔA₁ гильбертовской огибающей между второй точкой участка нестационарности с возрастающей крутизной и его начальной (первой) точкой. Аналогичным образом, при появлении на третьем (кодовом) входе БОКНУН 13 третьей, четвертой…N_x параллельных кодовых комбинаций, в СВ осуществляют вычитание из этих кодовых комбинаций самой первой кодовой комбинации. В конечном итоге определяют разность мгновенных значений амплитуд (приращение амплитуды на участке нестационарности) ΔА между конечной точкой участка нестационарности (N_x) и его начальной (первой) точкой. Эта последняя для данного участка нестационарности параллельная кодовая комбинация также поступает с выхода СВ на второй вход СД.Work BOKNUN 13 (Fig. 5) is carried out as follows. In the initial state, the joint venture ₁ and the counter are reset to zero. The functioning of BOKNUN 13 begins with the fact that its first and second inputs receive, respectively, the log.1 level and the log.0 level, respectively, from the first and second outputs of the BOUNN 11 (Fig. 1), which indicates the beginning of the nonstationarity section with increasing steepness (attack). The log.1 level inside BOKNUN 13 comes from its first input to the F ₁ input and to the first key input, and the log 0 level comes from the second BOKNUN 13 input to the F ₂ input, while a short pulse is generated at the F ₁ output, and input F ₂ nothing changes. Simultaneously, the third (code) input BOKNUN 13 (Fig. 5) begins to receive a digital information signal in the form of parallel code combinations from the output of the key block (Fig. 1). These parallel code combinations inside BOKNUN 13 (Fig. 5) are fed to the first input of the SP ₁ and the first input of the CB. The first parallel code combination, which indicates the beginning of a nonstationarity section with an increasing steepness, is written in the SP ₁ under the action of the trailing edge of a short pulse from the F ₁ output. This parallel code combination appears at the output of the SP ₁ and enters the second input of the CB, the first input of which receives the same parallel code combination. As a result of subtraction, the output of the CB will be a zero parallel code combination, which is fed to the second input of the SD. The second parallel code combination from the third (code) input BOKNUN 13 is also fed to the first input of SP ₁ and to the first input of CB. In this case, the state of the SP ₁ does not change and the first parallel code combination is still present at its output. In the CB, the first parallel codeword is subtracted from the second parallel codeword, as a result, at the output of the CB, a difference codeword appears, corresponding to the difference in the instantaneous values of the amplitudes ΔA _{1 of the} Hilbert envelope between the second point of the nonstationarity section with increasing steepness and its initial (first) point. Similarly, when the third, fourth ... N _x parallel code combinations appear at the third (code) input BOKNUN 13, the very first code combination is subtracted from these code combinations in the CB. Ultimately, the difference between the instantaneous values of the amplitudes (the increment of the amplitude in the nonstationarity section) ΔA between the end point of the nonstationarity section (N _x ) and its initial (first) point is determined. This parallel code combination, last for a given section of nonstationarity, is also supplied from the CB output to the second SD input.

Кроме того, на каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt. Для этого используют последовательно соединенные: ключ, счетчик, и схему умножения (СУ), второй вход которой соединен с выходом СП₂. Работа данной части схемы происходит следующим образом - при поступлении уровня лог.1 (начало участка нестационарности) на первый вход БОКНУН 13, этот уровень далее поступает на первый вход ключа на второй вход которого поступают импульсы с частотой дискретизации 48 кГц от ЛАЦП 2 (на фиг. 1 данная цепь не показана). Под действием уровня лог.1 ключ открывается и импульсы с частотой дискретизации проходят через ключ на вход счетчика. На выходе счетчика появляются параллельные кодовые комбинации, соответствующие количеству этих дискретных отсчетов (количеству кодовых комбинаций) на данном участке нестационарности с возрастающей крутизной. Всего таких дискретных отсчетов от момента начала участка нестационарности до его окончания будет N_x. Далее, параллельные кодовые комбинации с выхода счетчика поступают на третий выход БОКНУН 13 и далее на второй вход сумматора-усреднителя 6 (фиг. 1). Кроме того параллельные кодовые комбинации с выхода счетчика поступают на первый вход СУ, на второй вход которой с выхода СП₂ поступает параллельная кодовая комбинация, соответствующая времени одного периода импульсов дискретизации, т.е. 0,02083 мс, или 20, 83 мкс. После умножения в СУ, количества дискретных отсчетов от момента начала участка нестационарности до его окончания на время одного периода импульсов дискретизации, получают длительность этого участка нестационарности, т.е. Δt=N_x. × 0,02083 мс.In addition, at each section of nonstationarity with increasing steepness, the duration of this section Δt is determined. To do this, use in series: a key, a counter, and a multiplication circuit (MS), the second input of which is connected to the output of the SP ₂ . The operation of this part of the circuit is as follows - when the log.1 level (the beginning of the nonstationarity section) arrives at the first input of BOKNUN 13, this level is then fed to the first input of the key, the second input of which receives pulses with a sampling frequency of 48 kHz from LACP 2 (in Fig. 1, this circuit is not shown). Under the action of the log.1 level, the switch opens and the pulses with a sampling frequency pass through the switch to the counter input. At the output of the counter, parallel code combinations appear, corresponding to the number of these discrete samples (the number of code combinations) in a given section of nonstationarity with increasing steepness. The total of such discrete samples from the beginning of the nonstationarity section to its end will be N _x . Further, parallel code combinations from the output of the counter are fed to the third output BOKNUN 13 and then to the second input of the adder-averager 6 (Fig. 1). Also parallel codewords output from the first counter receives on input CS, the second input of which the output from the _two parallel SP codeword is received, a time period corresponding to the sampling pulses, i.e., 0.02083 ms, or 20, 83 μs. After multiplying in the control system, the number of discrete samples from the moment of the beginning of the nonstationarity section to its end for the time of one period of sampling pulses, the duration of this nonstationarity section is obtained, i.e. Δt = N _x . × 0.02083 ms.

После определения величины приращения амплитуды на участке нестационарности ΔА и длительности этого участка нестационарности Δt, определяют крутизну данного участка, т.е. S=ΔА/Δt. Для этого параллельные кодовые комбинации, соответствующие ΔА, с выхода СВ подают на второй вход СД, а параллельные кодовые комбинации, соответствующие At, с выхода СУ подают на первый вход СД. На выходе СД образуются параллельные кодовые комбинации, соответствующие возрастающей крутизне участка нестационарности S. Данные параллельные кодовые комбинации с выхода СД поступают на первый выход БОКНУН 13. При этом окончательно характеризует крутизну S участка нестационарности последняя параллельная кодовая комбинация с выхода СД, которая с первого выхода БОКНУН 13 далее поступает на первый вход второго блока памяти 8 (фиг. 1), в котором она запоминается.After determining the magnitude of the amplitude increment in the section of nonstationarity ΔA and the duration of this section of nonstationarity Δt, the steepness of this section is determined, i.e. S = ΔA / Δt. To do this, parallel code combinations corresponding to ΔA are fed from the CB output to the second input of the LED, and the parallel code combinations corresponding to At, from the CS output are fed to the first SD input. At the output of the SD, parallel code combinations are formed corresponding to the increasing steepness of the nonstationarity section S. These parallel code combinations from the output of the SD arrive at the first output BOKNUN 13. At the same time, the last parallel code combination from the output of the SD, which from the first output of BOKNUN 13 finally characterizes the slope S of the section of nonstationarity 13 is then fed to the first input of the second memory unit 8 (Fig. 1), in which it is stored.

В момент окончания участка нестационарности с возрастающей крутизной на первом входе БОКНУН 13 появляется уровень лог.0, который поступает на первый вход ключа и закрывает его для прохождения импульсов дискретизации. Одновременно на втором входе БОКНУН 13 появляется уровень лог.1, который поступает на вход F₂, в результате чего на его выходе появляется короткий импульс. Этот короткий импульс поступает на вход ЭЗ и на второй выход БОКНУН 13, а далее поступает на вторые входы первого блока памяти и второго блока памяти (фиг. 1). ЭЗ в БОКНУН 13 (фиг. 5) необходим для того, чтобы схемы, участвующие в формировании кодовой комбинации, соответствующей крутизне участка нестационарности S, успели сформировать данную кодовую комбинацию. Задержанный в ЭЗ короткий импульс поступает на третий вход СП₁ и на второй вход счетчика. Обе эти схемы сбрасываются в исходное положение. БОКНУН 13 в целом вернулся в исходное состояние, когда на его первом входе будет уровень лог.0, на втором входе - уровень лог.1, а на третьем его входе цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций будет отсутствовать по причине закрытия блока ключей (фиг. 1). Далее, с приходом следующего участка нестационарности с возрастающей крутизной, работа БОКНУН 13 будет происходить аналогичным образом.At the end of the nonstationarity section with an increasing steepness, at the first input of BOKNUN 13, a log.0 level appears, which enters the first input of the key and closes it for the passage of sampling pulses. At the same time, at the second input of BOKNUN 13, level 1 appears, which is fed to input F ₂ , as a result of which a short pulse appears at its output. This short pulse is fed to the EZ input and to the second output of BOKNUN 13, and then goes to the second inputs of the first memory block and the second memory block (Fig. 1). EZ in BOKNUN 13 (Fig. 5) is necessary so that the circuits participating in the formation of the code combination corresponding to the steepness of the non-stationarity section S, had time to form this code combination. A short pulse delayed in the EZ is fed to the third input of SP ₁ and to the second input of the counter. Both of these circuits are reset to their original position. BOKNUN 13 as a whole returned to its original state, when at its first input there will be a level log.0, at its second input - level log.1, and at its third input a digital information signal in the form of parallel code combinations will be absent due to the closing of the key block ( Fig. 1). Further, with the arrival of the next section of nonstationarity with an increasing steepness, the work of BOKNUN 13 will proceed in a similar way.

Пример реализации сумматора-усреднителя 6 показан на фиг. 6. Сумматор-усреднитель 6 состоит из последовательно соединенных сумматора и схемы деления на N_x. Первый (кодовый) вход сумматора-усреднителя 6 соединен с кодовым входом сумматора, выход которого соединен с первым (кодовым) входом схемы деления на N_x, второй (кодовый) вход которой соединен со вторым (кодовым) входом сумматора-усреднителя 6, а кодовый выход схемы деления на N_x подключен к кодовому выходу сумматора-усреднителя 6.An example of the implementation of the adder-averager 6 is shown in FIG. 6. The adder-averager 6 consists of a series-connected adder and a division circuit by N _x . The first (code) input of the adder-averager 6 is connected to the code input of the adder, the output of which is connected to the first (code) input of the division by N _x , the second (code) input of which is connected to the second (code) input of the adder-averager 6, and the code the output of the division by N _x circuit is connected to the code output of the adder-averager 6.

Функционирование сумматора - усреднителя 6 и формирование значений цифрового сигнала, соответствующих значениям величины мгновенной мощности измеряемого сигнала на длительностях участков нестационарности с возрастающей крутизной, осуществляется в соответствии с выражением:The operation of the adder - averager 6 and the formation of the digital signal values corresponding to the values of the instantaneous power of the measured signal at the durations of the nonstationarity sections with increasing steepness is carried out in accordance with the expression:

где

- числовое значение i кодовой комбинации (соответствующей i отсчету амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала).Where

- the numerical value of the i codeword (corresponding to the i sample of the amplitude envelope of the original analog signal).

На кодовый вход сумматора с первого кодового входа сумматора - усреднителя 6 поочередно поступают N_x параллельных кодовых комбинаций, входящих в первый участок нестационарности с возрастающей крутизной (соответствующих N_x отсчетам амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала). В сумматоре эти N_x параллельных кодовых комбинаций, входящих в первый участок нестационарности, складываются и на его выходе появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая суммарному значению данных кодовых комбинаций. Эта кодовая комбинация далее поступает на первый кодовый вход схемы деления на N_x, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации со второго кодового входа сумматора - усреднителя 6 (с третьего выхода БОКНУН 13 на фиг. 1). В данной схеме деления (фиг. 6) осуществляется операция деления на число N_x, равное количеству параллельных кодовых комбинаций (отсчетов), составляющих участок нестационарности с возрастающей крутизной. На кодовом выходе схемы деления на N_x появляется параллельная кодовая комбинация, соответствующая значению мгновенной мощности огибающей аналогового сигнала на длительности первого участка нестационарности. Эта кодовая комбинация с выхода схемы деления на N_x далее поступает на кодовый выход сумматора - усреднителя 6.The code input of the adder from the first code input of the adder - averager 6 alternately receives N _x parallel code combinations included in the first section of nonstationarity with increasing steepness (corresponding to N _x samples of the amplitude envelope of the original analog signal). In the adder, these N _x parallel code combinations included in the first section of nonstationarity are added and a parallel code combination (digital sample) appears at its output, corresponding to the total value of these code combinations. This codeword is then fed to the first code input of the division by N _x , the second code input of which receives codewords from the second code input of the adder-averager 6 (from the third output of BOKNUN 13 in Fig. 1). In this division scheme (Fig. 6), the operation of division by the number N _{x is} carried out, equal to the number of parallel code combinations (samples) that make up the nonstationarity section with increasing steepness. At the code output of the division by N _x , a parallel code combination appears, corresponding to the value of the instantaneous power of the analog signal envelope over the duration of the first section of nonstationarity. This code combination from the output of the division by N _{x is} then fed to the code output of the adder - averager 6.

После этого на кодовый вход сумматора с первого кодового входа сумматора - усреднителя 6 поочередно поступают новые N_x параллельных кодовых комбинаций, входящих во второй участок нестационарности с возрастающей крутизной. Эти N_x параллельных кодовых комбинаций складываются в сумматоре и делятся на число N_x в схеме деления на N_x. Вследствие этого на кодовом выходе схемы деления на N_x появляется параллельная кодовая комбинация, соответствующая значению мгновенной мощности огибающей измеряемого аналогового сигнала на втором участке нестационарности. Далее работа сумматора - усреднителя 6 происходит аналогичным образом.After that, the code input of the adder from the first code input of the adder - averager 6 alternately receives new N _x parallel code combinations included in the second section of nonstationarity with increasing steepness. These N _x parallel codewords are added in an adder and divided by N _x in a division by N _x . As a result, a parallel code combination appears at the code output of the N _x division circuit, corresponding to the value of the instantaneous power of the envelope of the measured analog signal in the second section of nonstationarity. Further, the work of the adder - averager 6 occurs in a similar way.

Пример реализации первого и второго блоков памяти 7, 8 показан на фиг. 7.An example of the implementation of the first and second memory blocks 7, 8 is shown in FIG. 7.

Первый 7 и второй 8 блоки памяти состоят из первой и второй буферных памятей, счетчика К импульсов, сумматора и схемы деления на К. Первый (кодовый) вход первой буферной памяти соединен с первым (кодовым) входом первого и второго блока памяти 7,8, а кодовый выход первой буферной памяти соединен с первым (кодовым) входом второй буферной памяти. Второй вход первой буферной памяти соединен со вторым входом первого и второго блока памяти 7, 8 и со входом счетчика К импульсов, выход которого соединен с третьим входом первой буферной памяти и со вторым входом второй буферной памяти. Кодовый выход второй буферной памяти соединен с первым кодовым выходом первого и второго блока памяти 7, 8 и с кодовым входом сумматора, кодовый выход которого соединен с кодовым входом схемы деления на К, кодовый выход которой подключен ко второму кодовому выходу первого и второго блока памяти 7, 8.The first 7 and second 8 memory blocks consist of the first and second buffer memories, a pulse counter K, an adder and a division by K. The first (code) input of the first buffer memory is connected to the first (code) input of the first and second memory blocks 7,8, and the code output of the first buffer memory is connected to the first (code) input of the second buffer memory. The second input of the first buffer memory is connected to the second input of the first and second memory blocks 7, 8 and to the input of the pulse counter K, the output of which is connected to the third input of the first buffer memory and to the second input of the second buffer memory. The code output of the second buffer memory is connected to the first code output of the first and second memory blocks 7, 8 and to the code input of the adder, the code output of which is connected to the code input of the division by K, the code output of which is connected to the second code output of the first and second memory blocks 7 , 8.

Функционирование первого 7 и второго 8 блоков памяти осуществляется следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти, а также счетчик К импульсов - обнулены. На 1 кодовый вход первой буферной памяти с 1 входа первого и второго блока памяти 7, 8 поступают параллельные кодовые комбинации (с соответственно, выхода сумматора-усреднителя бис первого выхода БОКНУН 13, фиг. 1). Одновременно на 2 вход первой буферной памяти и вход счетчика К импульсов с 2 входа первого и второго блока памяти 7, 8 поступают короткие импульсы, соответствующие окончаниям участков нестационарности с нарастающей крутизной (с второго выхода БОКНУН 13, фиг. 1). Под действием данных импульсов параллельные кодовые комбинации записываются в первую буферную память и появляются на ее кодовом выходе, но не записываются во вторую буферную память.The functioning of the first 7 and second 8 memory blocks is as follows. In the initial state, the first and second buffer memories, as well as the counter K of pulses, are zeroed. Parallel code combinations are fed to 1 code input of the first buffer memory from 1 input of the first and second memory blocks 7, 8 (from the output of the adder-averager bis of the first output of BOKNUN 13, Fig. 1). At the same time, short pulses corresponding to the ends of the non-stationary sections with increasing steepness (from the second output of BOKNUN 13, Fig. 1) arrive at the 2 input of the first buffer memory and the input of the counter K pulses from the 2 inputs of the first and second memory blocks 7, 8. Under the influence of these pulses, parallel code combinations are written into the first buffer memory and appear at its code output, but are not written into the second buffer memory.

В это же время счетчик К импульсов начинает подсчет коротких импульсов, соответствующих окончаниям участков нестационарности с нарастающей крутизной, и после К импульса на выходе данного счетчика появляется первый короткий импульс. Под действием переднего фронта этого импульса К параллельных кодовых комбинаций, которые были записаны и присутствовали на кодовом выходе первой буферной памяти, записываются во вторую буферную память и появляются на ее кодовом выходе (1 выходе первого и второго блока памяти 7, 8).At the same time, the counter K pulses starts counting short pulses corresponding to the ends of the sections of nonstationarity with increasing steepness, and after the K pulse, the first short pulse appears at the output of this counter. Under the action of the leading edge of this pulse, K parallel code combinations that were recorded and present at the code output of the first buffer memory are written to the second buffer memory and appear at its code output (1 output of the first and second memory blocks 7, 8).

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика, первая буферная память первого и второго блока памяти 7, 8 обнуляется и оказывается готовой для формирования второго набора из К параллельных кодовых комбинаций (с соответственно, выхода сумматора-усреднителя бис первого выхода БОКНУН 13, фиг. 1).After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the first buffer memory of the first and second memory blocks 7, 8 is reset to zero and is ready to form a second set of K parallel code combinations (c, respectively, the output of the adder-averager bis of the first BOKNUN 13 output, Fig. 1).

Таким образом, оказался сформирован (запомнен) в первом блоке памяти 7 первый набор из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности с нарастающей крутизной, а также сформирован (запомнен) во втором блоке памяти 8 первый набор из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S на К участках нестационарности с нарастающей крутизной. Данный набор присутствует на кодовом выходе второй буферной памяти до появления на выходе счетчика второго короткого импульса. Далее работа первой и второй буферных памятей происходит аналогичным образом.Thus, the first set of K numerical values of digital readings corresponding to the values of the instantaneous power in the K nonstationarity sections with increasing steepness turned out to be formed (stored) in the first memory block 7, and also formed (stored) in the second memory block 8 the first set of K numerical values of digital readings corresponding to the values of the steepness of the rise S on the K sections of unsteadiness with increasing steepness. This set is present at the code output of the second buffer memory until the second short pulse appears at the counter output. Further, the operation of the first and second buffer memories is similar.

Функционирование сумматора совместно со схемой деления на К для формирования в первом блоке памяти 7 цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а также для формирования во втором блоке памяти 8 цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания S участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, осуществляется в соответствии с выражениемThe operation of the adder together with the division circuit by K for the formation in the first memory block 7 of a digital count corresponding to the value of the average power of the sections of unsteadiness with increasing steepness on a long time interval consisting of K such sections, as well as for the formation of a digital count in the second memory block 8, corresponding to the value of the average steepness of the rise S of non-stationary sections with increasing steepness on a long time interval consisting of K such sections, is carried out in accordance with the expression

где m_i - числовое значение i параллельной кодовой комбинации (соответствующей i цифровому отсчету набора из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности или соответствующей i цифровому отсчету набора из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S на К участках нестационарности).where m _i is the numerical value of the i parallel code combination (corresponding to the i digital sample of a set of K numerical values of digital samples corresponding to the values of the instantaneous power in the K sections of nonstationarity or corresponding to the i digital sample of a set of K numerical values of digital samples corresponding to the values of the slope of the rise S on To the sections of nonstationarity).

В сумматоре К параллельных кодовых комбинаций в виде первого набора из числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности или числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S на К участках нестационарности, складываются и на его выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая суммарному значению данных кодовых комбинаций. Эта кодовая комбинация далее поступает на схему деления на К. В данной схеме осуществляется операция деления на число К, равное количеству кодовых комбинаций, составляющих набор участков нестационарности с нарастающей крутизной. На кодовом выходе схемы деления на К, т.е. на 2 выходе первого блока памяти 7 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а на 2 выходе второго блока памяти 8 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней крутизны S участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.In the adder K parallel code combinations in the form of the first set of numerical values of digital samples corresponding to the values of the instantaneous power in the K sections of nonstationarity or the numerical values of digital samples corresponding to the values of the slope of the rise S in the K sections of nonstationarity are added and at its output appears a code combination corresponding to the total value of these code combinations. This code combination is then fed to the division by K. In this circuit, the operation of division by the number K is performed, which is equal to the number of code combinations that make up a set of nonstationarity sections with increasing steepness. At the code output of the division by K, i.e. at the 2nd output of the first memory block 7, a parallel code combination (digital count) appears, corresponding to the value of the average power of the nonstationarity sections with increasing steepness on a long time interval consisting of K such sections, and at the 2nd output of the second memory block 8, a parallel code combination (digital count), corresponding to the value of the average steepness S of non-stationary sections with increasing steepness over a long time interval consisting of K such sections.

После этого, под действием второго короткого импульса с выхода счетчика на кодовый вход сумматора с кодового выхода второй буферной памяти поступают параллельные кодовые комбинации в виде второго набора из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности или числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S на К участках нестационарности. Эти К параллельных кодовых комбинаций складываются в сумматоре и делятся на К в схеме деления на К. Вследствие этого на кодовом выходе схемы деления на К (2 выходе первого блока памяти 7) появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет) соответствующая значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а на 2 выходе второго блока памяти 8 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней крутизны S участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.After that, under the action of the second short pulse from the counter output to the code input of the adder from the code output of the second buffer memory, parallel code combinations are received in the form of a second set of K numerical values of digital samples corresponding to the values of the instantaneous power on the K sections of nonstationarity or numerical values of digital samples, corresponding to the values of the steepness of the rise S on the K sections of nonstationarity. These K parallel code combinations are added in the adder and divided by K in the division by K. As a result, at the code output of the division by K (2 output of the first memory block 7), a parallel code combination (digital count) appears corresponding to the average power of the nonstationarity sections with increasing steepness on a long time interval consisting of K such sections, and at the 2 output of the second memory block 8 a parallel code combination (digital count) appears, corresponding to the value of the average steepness S of non-stationary sections with increasing steepness over a long time interval consisting of K such sections ...

Далее работа сумматора совместно со схемой деления на К, входящих в первый и второй блоки памяти 7,8, происходит аналогичным образом.Further, the operation of the adder, together with the division by K, included in the first and second memory blocks 7, 8, occurs in a similar way.

Пример реализациисхемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 показан на фиг. 8. Данная схема содержит первую и вторую буферные памяти, схему умножения, счетчик и схему памяти. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен через вторую буферную память с кодовым входом схемы умножения, второй (кодовый) вход которой соединен с кодовым выходом схемы памяти, а выход подключен к кодовому выходу ССНОФН. Второй вход ССНОФН соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и к первому входу схемы памяти. Третий вход ССНОФН соединен с третьим входом второй буферной памяти и со вторым входом схемы памяти.An example of the implementation of the Nuttall Window Function Segmentation and Overlay Scheme (SSNOFN) included in the Hilbert Orthogonal Transform (HILT) block 3 is shown in Fig. 8. This circuit contains the first and second buffer memory, multiplication circuit, counter and memory circuit. The first (code) input of SSNOFN is connected to the first (code) input of the first buffer memory, the code output of which is connected through the second buffer memory to the code input of the multiplication circuit, the second (code) input of which is connected to the code output of the memory circuit, and the output is connected to the code output SSNOFN. The second input SSNOFN is connected to the second input of the first buffer memory and to the input of the counter, the output of which is connected to the third input of the first buffer memory, to the second input of the second buffer memory and to the first input of the memory circuit. The third input SSNOFN is connected to the third input of the second buffer memory and to the second input of the memory circuit.

Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла (фиг. 8) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. Схема памяти также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В кодовых комбинаций (дискретных отсчетов) цифрового сигнала в сегменте.Nuttall's windowing segmentation and overlay scheme (FIG. 8) works as follows. In the initial state, the first and second buffer memories and the counter are zeroed. The memory circuit is also in its initial state when at its code output there is a codeword corresponding to the Natall window gain for the first of the B codewords (discrete samples) of the digital signal in the segment.

На первый (кодовый) вход ССНОФН с первого (кодового) входа БГОП 3 поступают параллельные кодовые комбинации, которые подаются на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (фиг. 8). Одновременно на второй вход ССНОФН со второго входа БГОП 3 поступают импульсы частоты дискретизации, которые подаются на вход счетчика и второй вход первой буферной памяти (фиг. 8). На третий вход ССНОФН с выхода схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БГОП 3, поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые подаются на третий вход второй буферной памяти и второй вход схемы памяти (фиг. 8). При этом счетчик в ССНОФН предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента), на который затем накладывается оконная функция Натолла. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, например, 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 9 а, б). Импульсы с выхода счетчика подаются на третий вход первой буферной памяти, на второй вход второй буферной памяти и на первый вход схемы памяти.Parallel code combinations are fed to the first (code) input SSNOFN from the first (code) input BGOP 3, which are fed to the first (code) input of the first buffer memory (Fig. 8). Simultaneously, the second input of the SSNOFN from the second input of BGOP 3 receives the sampling frequency pulses, which are fed to the input of the counter and the second input of the first buffer memory (Fig. 8). Pulses with doubled sampling frequency arrive at the third input of the SSNOFN from the output of the sampling pulse frequency doubling circuit included in BGOP 3, which are fed to the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit (Fig. 8). In this case, the counter in the SSNOFN is designed to count the number of code combinations equal to half the duration of a segment (half-segment), on which the Nutall window function is then superimposed. For example, from a digital signal with a sampling rate of 48 kHz, it is necessary to form a sequence of half-segments, each of which should contain B / 2 = 480 discrete samples (code combinations). In this case, each discrete sample is, for example, a 16-bit codeword. Then, on the duration of each half-segment, 480 sixteen-bit code combinations will fit. It is after a given number of pulses of the sampling rate that a short pulse appears at the output of the counter, indicating the end of this half-segment and the beginning of the next one (Fig. 9 a, b). The pulses from the counter output are fed to the third input of the first buffer memory, to the second input of the second buffer memory and to the first input of the memory circuit.

Первая буферная память в ССНОФН вмещает в себя В/2=480 кодовых комбинаций (полусегмент), а вторая буферная память состоит из двух половин и вмещает в себя В=960 кодовых комбинаций (два полусегмента по 480 кодовых комбинаций).The first buffer memory in SSNOFN contains B / 2 = 480 code combinations (half-segment), and the second buffer memory consists of two halves and contains B = 960 code combinations (two half-segments of 480 code combinations).

По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее.As parallel code combinations arrive at 1 code input of the first buffer memory, they are written into it under the action of pulses with a sampling frequency. These codewords appear at the code output of the first buffer memory and are applied to the code input of the second buffer memory, but are not written to it.

В это же время из второй буферной памяти считываются В=960 нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации последовательно поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На второй кодовый вход данной схемы в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи окна Натолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы схемы умножения, на ее выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.At the same time, B = 960 zero code combinations are read from the second buffer memory under the action of pulses with a doubled sampling frequency. These zero 16-bit codewords are sequentially fed to the first code input of the multiplication circuit. At this time, 16-bit code combinations are fed to the second code input of this circuit, corresponding to the Natall window transmission coefficients. After multiplying the code combinations fed to the 1 and 2 code inputs of the multiplication circuit, its output will also have zero 16-bit code combinations.

Т.о., в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (1 п.с. на фиг. 9а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование первого по счету сегмента (0₁-0₀ сегм. на фиг. 9в) из нулевых кодовых комбинаций.Thus, during the period when the first buffer memory is filled with code combinations corresponding to the first half-segment ( ₁ pc in Fig.9a), the first segment is formed at the output of the multiplication circuit (0 ₁ -0 ₀ segm. In Fig.9c ) from zero code combinations.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг. 9б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются в первую половину второй буферной памяти (1 п.с. на фиг. 9а). Под действием этого же короткого импульса 480 нулевых кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти (0 п.с. на фиг. 9а). Таким образом, из нулевого и первого полусегментов формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 9а).After filling 480 sixteen-bit code combinations of the first buffer memory, the first short pulse appears at the counter output (Fig.9b) under the action of the leading edge of which these codewords from the first buffer memory are written into the first half of the second buffer memory (1 ps in Fig.9a ). Under the action of the same short pulse, 480 zero code combinations from the first half of the second buffer memory are shifted and written into the second half of this buffer memory (0 ps in Fig. 9a). Thus, the first segment is formed from the zero and first half-segments (1 segment in Fig. 9a).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в первом сегменте (1 сегм. на фиг. 9а). Следует заметить, что коэффициенты передачи окна Натолла (и соответствующие им кодовые комбинации) для первой половины сегмента (например 0 п.с. в 1 сегм. на фиг. 9а) являются возрастающими, а для второй половины сегмента (например 1 п.с. в 1 сегм. на фиг. 9а) являются уменьшающимися.Under the influence of the decay of the same short pulse, the first buffer memory and the memory circuit are reset to their initial state. In this case, a code combination appears at the code output of the memory circuit, corresponding to the Natall window transmission coefficient for the first of B = 960 code combinations in the first segment (1 segment in Fig. 9a). It should be noted that the Natall window gains (and the corresponding codewords) for the first half of the segment (for example, 0 ps in 1 segment in Fig. 9a) are increasing, and for the second half of the segment (for example, 1 ps in 1 segment). in 1 segment in Fig. 9a) are decreasing.

Параллельные кодовые комбинации, продолжающие поступать на 1 кодовый вход первой буферной памяти, записываются в данную память под действием импульсов с частотой дискретизации. В это же время под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются нулевые кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) нулевого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 9а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются только нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.Parallel code combinations continuing to arrive at 1 code input of the first buffer memory are written into this memory under the action of pulses with a sampling frequency. At the same time, under the action of pulses with a doubled sampling rate at the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit, 16-bit code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the multiplication circuit, respectively. The first to multiply the zero codewords (from the second half of the second buffer memory) of the zero half-segment of the first segment (1 segment in Fig. 9a), therefore, only zero 16-bit codewords appear at the code output of the multiplication circuit.

Далее начинают умножаться информационные кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) первого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 9а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются перемноженные 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие исходным кодовым комбинациям, но с наложенными на них коэффициентами передачи окна Натолла.Next, the information code combinations (from the first half of the second buffer memory) of the first half-segment of the first segment (1 segment in Fig.9a) begin to be multiplied, therefore multiplied 16-bit code combinations appear at the code output of the multiplication circuit, corresponding to the original code combinations, but superimposed on them by the Natall window transmission factors.

Т.о. в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими второму по счету полусегменту (1 п.с. на фиг. 9а), на выходе схемы умножения осуществляется формирование второго по счету сегмента (1₁-0₂ сегм. на фиг. 9в), состоящего из второй раз используемого нулевого полусегмента и первый раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).So during the period when the first buffer memory is filled with code combinations corresponding to the second half-segment (1 pc in Fig.9a), the second segment is formed at the output of the multiplication circuit (1 ₁ -0 ₂ segm in Fig.9c), consisting of the second time used the zero half-segment and the first time used the first half-segment (in which the Natall window gains are decreasing).

После заполнения следующими 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти, на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 9б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из первого и второго полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 9а).After filling the next 480 code combinations of the first buffer memory, a second short pulse appears at the output of the counter (Fig. 9b) under the action of the leading edge of which these code combinations are written into the first half of the second buffer memory. Under the action of the same short pulse, 480 previously recorded code combinations from the first half of the second buffer memory are shifted and written into the second half of this buffer memory. Thus, the second segment is formed from the first and second half-segments (2 segments in Fig. 9a).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций во втором сегменте (2 сегм. на фиг. 9а).Under the influence of the decay of the same short pulse, the first buffer memory and the memory circuit are reset to their initial state. In this case, a code combination appears at the code output of the memory circuit, corresponding to the Natall window transmission coefficient for the first of B = 960 code combinations in the second segment (2 segments in Fig. 9a).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) первого полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 9а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) второго полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 9а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения.Under the action of pulses at the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit, 16-bit code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the multiplication circuit, respectively. The code combinations (from the second half of the second buffer memory) of the first half-segment of the second segment (2 segments in Fig. 9a) are multiplied first. These multiplied codewords appear at the output of the multiplication circuit. Next, the code combinations (from the first half of the second buffer memory) of the second half-segment of the second segment (2 segments in Fig. 9a) are multiplied. These multiplied codewords also appear at the output of the multiplication circuit.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование третьего по счету сегмента (2₁-1₂ сегм. на фиг. 9в), состоящего из второй раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).So at the output of the multiplication circuit, the third segment is formed (2 ₁ -1 ₂ segm. the Natall window gains are decreasing).

Пока из второй буферной памяти осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в первую буферную память записываются кодовые комбинации, соответствующие третьему полусегменту (3 п.с. на фиг. 9а).While 16-bit code combinations are read from the second buffer memory, code combinations corresponding to the third half-segment are written into the first buffer memory (3 ps in Fig. 9a).

После заполнения очередными 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 9б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из второго и третьего полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 9а).After filling with the next 480 code combinations of the first buffer memory, a third short pulse appears at the output of the counter (Fig. 9b) under the action of the leading edge of which these code combinations are written into the first half of the second buffer memory. Under the action of the same short pulse, 480 previously recorded code combinations from the first half of the second buffer memory are shifted and written into the second half of this buffer memory. Thus, the third segment is formed from the second and third half-segments (3 segments in Fig. 9a).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в третьем сегменте (3 сегм. на фиг. 9а).Under the influence of the decay of the same short pulse, the first buffer memory and the memory circuit are reset to their initial state. In this case, a code combination appears at the code output of the memory circuit, corresponding to the Natall window transmission coefficient for the first of B = 960 code combinations in the third segment (3 segments in Fig. 9a).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) второго полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 9а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) третьего полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 9а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения..Under the action of pulses at the third input of the second buffer memory and the second input of the memory circuit, 16-bit code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the multiplication circuit, respectively. The code combinations (from the second half of the second buffer memory) of the second half-segment of the third segment (3 segments in Fig. 9a) are multiplied first. These multiplied codewords appear at the output of the multiplication circuit. Then the code combinations (from the first half of the second buffer memory) of the third half-segment of the third segment (3 segments in Fig. 9a) begin to be multiplied. These multiplied codewords also appear at the output of the multiplication circuit.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование четвертого по счету сегмента (3₁-2₂ сегм. на фиг. 9в), состоящего из второй раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого третьего полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися). Далее работа ССНОФН происходит аналогичным образом.So at the output of the multiplication circuit, the fourth segment is formed (3 ₁ -2 ₂ segm. the Natall window gains are decreasing). Further, the work of SSNOFN occurs in a similar way.

Пример реализации схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОН), входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 показан на фиг. 10. Данная схема содержит: первую, вторую, третью и четвертую буферные памяти (БП), сумматор, схему памяти (СП), схему умножения (СУ), счетчик, триггер, формирователь, элемент задержки (ЭЗ). Первый (кодовый) вход первой буферной памяти (БП₁) соединен с первым (кодовым) входом СПСКНОН, а его кодовый выход - с первым (кодовым) входом второй буферной памяти (БП₂) и с первым (кодовым) входом третьей буферной памяти (БП₃). Второй вход БП₁ подключен к выходу элемента задержки ЭЗ, а третий вход БП₁ соединен со вторым входом СПСКНОН, к которому также подключен вход счетчика, выход которого соединен со входом триггера, входом ЭЗ и со вторым входом БП₂, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БГЦ. Третий вход СПСКНОН соединен со вторым входом схемы памяти (СП), вторым входом БП₃ и вторым входом БП₄. Выход триггера подключен ко входу формирователя, выход которого соединен с первым входом СП, с третьим входом БП₃ и с третьим входом БГЦ. Кодовые выходы БП₃ и БП₄ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с первым кодовым входом схемы умножения (СУ), второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу СП, а кодовый выход СУ соединен с выходом СПСКНОН.An example of the implementation of the scheme of overlapping segments and compensation of unevenness of the Nuttall window function (SPSKNON) included in the block of the Hilbert orthogonal transform (BGOP) 3 is shown in Fig. 10. This circuit contains: the first, second, third and fourth buffer memories (BP), adder, memory circuit (SP), multiplication circuit (MS), counter, trigger, shaper, delay element (EZ). The first (code) input of the first buffer memory (BP ₁ ) is connected to the first (code) input of SPSKNON, and its code output is connected to the first (code) input of the second buffer memory (BP ₂ ) and to the first (code) input of the third buffer memory ( BP ₃ ). The second input of PSU _{1 is} connected to the output of the delay element EZ, and the third input of PSU _{1 is} connected to the second input of SPSKNON, to which the input of the counter is also connected, the output of which is connected to the input of the trigger, the input of EZ and to the second input of the PSU ₂ , the code output of which is connected to the first (code) input of the BGC. The third input of SPSCNON is connected to the second input of the memory circuit (SP), the second input of the BP ₃ and the second input of the BP ₄ . The trigger output is connected to the input of the shaper, the output of which is connected to the first input of the joint venture, to the third input of the power supply unit ₃ and to the third input of the BGC. The code outputs of BP ₃ and BP _{4 are} connected, respectively, with the first and second code inputs of the adder, the code output of which is connected to the first code input of the multiplication circuit (MS), the second code input of which is connected to the code output of the SP, and the code output of the CS is connected to the output SPSCNON.

СПСКНОН (фиг. 10) работает следующим образом. В исходном состоянии БП₁, БП₂, БП₃, БП₄, счетчик, а также триггер обнулены. СП также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой из В кодовых комбинаций в первом сегменте.SPSCNON (Fig. 10) works as follows. In the initial state, BP ₁ , BP ₂ , BP ₃ , BP ₄ , the counter, as well as the trigger are reset. The SP is also in the initial state when at its code output there is a codeword corresponding to the gain to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first of the B codewords in the first slot.

На первый (кодовый) вход СПСКНОН (фиг. 10) и далее на первый (кодовый) вход БП₁ поступают параллельные кодовые комбинации. Одновременно на второй вход СПСКНОН поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые далее подаются на третий вход БП₁. Под действием данных импульсов кодовые комбинации, поступающие на вход БП₁, записываются в нее и появляются на кодовом выходе БП₁. Эти кодовые комбинации прикладываются к первым (кодовым) входам БП₂ и БП₃, но не записываются в них.On the first (code) input SPSCNON (Fig. 10) and then on the first (code) input BP ₁ parallel code combinations are received. At the same time, pulses with a doubled sampling frequency are received at the second input of SPSKNON, which are then fed to the third input of BP ₁ . Under the influence of these pulses, the code combinations arriving at the input of BP ₁ are written into it and appear at the code output of BP ₁ . These code combinations are applied to the first (code) inputs of BP ₂ and BP ₃ , but are not recorded in them.

Одновременно счетчик начинает подсчет импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Данный счетчик предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента). Например, из цифрового сигнала, имеющего удвоенную частоту дискретизации нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов с удвоенной частотой дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 11а, б).At the same time, the counter starts counting pulses at twice the sampling rate. This counter is designed to count the number of code combinations equal to half the duration of a segment (half segment). For example, from a digital signal having a doubled sampling rate, it is necessary to form a sequence of half-segments, each of which must contain B / 2 = 480 discrete samples (code combinations). Moreover, each discrete sample is a 16-bit code combination. Then, on the duration of each half-segment, 480 sixteen-bit code combinations will fit. It is after a given number of pulses with a doubled sampling rate that a short pulse appears at the counter output, indicating the end of this half-segment and the beginning of the next one (Fig. 11a, b).

БП₁, БП₂, БП₃, БП₄ в нашем примере, вмещают в себя каждый по 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций (т.е. каждый - по полусегменту), Кодовые комбинации с кодовых выходов сумматора, СУ и СП также являются 16 разрядными.BP ₁ , BP ₂ , BP ₃ , BP ₄ in our example, each contain 480 sixteen-bit code combinations (that is, each - in a half-segment), Code combinations from the code outputs of the adder, SU and SP are also 16-bit.

СПСКНОН предназначена для формирования сегментов цифрового сигнала из В кодовых комбинаций в каждом сегменте и сложения с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом. С целью избежания разрывов в последовательности цифрового сигнала, формирующегося после перекрытия сегментов, необходимо, чтобы запись кодовых комбинаций в БП₁ производилась с удвоенной частотой дискретизации, а считывание кодовых комбинаций из БП₃ и БП₄ производилась с частотой дискретизации.SPSCNON is designed to form digital signal segments from B code combinations in each segment and add each segment with 50% overlap with the previous segment. In order to avoid discontinuities in the sequence of the digital signal formed after overlapping the segments, it is necessary that the code combinations are written to the BP ₁ with a doubled sampling rate, and the code combinations from the BP ₃ and BP ₄ are read with the sampling frequency.

Одновременно с записью кодовых комбинаций в БП₁, из БП₃ и БП₄ происходит считывание нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов на их вторых входах. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации поступают на первый и второй кодовые входы сумматора, на выходе которого также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации, которые подаются на первый кодовый вход СУ. На второй кодовый вход данной схемы с кодового выхода СП в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы СУ, на ее кодовом выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации Т.о. в период заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (0₀ п.с. на фиг. 11а) на кодовом выходе СУ осуществляется формирование полусегмента (0_н на фиг. 11г) из нулевых кодовых комбинаций.Simultaneously with the writing of the code combinations to the BP ₁ , from the BP ₃ and the BP ₄ , zero code combinations are read under the action of pulses at their second inputs. These zero 16-bit codewords are fed to the first and second code inputs of the adder, the output of which will also be zero 16-bit codewords, which are fed to the first code input of the SD. At this time, 16-bit code combinations are supplied to the second code input of this circuit from the code output of the SP, corresponding to the transmission coefficients to compensate for the unevenness of the Nuttall window function. After multiplying the code combinations applied to the 1 and 2 code inputs of the control system, its code output will also have zero 16-bit code combinations. in the period of filling the BP _{1 with} code combinations corresponding to the first half-segment (0 ₀ p.s. in Fig. 11a) at the code output of the control system, a half-segment (0 _n in Fig. 11d) is formed from zero code combinations.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными нулевыми кодовыми комбинациями БП₁, соответствующими 0₀ - полусегменту (фиг. 11а), на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг. 11б) от которого срабатывает триггер, а на выходе формирователя также появляется короткий импульс. Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₀ - полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БГЦ, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0 и 0₀ полусегментов (фиг. 11а) формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 11а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.After filling 480 with sixteen-bit zero code combinations BP ₁ , corresponding to 0 ₀ - half-segment (Fig.11a), the first short pulse appears at the output of the counter (Fig.11b) from which the trigger is triggered, and a short pulse also appears at the output of the shaper. Under the action of the leading edge of the pulse from the output of the shaper, zero code combinations corresponding to 0 ₀ - half-segment, from the output of BP _{1 are} written into BP ₃ , and in BGC, also zero code combinations that were present in BP _{2 are} recorded. Thus, from 0 and 0 ₀ half-segments (Fig. 11a), the first segment is formed (1 segment in Fig. 11a - below). At the same time, under the action of the same short pulse from the output of the shaper, the SP is set to its initial state, when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the segment.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₀ - полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₁ - полусегменту (фиг. 11а).After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output BP ₁ , corresponding to 0 ₀ - half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 0 ₁ - half-segment (Fig. 11a).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₀ п.с. + 0 п.с. на фиг. 11а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации с выхода СП. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование первого сегмента (0₀+0 сегм. на фиг. 11г).Under the action of pulses at the second inputs of BP ₃ and BP ₄ , 16-bit zero code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. Further, zero codewords from the code output of the adder (0 ₀ p.s. + 0 p.s. in Fig. 11a) are fed to the first code input of the CS, to the second code input of which code combinations are received from the output of the SP. So at the output of the SU, the formation of the first segment is carried out (0 ₀ + ₀ segm. in Fig. 11d).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется замедленное в 2 раза (по сравнению со скоростью записи в БП₁) считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 0₁ полусегменту.While reading of 16-bit code combinations is carried out from BP ₃ and BP ₄ slowed by 2 times (compared to the write speed in BP ₁ ), code combinations corresponding to 0 ₁ half-segment are written to BP ₁ .

После заполнения 480 нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 11б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логический 0» («лог.0»), от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₀ и 0 полусегментам и формируется 0₀ - 0 сегмент (фиг. 11г).After filling 480 with zero code combinations of the power supply unit ₁ , a second short pulse appears at the output of the counter (Fig. 11b) under the action of which the trigger is triggered and a "logical 0"("log.0") appears at its output, from which no signal, and hence the recording in BP ₃ and BP _{4 of} parallel code combinations from BP ₁ and BP ₂ does not occur. At this time, reading, addition and multiplication of zero code combinations corresponding to 0 ₀ and 0 half-segments continues from BP ₃ and BP ₄ , and 0 ₀ - 0 segment is formed (Fig. 11d).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₁ - полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему Ог-полусегменту (фиг. 11а).Under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP ₁ corresponding to the 0 ₁ - half-segment are written to the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts recording the code combinations corresponding to the next Og-half-segment (Fig. 11a).

После заполнения нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ (0₂ п.с. на фиг. 11а) на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 11б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логическая 1» («лог.1»), от которого на выходе формирователя появляется второй короткий импульс (фиг. 11в). Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₂ полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₁ и которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0₂ и 0₁ полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 11а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.After filling with zero code combinations BP ₁ (0 ₂ ps in Fig. 11a), a third short pulse appears at the output of the counter (Fig. 11b), under the action of which the trigger is triggered and a "logical 1" appears at its output ("log.1 "), From which a second short pulse appears at the output of the shaper (Fig. 11c). Under the action of the leading edge of the pulse from the output of the shaper, zero code combinations corresponding to the 0 ₂ half-segment, from the output of BP _{1, are} written into BP ₃ , and in BP ₄ , also zero code combinations corresponding to 0 ₁ and which were present in BP _{2 are} written. Thus, from 0 ₂ and 0 ₁ half-segments the second segment is formed (2 segments in Fig. 11a - below). At the same time, under the action of the same short pulse from the output of the shaper, the SP is set to its initial state, when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the segment.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₂ - полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₁ - полусегменту (фиг. 11а).After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP ₁ corresponding to the 0 ₂ - half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts recording the code combinations corresponding to the next 1 ₁ - half-segment (Fig. 11a).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₂ п.с. + 0₁ п.с. на фиг. 11а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. На кодовом выходе БУ появляются нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование второго сегмента (0₂+0₁ сегм. на фиг. 11г).Under the action of pulses at the second inputs of BP ₃ and BP ₄ , 16-bit zero code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. Further, zero codewords from the code output of the adder (0 ₂ p.s. + 0 ₁ p.s. in Fig. 11a) are fed to the first code input of the CS, to the second code input of which the code combinations are received from the output of the DT. At the code output of the CU, zero 16-bit code combinations appear. So at the CU output, the second segment is formed (0 ₂ + 0 ₁ segm. in Fig. 11d).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (0₂ п.с. и 0₁ п.с. на фиг. 11а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 11 полусегменту (11 п.с. на фиг. 11а).While from PD ₃ and PD ₄ reads 16-bit codewords (0 ps ₂ and 0 ps ₁ in Fig. 11a) in the BS ₁ is recorded codewords corresponding to 11 half portion (11 ps at Fig.11a).

После заполнения кодовыми комбинациями (1₁ п.с на фиг. 11а) на выходе счетчика появляется четвертый короткий импульс (фиг. 11б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₂ и 0₁ полусегментам и формируется 0₂ - 0₁ сегмент (фиг. 11г).After filling with code combinations (1 ₁ p.s. in Fig. 11a), a fourth short pulse appears at the output of the counter (Fig. 11b), under the action of which the trigger is triggered and "log.0" appears at its output, from which the output of the shaper does not occur no signal, and hence no writing to BP ₃ and BP _{4 of} code combinations from BP ₁ and BP ₂ occurs. At this time, reading, addition and multiplication of zero code combinations corresponding to 0 ₂ and 0 ₁ half-segments continues from BP ₃ and BP ₄ , and 0 ₂ - 0 ₁ segment is formed (Fig. 11d).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₂ - полусегменту (фиг. 11а).Under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output BP ₁ , corresponding to 1 ₁ half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 1 ₂ - half-segment (Fig. 11a).

После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₂ п.с. на фиг. 11а) на выходе счетчика появляется пятый короткий импульс (фиг. 11б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется третий короткий импульс (фиг. 11 в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂. записываются, соответственно, в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 1₂ и 1₁ полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 11а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в третьем сегменте.After filling with code combinations BP ₁ (1 ₂ ps in Fig. 11a), the fifth short pulse appears at the output of the counter (Fig. 11b) under the action of which the trigger is triggered and "log 1" appears at its output, from which at the output the shaper appears a third short pulse (Fig. 11c). Under the action of this impulse, code combinations from the code outputs BP ₁ and BP ₂ . are recorded, respectively, in BP ₃ and BP ₄ . Thus, from 1 ₂ and 1 ₁ half-segments, the third segment is formed (3 segments in Fig. 11a - below). At the same time, under the action of the same short pulse, the memory block is reset to its initial state, when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the third segment.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 21-полусегменту (фиг. 11а).After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output of the BP ₁ corresponding to the 1 ₂ half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 21-half-segment (Fig. 11a).

Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 1₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 11 полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.Under the action of pulses with a sampling rate at the second inputs of the BP ₃ and BP ₄ , 16-bit information code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. When summing, the code combinations included in the 1 ₂ half-segment (in which the Natall window transmission coefficients are increasing) are added with the same code combinations included in the 11 half-segment (in which the Natall window transmission coefficients are decreasing), therefore, at the output of the adder, the window transmission coefficients Natalls are flattened (become close to 1), although some unevenness remains.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (1₂ п.с. + 1₁ п.с. на фиг. 11а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (1₁ - 0₂) сегмент и (2₁ - 1₂) сегмент (вверху фиг. 11а) на входе СПСКНОН с 3 сегментом (3 сегм. на фиг. 11а или 1₂+1₁ сегм. на фиг. 11г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.Then, after summation, the code combinations from the code output of the adder (1 ₂ ps + 1 ₁ ps in Fig. 11a) are fed to the first code input of the CS, the second code input of which receives the code combinations from the output of the SP. After multiplying the code combinations, the unevenness of the Nuttall window function is compensated. If we compare (1 ₁ - 0 ₂ ) segment and (2 ₁ - 1 ₂ ) segment (at the top of Fig. 11a) at the SPSCNON input with 3 segments (3 segments in Fig. 11a or 1 ₂ +1 ₁ segments in Fig. 11d) at the output of the adder, it can be seen that there is an addition with 50% overlap of the segment with the previous segment.

На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование третьего сегмента (1₂+1₁ сегм. на фиг. 11г).16-bit code combinations with compensated unevenness of the Nuttall window function are fed to the code output of the CU. So at the output of the control unit, the formation of the third segment is carried out (1 ₂ +1 ₁ segment in Fig. 11d).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (1₂ п.с. и 1₁ п.с. на фиг. 11а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 2₁ полусегменту (2₁ п.с. на фиг. 11а).While from PD ₃ and PD ₄ reads 16-bit codewords (1 ₂ and 1 ₁ ps ps in FIG. 11a) in the BS ₁ is recorded codewords corresponding 2 _one half portion (2 ₁ ps . in Fig. 11a).

После заполнения кодовыми комбинациями (2₁ п.с на фиг. 11а) БП₁ на выходе счетчика появляется шестой короткий импульс (фиг. 11б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов БП₁ и БП₂ не происходит.After filling with code combinations (2 ₁ p.s. in Fig. 11a) of the PSU ₁ , the sixth short pulse appears at the output of the counter (Fig. 11b) under the action of which the trigger is triggered and "log.0" appears at its output, from which at the output of the shaper there is no signal, and therefore no parallel code combinations are written to BP ₃ and BP ₄ from the code outputs of BP ₁ and BP ₂ .

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение кодовых комбинаций, соответствующих 1₂ и 1₁ полусегментам и формируется 1₂ - 1₁ сегмент (фиг. 11г).At this time, reading, addition and multiplication of code combinations corresponding to 1 ₂ and 1 ₁ half-segments continues from BP ₃ and BP ₄ , and 1 ₂ - 1 ₁ segment is formed (Fig. 11d).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₂-полусегменту (фиг. 11а).Under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output BP ₁ corresponding to the 2 ₁ half-segment are written to the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the BP ₁ is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 2 ₂ half-segment (Fig. 11a).

После заполнения БП1 кодовыми комбинациями, соответствующими 2₂-полусегменту (2₂ п.с. на фиг. 11а) на выходе счетчика появляется седьмой короткий импульс (фиг. 11б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется четвертый короткий импульс (фиг. 11в).After filling the BP1 with code combinations corresponding to the 2 ₂ half-segment (2 ₂ ps in Fig. 11a), a seventh short pulse appears at the output of the counter (Fig. 11b), under the action of which the trigger is triggered and “log.1” appears at its output. ", From which a fourth short pulse appears at the output of the shaper (Fig. 11c).

Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 2₂ и 2₁ полусегментов формируется четвертый сегмент (4 сегм. на фиг. 11а внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в четвертом сегменте.Under the action of this pulse, the code combinations from the code outputs of BP ₁ and BP _{2 are} written to BP ₃ and BP ₄ . Thus, from 2 ₂ and 2 ₁ half-segments, the fourth segment is formed (4 segments in Fig. 11a below). At the same time, under the action of the same short pulse, the memory block is reset to the initial state when a code combination appears at its code output, corresponding to the transmission coefficient to compensate for the unevenness of the Nuttall window function for the first codeword in the fourth segment.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 3₁-полусегменту (фиг. 11а).After that, under the influence of the decay of the pulse from the counter output, the code combinations from the code output BP ₁ , corresponding to the 2 ₂ half-segment are written into the BP ₂ and appear at its code output. In addition, under the action of a short pulse delayed in the EZ, the PSU ₁ is reset to zero and starts writing the code combinations corresponding to the next 3 ₁ half-segment (Fig. 11a).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 2₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 2₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.Under the action of pulses at the second inputs of BP ₃ and BP ₄ , 16-bit information code combinations from their code outputs are fed to the first and second code inputs of the adder, respectively. During the summation, the code combinations included in the 2 ₂ half-segment (in which the Natall window transmission coefficients are increasing) are added with the same code combinations included in the 2 ₁ half-segment (in which the Natall window transmission coefficients are decreasing), therefore, at the output of the adder, the transmission coefficients Nutall windows flatten out (close to 1), although some unevenness remains.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (2₂ п.с. + 2₁ п.с. на фиг. 11а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (2₁-1₂) сегмент и (3₁-2₂) сегмент (вверху фиг. 11а) на входе СПСКНОН с 4 сегментом (4 сегм. на фиг. 11а внизу или 2₂+2₁ сегм. на фиг. 11г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.Further, after summation, the code combinations from the code output of the adder (2 ₂ PS + 2 ₁ PS in Fig. 11a) are fed to the first code input of the CS, the second code input of which receives the code combinations from the output of the SP. After multiplying the code combinations, the unevenness of the Nuttall window function is compensated. If we compare (2 ₁ -1 ₂ ) segment and (3 ₁ -2 ₂ ) segment (top of Fig.11a) at the input of SPSCNON with 4 segment (4 segments in Fig.11a below or 2 ₂ +2 ₁ segments in Fig. 11d) at the output of the adder, it can be seen that there is an addition with 50% overlap of the segment with the previous segment.

На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование четвертого сегмента (2₂+2₁ сегм. на фиг. 11г). Далее работа БПСКНОН происходит аналогичным образом Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа, позволяет расширить функциональные возможности и использовать предлагаемый способ и устройство для измерения таких важных параметров акустических сигналов как мгновенная мощность участков нестационарности с возрастающей крутизной и средняя мощность таких участков на длительном временном отрезке. Кроме того, предлагаемый способ и устройство позволяют измерять такие важные параметры как крутизну нарастания участков нестационарности акустических сигналов и среднюю крутизну таких участков на длительном временном отрезке. Вследствие таких измерений удается повысить точность оценки качества акустических сигналов, так как именно участки нестационарности с возрастающей крутизной (атаки) содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать качество этих сигналов.16-bit code combinations with compensated unevenness of the Nuttall window function are fed to the code output of the CU. So at the output of the control unit, the fourth segment is formed (2 ₂ +2 ₁ segm. in Fig. 11d). Further, the operation of the BPSKNON proceeds in a similar way.Thanks to this solution of the problem, the proposed method and device for measuring the power and steepness of the sections of non-stationarity of acoustic signals, in contrast to the prototype, makes it possible to expand the functionality and use the proposed method and device for measuring such important parameters of acoustic signals as the instantaneous power of sections nonstationarity with increasing steepness and the average thickness of such sections over a long time interval. In addition, the proposed method and device make it possible to measure such important parameters as the steepness of the rise of the sections of non-stationarity of acoustic signals and the average steepness of such sections over a long time interval. As a result of such measurements, it is possible to increase the accuracy of assessing the quality of acoustic signals, since it is precisely the sections of nonstationarity with an increasing steepness (attack) that contain the greatest amount of information and their distortions during transmission and processing significantly reduce the quality of these acoustic signals. These measurements will make it possible to take measures to reduce distortions of non-stationarity areas in acoustic signals and thereby improve the quality of these signals.

С помощью предлагаемого способа и устройства измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов могут измеряться как звуковые вещательные сигналы, так и речевые и музыкальные сигналы, а также любые аналоговые акустические сигналы и шумы.With the help of the proposed method and device for measuring the power and the steepness of the rise of the sections of non-stationarity of acoustic signals, both audio broadcast signals and speech and music signals, as well as any analog acoustic signals and noises, can be measured.

Предлагаемые способ и устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов могут найти применение в существующих аналоговых и цифровых каналах передачи, в системах обработки аналоговых сигналов, в режиссерских системах при формировании музыкальных и речевых программ, а также для оценки негативных и положительных воздействий акустических сигналов и шумов на человека. При помощи данных измерений можно осуществлять мероприятия по повышению качества акустических сигналов, а также по снижению негативных воздействий акустических сигналов и шумов на человека.The proposed method and device for measuring the power and steepness of the increase in the sections of non-stationarity of acoustic signals can be used in existing analog and digital transmission channels, in analog signal processing systems, in director's systems in the formation of music and speech programs, as well as for assessing the negative and positive effects of acoustic signals and noise per person. With the help of these measurements, measures can be taken to improve the quality of acoustic signals, as well as to reduce the negative effects of acoustic signals and noise on a person.

Экономический эффект от использования предлагаемого способа и устройства измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов предполагается получить за счет повышения точности оценки наиболее важных в информационном отношении участков нестационарности акустических сигналов, что позволяет проводить мероприятия по уменьшению искажений в этих акустических сигналах и тем самым повышать качество самих этих сигналов. Кроме того, оценка негативных воздействий акустических сигналов и шумов на человека и проведение на основе этих оценок различных защитных мероприятий, позволяет снизить потери на восстановление здоровья и работоспособности людей.The economic effect of using the proposed method and device for measuring the power and the steepness of the rise of the sections of non-stationarity of acoustic signals is expected to be obtained by increasing the accuracy of assessing the most important information-wise sections of non-stationarity of acoustic signals, which makes it possible to take measures to reduce distortions in these acoustic signals and thereby improve the quality these signals themselves. In addition, the assessment of the negative effects of acoustic signals and noise on a person and the implementation of various protective measures on the basis of these assessments allows to reduce losses for the restoration of health and working capacity of people.

Claims

1. Способ измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, включающий преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, а также цифровое квадрирование, суммирование и усреднение, запоминание с суммированием и усреднением, цифровую индикацию,1. A method for measuring the power and steepness of the sections of non-stationarity of acoustic signals, including conversion of an input signal, linear analog-to-digital conversion of a signal, Hilbert conversion with the formation of an orthogonal signal from a digital signal, digital extraction of a signal corresponding to the Hilbert amplitude envelope of an analog signal, and digital squaring, summation and averaging, storage with summation and averaging, digital indication,

отличающийся тем, что после выделения в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала, выделяют путем фильтрации низкочастотные составляющие гильбертовской амплитудной огибающей, а затем в этом отфильтрованном сигнале гильбертовской амплитудной огибающей определяют и выделяют наиболее важные и информативные участки нестационарности с нарастающей крутизной, каждый из которых содержит N_x параллельных кодовых комбинаций, из которых после цифрового квадрирования осуществляют формирование в каждом участке нестационарности, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности этого участка нестационарности с нарастающей крутизной, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности с нарастающей крутизной, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков, а также на каждом выделенном участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt и определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА между конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой, а затем путем деления разности мгновенных значений амплитуд между конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой ΔА на длительность этого участка нестационарности Δt, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего крутизне нарастания S участка нестационарности с нарастающей крутизной, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания S на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности с нарастающей крутизной, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S участков нестационарности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков.characterized in that after the digital extraction of the signal corresponding to the Hilbert amplitude envelope of the original analog signal, the low-frequency components of the Hilbert amplitude envelope are separated by filtration, and then in this filtered signal of the Hilbert amplitude envelope, the most important and informative sections of nonstationarity with increasing steepness are determined and isolated, each of which contains N _x parallel code combinations, of which, after digital squaring, the formation of a digital count corresponding to the value of the instantaneous power of this non-stationarity section with increasing steepness is carried out, after summing and averaging, in each section of nonstationarity, and then K of such digital counts are stored, and also carry out the formation of digital readings from K, by summing and averaging these readings, a digital reading corresponding to the value of the average power over a long time interval consisting of K sections of unsteadiness with increasing steepness, after which digital indication of K stored digital readings corresponding to the values of instantaneous power and digital readout corresponding to the value of the average power of the sections of unsteadiness on a long time interval, consisting of K sections, as well as on each selected area of unsteadiness with increasing steepness determine the duration of this section Δt and determine the difference in instantaneous values of the amplitudes ΔA between the end point of the nonstationarity section and its initial point, and then by dividing the difference in instantaneous values of the amplitudes between the end point of the section of nonstationarity and its initial point ΔA by the duration of this section of nonstationarity Δt, form a digital the count corresponding to the slope of the rise S of the nonstationarity section with an increasing steepness, and then K such digital readouts are stored, and also digital readouts are formed from K by the sums of these readings, a digital readout corresponding to the value of the average slope of rise S on a long time interval consisting of K sections of unsteadiness with increasing slope, after which digital indication of K stored digital readings corresponding to the values of the slope of rise S of the sites of unsteadiness and digital readout is carried out, corresponding to the value of the average steepness of the growth of the sections of non-stationarity on a long time interval, consisting of K sections.

2. Устройство для осуществления способа измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, блок гильбертовского ортогонального преобразования, а также блок вычисления амплитудной огибающей, цифровой квадратор, сумматор-усреднитель, первый блок памяти, второй блок памяти и блок индикации с дисплеем,2. A device for implementing a method for measuring the power and the slope of the rise of sections of non-stationarity of acoustic signals, containing a series-connected input unit, a linear analog-to-digital converter, a Hilbert orthogonal conversion unit, as well as an amplitude envelope calculation unit, a digital quadrator, an adder-averager, a first memory unit , a second memory unit and a display unit with display,

отличающееся тем, что дополнительно введены фильтр низких частот, блок обнаружения участков нестационарности, блок ключей, блок определения крутизны нарастания участков нестационарности, при этом первый и второй выходы блока гильбертовского ортогонального преобразования соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока вычисления амплитудной огибающей, выход которого соединен со входом фильтра низких частот, выход которого соединен с первым входом блока ключей и входом блока обнаружения участков нестационарности, первый выход которого соединен со вторым входом блока ключей и первым входом блока определения крутизны нарастания участков нестационарности, второй вход которого соединен со вторым выходом блока обнаружения участков нестационарности, причем выход блока ключей соединен с третьим входом блока определения крутизны нарастания участков нестационарности и входом цифрового квадратора, выход которого соединен с первым входом сумматора-усреднителя, выход которого соединен с первым входом первого блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока индикации с дисплеем, при этом первый выход блока определения крутизны нарастания участков нестационарности соединен с первым входом второго блока памяти, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока памяти и со вторым входом второго блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами блока индикации с дисплеем, причем третий выход блока определения крутизны нарастания участков нестационарности соединен со вторым входом сумматора-усреднителя.characterized in that a low-pass filter, a block for detecting non-stationarity sections, a key block, a block for determining the steepness of the rise of non-stationary sections are additionally introduced, while the first and second outputs of the Hilbert orthogonal transformation block are connected, respectively, with the first and second inputs of the amplitude envelope calculation block, the output which is connected to the input of the low-pass filter, the output of which is connected to the first input of the key block and the input of the non-stationarity section detection block, the first output of which is connected to the second input of the key block and the first input of the block for determining the steepness of the growth of the non-stationarity sections, the second input of which is connected to the second output of the block detecting sections of nonstationarity, and the output of the block of keys is connected to the third input of the block for determining the steepness of the rise of sections of nonstationarity and the input of a digital quadrator, the output of which is connected to the first input of the adder-averager, the output of which is connected to the first input of the first memory block, the first and second outputs of which are connected, respectively, to the first and second inputs of the indication unit with a display, while the first output of the block for determining the slope of the rise of the non-stationary sections is connected to the first input of the second memory block, and its second output is connected to the second the input of the first memory block and with the second input of the second memory block, the first and second outputs of which are connected, respectively, to the third and fourth inputs of the display unit with a display, and the third output of the block for determining the slope of the rise of the non-stationary sections is connected to the second input of the adder-averager.